JP2000100585A

JP2000100585A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2000100585A
Application number: JP27215298A
Authority: JP
Inventors: Hiroo Kawaminami; 博生川南
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-09-25
Filing date: 1998-09-25
Publication date: 2000-04-07

Abstract

(57)【要約】【課題】放電灯始動回路を複雑化せず、回路内のコンデ
ンサの異常昇圧を抑制し、且つ放電灯を確実に始動でき
る放電灯点灯装置を提供する。【解決手段】交流電源を整流する第１のスイッチング手
段と、第１のスイッチング手段の出力を、交流電源の極
性に同期して極性が反転する矩形波出力に変換する第２
のスイッチング手段と、矩形波電力を供給される負荷回
路とからなり、第１及び第２のスイッチング手段で２個
以上のスイッチング素子を共用したインバータ装置にお
いて、負荷回路の無負荷時に、第１及び第２のスイッチ
ング手段で構成される電力変換回路に並列接続された平
滑用コンデンサを充電するスイッチング動作を行う第１
の動作期間と、第１の動作期間に平滑用コンデンサに充
電された電荷を放電するスイッチング動作を行う第２の
動作期間とを交互に行う制御手段を設けた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はＨＩＤランプ等の始
動時に高圧パルスを印加する必要のある高圧放電灯を点
灯するための高圧放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】（従来例１）図１０は第１の従来例（特
開平２−２８２８０９号公報参照）の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。トランジスタＱ
１，Ｑ２はバイポーラ型のトランジスタよりなる。トラ
ンジスタＱ１のエミッタは、トランジスタＱ２のコレク
タに接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２のコレク
タ及びエミッタには、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード
及びアノードが夫々接続されている。トランジスタＱ１
のコレクタにはダイオードＤ５のカソードが接続され、
ダイオードＤ５のアノードはダイオードＤ６のカソード
に接続され、ダイオードＤ６のアノードはトランジスタ
Ｑ２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１の
コレクタには、コンデンサＣ３の一端が接続され、コン
デンサＣ３の他端はコンデンサＣ４の一端に接続され、
コンデンサＣ４の他端はトランジスタＱ２のエミッタに
接続されている。トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点とコ
ンデンサＣ３，Ｃ４の接続点の間には、負荷回路Ｒが接
続されている。負荷回路Ｒとしては、例えば、図１４に
示す放電灯点灯回路などが接続される。トランジスタＱ
１，Ｑ２の接続点は交流電源Ｖｓの一端に接続されてい
る。交流電源Ｖｓの他端は、インダクタＬｆ，Ｌ１を介
して、ダイオードＤ５，Ｄ６の接続点に接続されてい
る。インダクタＬｆ，Ｌ１の接続点と交流電源Ｖｓの一
端との間には、コンデンサＣｆが接続されている。イン
ダクタＬｆとコンデンサＣｆはＡＣフィルタを構成して
いる。

【０００３】図１１は本従来例の動作波形図である。同
図に示すように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのとき
には、トランジスタＱ１が高周波的にオン・オフ駆動さ
れ、トランジスタＱ２はオフ状態とされる。また、交流
電源Ｖｓが負の半サイクルのときには、トランジスタＱ
２が高周波的にオン・オフ駆動され、トランジスタＱ１
はオフ状態とされる。以下、本回路の動作について詳述
する。

【０００４】まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのと
きに、トランジスタＱ１がオンすると、インダクタＬ
１、ダイオードＤ５、トランジスタＱ１を通る経路で交
流電源ＶｓからインダクタＬ１に電流が流れ、その電流
値は入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加
していく。このとき、コンデンサＣ３からトランジスタ
Ｑ１を介して負荷回路Ｒに電流が流れる。次に、トラン
ジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ１、ダイオード
Ｄ５、コンデンサＣ３、負荷回路Ｒ、交流電源Ｖｓを通
る経路、並びに、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、コ
ンデンサＣ３，Ｃ４、ダイオードＤ２、交流電源Ｖｓを
通る経路で、インダクタＬ１のエネルギーが放出され、
コンデンサＣ３及びＣ４が充電される。このように、交
流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トランジスタＱ１が
チョッパー用のスイッチング素子と負荷電流供給用のス
イッチング素子を兼ねるものであり、トランジスタＱ２
は休止している。

【０００５】次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのと
きに、トランジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、
トランジスタＱ２、ダイオードＤ６、インダクタＬ１、
インダクタＬｆを通る経路で電流が流れ、その電流値は
入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加して
行く。このとき、コンデンサＣ４から負荷回路Ｒ、トラ
ンジスタＱ２を通る経路で負荷回路Ｒに電流が流れる。
次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、
負荷回路Ｒ、コンデンサＣ４、ダイオードＤ６、インダ
クタＬ１を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイオー
ドＤ１、コンデンサＣ３，Ｃ４、ダイオードＤ６、イン
ダクタＬ１を通る経路で、インダクタＬ１のエネルギー
が放出され、コンデンサＣ３及びＣ４を充電する。この
ように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルでは、トランジ
スタＱ２がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電流
供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであり、
トランジスタＱ１は休止している。

【０００６】したがって、本回路にあっては、負荷電流
供給用のスイッチング素子がチョッパー用のスイッチン
グ素子を兼ね、且つ少ない素子数で構成されており、電
力損失が少なく、回路構成も簡単になるという利点があ
る。また、本回路にあっては、交流電源Ｖｓの半サイク
ル毎に各トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にチョッパー用
及び負荷電流供給用のスイッチング素子として働くの
で、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽減され
るという利点があり、またスイッチング素子（トランジ
スタＱ１，Ｑ２）の電力損失のバランスが取れているの
で、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、スイッチン
グ素子（トランジスタＱ１，Ｑ２）はチョッパー用及び
負荷電流供給用のスイッチング素子として動作している
から、別個にチョッパー駆動回路を設ける必要がなく、
また駆動回路の構成も簡単化される。なお、交流電源Ｖ
ｓとインダクタＬ１の間に、インダクタＬｆとコンデン
サＣｆよりなるＡＣフィルタを挿入して入力電流Ｉｉｎ
を連続的にすることにより、入力電流歪率を低減するこ
とができ、また、入力電流Ｉｉｎを入力電圧Ｖｉｎと同
相の正弦波にできるので、入力力率はほぼ１となること
は言うまでもない。なお、本回路において、トランジス
タＱ１，Ｑ２としてＭＯＳＦＥＴを使用すれば、ダイオ
ードＤ１，Ｄ２はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで代用
できるので、使用素子数が減り、回路構成を更に簡単化
できるものである。

【０００７】（従来例２）図１２は従来例２の回路図で
ある。本従来例は、負荷回路Ｒとして図１４に示す構成
の放電灯点灯回路を用いたこと以外は、図１０の従来例
と同様である。本従来例にあっては、負荷回路Ｒにイン
ダクタＬ２が含まれているので、トランジスタＱ１，Ｑ
２がオフしたときにも負荷回路Ｒには電流が流れる。す
なわち、トランジスタＱ１がオフしたときには、インダ
クタＬ２から、コンデンサＣ２と放電灯Ｌａの並列回
路、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２を介してインダク
タＬ２に戻る経路で電流が流れ、トランジスタＱ２がオ
フしたときには、インダクタＬ２から、ダイオードＤ
１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ２と放電灯Ｌａの並
列回路を介してインダクタＬ２に戻る経路で電流が流れ
る。その他の動作については、図１０の従来例と同様で
ある。

【０００８】トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周
波数は、例えば数十ＫＨｚ程度であり、負荷回路Ｒに供
給される高周波成分は、大部分が放電灯Ｌａに並列接続
された平滑用のコンデンサＣ２にバイパスされる。した
がって、放電灯Ｌａには直流成分のみが流れるものであ
り、ランプ電流ＩＬａは図１３に示すように、高周波成
分の少ない矩形波電流となる。また、その極性は商用交
流電圧Ｖｓに同期して反転するので、放電灯Ｌａとして
高圧放電灯を使用しても、音響的共鳴現象に起因するア
ークの不安定を生じることはなく、光出力のちらつきや
立ち消えを防止することができるものである。

【０００９】（従来例３）図１５は従来例３の回路図で
ある。本従来例にあっては、図１０に示すハーフブリッ
ジ回路において、コンデンサＣ３，Ｃ４をトランジスタ
Ｑ３，Ｑ４で置き換えて、フルブリッジ回路としたもの
である。各トランジスタＱ３，Ｑ４には、それぞれダイ
オードＤ３，Ｄ４が逆並列接続されている。トランジス
タＱ３，Ｑ４の直列回路には、平滑用のコンデンサＣ１
が並列接続されている。なお、負荷回路Ｒとしてはイン
ダクタと抵抗を含む誘導性負荷を用いている。その他の
回路構成は図１０に示す従来例１と同様である。

【００１０】図１６は従来例３の動作波形図である。同
図に示すように、トランジスタＱ１がオン・オフ動作を
行う期間Ｔ１では、トランジスタＱ２，Ｑ３がオフとな
り、トランジスタＱ４はオンとなる。また、トランジス
タＱ２がオン・オフ動作を行う期間Ｔ２では、トランジ
スタＱ１，Ｑ４はオフとなり、トランジスタＱ３はオン
となる。

【００１１】以下、本回路の動作について説明する。ま
ず、期間Ｔ１において、トランジスタＱ１がオンする
と、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、トランジスタＱ
１を介して交流電源Ｖｓから電流が流れ、インダクタＬ
１にエネルギーが蓄積される。このとき、コンデンサＣ
１からトランジスタＱ１、負荷回路Ｒ、トランジスタＱ
４を介して負荷回路Ｒに電流が供給される。これにより
負荷回路Ｒのインダクタにはエネルギーが蓄積される。
次に、トランジスタＱ１がオフされると、インダクタＬ
１の蓄積エネルギーにより、インダクタＬ１からダイオ
ードＤ５、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、交流電源
Ｖｓを介してインダクタＬ１に戻る経路で電流が流れ
る。このとき、負荷回路Ｒのインダクタの蓄積エネルギ
ーにより、負荷回路ＲからトランジスタＱ４、ダイオー
ドＤ２を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電流が流れる。
これにより、期間Ｔ１では負荷回路Ｒに正極性の直流電
圧が印加されることになる。

【００１２】次に、期間Ｔ２において、トランジスタＱ
２がオンすると、トランジスタＱ２、ダイオードＤ６、
インダクタＬ１を介して交流電源Ｖｓから電流が流れ、
インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。このとき、
コンデンサＣ１からトランジスタＱ３、負荷回路Ｒ、ト
ランジスタＱ２を介して負荷回路Ｒに電流が供給され
る。これにより負荷回路Ｒのインダクタにはエネルギー
が蓄積される。次に、トランジスタＱ２がオフされる
と、インダクタＬ１の蓄積エネルギーにより、インダク
タＬ１から交流電源Ｖｓ、ダイオードＤ１、コンデンサ
Ｃ１、ダイオードＤ６を介してインダクタＬ１に戻る経
路で電流が流れる。このとき、負荷回路Ｒのインダクタ
の蓄積エネルギーにより、負荷回路ＲからダイオードＤ
１、トランジスタＱ３を介して負荷回路Ｒに戻る経路で
電流が流れる。これにより、期間Ｔ２では負荷回路Ｒに
負極性の直流電圧が印加されることになる。

【００１３】本従来例においては、負荷回路Ｒにコンデ
ンサＣ１の充電電圧が印加されるので、従来例１，２に
比べると、約２倍の直流電圧を負荷回路Ｒに印加するこ
とができ、負荷回路Ｒに高い電圧を必要とする場合に特
に有効である。

【００１４】なお、図１６の動作波形図では、トランジ
スタＱ３，Ｑ４は高周波的にスイッチングされず、交流
電源Ｖｓの入力電圧Ｖｉｎに同期して交互にオン・オフ
されているが、トランジスタＱ４，Ｑ３がそれぞれトラ
ンジスタＱ１，Ｑ２と同じオン・オフ動作を行うように
しても構わない。この場合、トランジスタＱ１，Ｑ４が
オフしたとき、負荷回路Ｒのインダクタの蓄積エネルギ
ーによる電流は、ダイオードＤ２，Ｄ３を介してコンデ
ンサＣ１に流れることになり、トランジスタＱ２，Ｑ３
がオフしたときに、負荷回路Ｒのインダクタの蓄積エネ
ルギーによる電流は、ダイオードＤ１，Ｄ４を介してコ
ンデンサＣ１に流れることになる。

【００１５】また、トランジスタＱ１，Ｑ２は期間Ｔ
１，Ｔ２において共に交互にオン・オフし、トランジス
タＱ３，Ｑ４のみが図１６に示すように、交流電源Ｖｓ
の入力電圧Ｖｉｎに同期して交互にオン・オフするよう
に構成しても良い。

【００１６】（従来例４）図１７は負荷回路Ｒとして高
圧放電灯を使用した場合の回路図である。負荷として高
圧放電灯を使用した場合、放電灯に高圧パルスを印加し
始動させる動作期間が必要となる。図１８は、図１７の
従来例回路において、ＬＣ直列回路の共振作用を利用
し、高圧パルスを発生させたときの動作波形図である。
以下、放電灯に高圧パルスを印加する動作について説明
する。

【００１７】まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのと
きに、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が共にＯＮすると、
インダクタＬ１、ダイオードＤ５、スイッチング素子Ｑ
１を通る経路で交流電源ＶｓからインダクタＬ１に電流
が流れ、その電流値は入力交流電圧の瞬時値に比例した
傾きで増加していく。この期間において、交流電源Ｖｓ
よりインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。同時
に、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ２、コンデン
サＣ２、スイッチング素子Ｑ４を通る経路でコンデンサ
Ｃ１からＬＣ直列回路に電流が流れる。次に、スイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ４がＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ
２、Ｑ３が共にＯＮすると、インダクタＬ１、ダイオー
ドＤ５、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、交流電源Ｖ
ｓを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ１の蓄積エネ
ルギーがコンデンサＣ１に充電される。同時に、スイッ
チング素子Ｑ３、コンデンサＣ２、インダクタＬ２、ス
イッチング素子Ｑ２を通る経路でコンデンサＣ１からＬ
Ｃ直列回路に電流が流れる。

【００１８】また、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのと
きに、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が共にＯＮすると、
スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ６、インダクタＬ
１を通る経路で交流電源ＶｓからインダクタＬ１に電流
が流れ、その電流値は入力交流電圧の瞬時値に比例した
傾きで増加していく。この期間において、交流電源Ｖｓ
よりインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。同時
に、スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ２、インダク
タＬ２、スイッチング素子Ｑ２を通る経路でコンデンサ
Ｃ１からＬＣ直列回路に電流が流れる。次に、スイッチ
ング素子Ｑ２、Ｑ３がＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ４が共にＯＮすると、交流電源Ｖｓ、ダイオード
Ｄ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ６を通る経路で電
流が流れ、インダクタＬ１の蓄積エネルギーがコンデン
サＣ１に充電される。同時に、スイッチング素子Ｑ１、
インダクタＬ２、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ
４を通る経路でコンデンサＣ１からＬＣ直列回路に電流
が流れる。

【００１９】以下、同じ過程を繰り返し、インダクタＬ
２とコンデンサＣ２よりなるＬＣ直列回路には高周波電
流が流れる。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４及びスイッチ
ング素子Ｑ２、Ｑ３をＬＣ直列回路の共振周波数の近く
でスイッチングさせることで、コンデンサＣ２の両端電
圧は共振作用により増大し、高圧パルスを発生する。放
電灯ＬａはＬＣ直列回路の共振作用による高圧パルスに
より始動する。

【００２０】しかし、この従来例では高圧パルスを発生
している期間、交流電源ＶｓよりインダクタＬ１に蓄積
されるエネルギーが、コンデンサＣ１に常に充電される
ことになる。よって、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は図
１８に示すように異常昇圧を引き起こし、最終的にはコ
ンデンサＣ１が破損する恐れがある。

【００２１】（従来例５）そこで、図１９に示すように
交流電源Ｖｓの極性反転時の前後のみにおいて、高圧パ
ルスを発生させる方法が考えられる。図２０は、この動
作時におけるコンデンサＣ２の両端電圧Ｖｃ２の波形図
である。この場合では、入力交流電圧が低い期間のみＬ
Ｃ直列回路の共振作用により高圧パルスを発生させてい
る。交流電源Ｖｓの極性反転時では入力交流電圧の瞬時
値が小さいため、インダクタＬ１への蓄積エネルギーが
小さく、結果としてコンデンサＣ１に充電されるエネル
ギーも小さくなる。コンデンサＣ１の容量はコンデンサ
Ｃ２の容量に比べて十分大きく、極性反転期間に於いて
充電されるエネルギーは小さいのでコンデンサＣ１を異
常昇圧させることはない。しかし、この方法では、高圧
パルスを発生する期間が短いために、放電灯を確実に始
動できない問題があった。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】図１７に示す従来例の
ように、交流電源を整流する第１のスイッチング手段
と、第１のスイッチング手段の出力を、交流電源の極性
に同期して極性が反転する矩形波出力に変換する第２の
スイッチング手段と、矩形波電力を供給される負荷回路
とからなり、第１のスイッチング手段と第２のスイッチ
ング手段とで少なくとも２個のスイッチング素子を共用
したインバータ装置において、ＬＣ共振作用を利用して
放電灯の始動用高電圧の発生を行うと、平滑用コンデン
サが異常昇圧を引き起こす問題があった。また、異常昇
圧を抑えるために交流電源Ｖｓの極性反転時のみで高電
圧の発生を行うと、放電灯が確実に始動しないという問
題があった。

【００２３】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、放電灯始動回路を
複雑化せず、回路内のコンデンサの異常昇圧を抑制し、
且つ放電灯を確実に始動できる放電灯点灯装置を提供す
ることにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、交流電源を整流する第１のス
イッチング手段と、第１のスイッチング手段の出力を、
交流電源の極性に同期して極性が反転する矩形波出力に
変換する第２のスイッチング手段と、矩形波電力を供給
される負荷回路とからなり、第１のスイッチング手段と
第２のスイッチング手段とで少なくとも２個のスイッチ
ング素子を共用したインバータ装置において、負荷回路
の無負荷時に、第１、第２のスイッチング手段で構成さ
れる電力変換回路に並列接続された平滑用コンデンサを
充電するスイッチングを行う第１の動作期間と、前記動
作期間に平滑用コンデンサが充電した電荷を放電するス
イッチングを行う第２の動作期間を交互に行う制御手段
を備えることを特徴とするものである。

【００２５】本発明にあっては、このように、平滑用コ
ンデンサが交流電源から充電されつつ、高圧パルスを発
生させるスイッチングを行う第１の動作期間と、平滑用
コンデンサを交流電源から切り離して、高圧パルスを発
生させるスイッチングを行う第２の動作期間を交互に行
うようにしたので、平滑用コンデンサを異常昇圧させる
ことなく、ＬＣ直列回路の共振作用を利用して高圧パル
スを発生することができる。また、入力電圧瞬時値に関
係せず、任意の期間で放電灯を始動させるために必要な
高電圧を発生させることができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】（実施例１）図１は本発明の実施
例１の回路図である。図２は本実施例における交流電源
Ｖｓが正の半サイクルのときのスイッチング動作を示す
図である。まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのと
き、動作期間Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ３がＯＦ
Ｆ、スイッチング素子Ｑ４がＯＮで、スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２が交互にＯＮ・ＯＦＦ動作を行い、放電灯Ｌ
ａには高周波電圧が印加される。また、コンデンサＣ１
は、交流電源ＶｓからインダクダＬ１に蓄積されたエネ
ルギーにより充電される。次に、動作期間Ｔ２では、ス
イッチング素子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２が
ＯＮで、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が交互にＯＮ・Ｏ
ＦＦ動作を行い、動作期間Ｔ１と同様、放電灯Ｌａには
高周波電圧が印加される。また、図３は本実施例におけ
る交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときのスイッチング
動作を示す図である。交流電源Ｖｓが負の半サイクルの
とき、動作期間Ｔ３では、スイッチング素子Ｑ３がＯ
Ｎ、スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦで、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２が交互にＯＮ・ＯＦＦ動作を行い、放電灯
Ｌａには高周波電圧が印加される。また、コンデンサＣ
１は交流電源ＶｓからインダクタＬ１に蓄積されたエネ
ルギーにより充電される。次に、動作期間Ｔ４では、ス
イッチング素子Ｑ１がＯＮ、スイッチング素子Ｑ２がＯ
ＦＦで、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が交互にＯＮ・Ｏ
ＦＦ動作を行い、動作期間Ｔ３と同様、放電灯Ｌａには
高周波電圧が印加される。図４は本実施例における交流
電源Ｖｓの１周期分の動作を示している。図中、入力電
圧Ｖｉｎが正極性の期間Ｉでは図２の動作期間Ｔ１，Ｔ
２を繰り返し、入力電圧Ｖｉｎが負極性の期間ＩＩでは
図３の動作期間Ｔ３，Ｔ４を繰り返す。

【００２７】ここで、本実施例の回路動作について詳し
く説明する。まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのと
き、動作期間Ｔ１において、スイッチング素子Ｑ３がＯ
ＦＦ、スイッチング素子Ｑ４がＯＮで、スイッチング素
子Ｑ１がＯＮ、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦのときに
は、インダクタＬ１、ダイオードＤ５、スイッチング素
子Ｑ１を通る経路で交流電源ＶｓからインダクタＬ１に
電流が流れ、その電流値は入力交流電圧の瞬時値に比例
した傾きで増加していく。この期間において、交流電源
ＶｓよりインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。同
時に、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、コンデ
ンサＣ２、スイッチング素子Ｑ４を通る経路でコンデン
サＣ１からＬＣ直列回路に電流が流れる。その後、スイ
ッチング素子Ｑ３がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ４がＯ
Ｎで、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素
子Ｑ２がＯＮのときには、インダクタＬ１、ダイオード
Ｄ５、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ２、交流電
源Ｖｓを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ１の蓄積
エネルギーがコンデンサＣ１に充電される。同時に、ス
イッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、コンデン
サＣ２、インダクタＬ１を通る経路でＬＣ直列回路に電
流が流れる。図５（ａ），（ｂ）は動作期間Ｔ１におい
て電流の流れる経路を示す。

【００２８】次に、動作期間Ｔ２において、スイッチン
グ素子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２がＯＮで、
スイッチング素子Ｑ３がＯＮ、スイッチング素子Ｑ４が
ＯＦＦのときには、スイッチング素子Ｑ３、コンデンサ
Ｃ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ２を通る経
路でコンデンサＣ１から電流が流れる。その後、スイッ
チング素子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２がＯＮ
で、スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦ、スイッチング素子
Ｑ４がＯＮのときには、スイッチング素子Ｑ２、スイッ
チング素子Ｑ４、コンデンサＣ２、インダクタＬ１を通
る経路でＬＣ直列回路に電流が流れる。図６（ａ），
（ｂ）は動作期間Ｔ２において、電流の流れる経路を示
す。

【００２９】次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのと
き、動作期間Ｔ３において、スイッチング素子Ｑ３がＯ
Ｎ、スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦで、スイッチング素
子Ｑ１がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ２がＯＮのときに
は、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ６、インダク
タＬ１を通る経路で交流電源ＶｓからインダクタＬ１に
電流が流れ、その電流値は入力交流電圧の瞬時値に比例
した傾きで増加していく。この期間において、交流電源
ＶｓよりインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。同
時に、スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ２、インダ
クタＬ１、スイッチング素子Ｑ２を通る経路でコンデン
サＣ１からＬＣ直列回路に電流が流れる。その後、スイ
ッチング素子Ｑ３がＯＮ、スイッチング素子Ｑ４がＯＦ
Ｆで、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ、スイッチング素子
Ｑ２がＯＦＦのときには、スイッチング素子Ｑ２、コン
デンサＣ１、ダイオードＤ６、インダクタＬ１、交流電
源Ｖｓを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ１の蓄積
エネルギーがコンデンサＣ１に充電される。同時に、ス
イッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ３、コンデン
サＣ２、インダクタＬ１を通る経路でＬＣ直列回路に電
流が流れる。図７（ａ），（ｂ）は動作期間Ｔ３におい
て、電流の流れる経路を示す。

【００３０】次に、動作期間Ｔ４において、スイッチン
グ素子Ｑ１がＯＮ、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦで、
スイッチング素子Ｑ３がＯＦＦ、スイッチング素子Ｑ４
がＯＮのときには、スイッチング素子Ｑ１、インダクタ
Ｌ１、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ４を通る経
路でコンデンサＣ１から電流が流れる。その後、スイッ
チング素子Ｑ１がＯＮ、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦ
で、スイッチング素子Ｑ３がＯＮ、スイッチング素子Ｑ
４がＯＦＦのときには、スイッチング素子Ｑ１、スイッ
チング素子Ｑ３、コンデンサＣ２、インダクタＬ１を通
る経路でＬＣ直列回路に電流が流れる。図８（ａ），
（ｂ）は動作期間Ｔ４において、電流の流れる経路を示
す。

【００３１】以下、同じ過程を繰り返し、インダクタＬ
１とコンデンサＣ２よりなるＬＣ直列回路には高周波電
流が流れる。この高周波電流の周波数は、期間Ｔ１、Ｔ
３においてはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、期間Ｔ２、
Ｔ４においてはスイツチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチ
ング周波数により決まる。従って、スイッチング周波数
をＬＣ直列回路の共振周波数に近い周波数に設定すれ
ば、コンデンサＣ２の両端には共振作用により高圧パル
スが発生し、放電灯Ｌａに印加される。

【００３２】また、期間Ｔ１と期間Ｔ３において、コン
デンサＣ１は交流電源ＶｓからインダクタＬ１に蓄積さ
れたエネルギーにより充電される。期間Ｔ２と期間Ｔ４
ではコンデンサＣ１が交流電源Ｖｓから切り離されてお
り、交流電源ＶｓからのエネルギーでコンデンサＣ１が
充電されることはない。期間Ｔ１、Ｔ３でコンデンサＣ
１に充電されたエネルギーは、期間Ｔ２、Ｔ４でのスイ
ッチングロス等により消費される。よって、期間Ｔ１、
Ｔ３においてコンデンサＣ１の電圧が所定値になると、
それぞれ期間Ｔ２、Ｔ４の動作に切り替え、コンデンサ
Ｃ１の電圧を下げる制御を繰り返すことにより、コンデ
ンサＣ１の異常昇圧を抑えることができ、且つ、入力交
流電圧の瞬時値に関係せず、常に高圧パルスを発生する
ことが可能となり、放電灯の始動を確実に行うことがで
きる。

【００３３】（実施例２）図９は実施例１の制御を行う
ための具体的な制御回路の構成を示すブロック図であ
る。図中、１はインバータ装置、２は交流電源Ｖｓの極
性検出部、３は平滑コンデンサＣ１の電圧検出部であ
る。インダクタＬ１の蓄積エネルギーにより平滑コンデ
ンサＣ１が充電され、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が
所定値まで上がると、インバータ装置１より検出された
交流電源極性に応じて、平滑コンデンサ放電モードの制
御信号を出力する。この制御により、平滑コンデンサＣ
１が放電し、平滑コンデンサＣ１の両端電圧が所定値に
下がると、インバータ装置１より検出された交流電源極
性に応じて、平滑コンデンサ充電モードの制御信号を出
力する。

【００３４】

【発明の効果】本発明にあっては、負荷にコンデンサを
並列接続すると共にインダクタを直列接続した負荷回路
を備え、この負荷回路の無負荷時に平滑用コンデンサが
交流電源から充電されつつ高圧パルスを発生させるスイ
ッチングを行う第１の動作期間と、平滑用コンデンサを
交流電源から切り離して高圧パルスを発生させるスイッ
チングを行う第２の動作期間を交互に行うようにしたの
で、交流電源からインダクタに蓄積されたエネルギーに
よるコンデンサの異常昇圧を抑える効果がある。しか
も、入力交流電圧の瞬時値に関係せず、常に高圧パルス
を発生させることが可能となり、放電灯の始動を確実に
する効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１の交流電源正極性時の動作波
形図である。

【図３】本発明の実施例１の交流電源負極性時の動作波
形図である。

【図４】本発明の実施例１の交流電源１周期の動作波形
図である。

【図５】本発明の実施例１の第１の動作期間の電流経路
を示す回路図である。

【図６】本発明の実施例１の第２の動作期間の電流経路
を示す回路図である。

【図７】本発明の実施例１の第３の動作期間の電流経路
を示す回路図である。

【図８】本発明の実施例１の第４の動作期間の電流経路
を示す回路図である。

【図９】本発明の実施例２のブロック図である。

【図１０】従来例１の回路図である。

【図１１】従来例１の動作波形図である。

【図１２】従来例２の回路図である。

【図１３】従来例２の動作波形図である。

【図１４】従来例２の負荷回路の回路図である。

【図１５】従来例３の回路図である。

【図１６】従来例３の動作波形図である。

【図１７】従来例４の回路図である。

【図１８】従来例４の動作波形図である。

【図１９】従来例５の動作波形図である。

【図２０】従来例５のランプ電圧を示す波形図である。

【符号の説明】

Ｑ１〜Ｑ４スイッチング素子Ｄ１〜Ｄ６ダイオードＬ１，Ｌ２インダクタＣ１，Ｃ２コンデンサＬａ放電灯Ｖｓ交流電源

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する第１のスイッチン
グ手段と、第１のスイッチング手段の出力を、交流電源
の極性に同期して極性が反転する矩形波出力に変換する
第２のスイッチング手段と、矩形波電力を供給される負
荷回路とからなり、第１のスイッチング手段と第２のス
イッチング手段とで少なくとも２個のスイッチング素子
を共用したインバータ装置において、負荷回路の無負荷
時に、第１及び第２のスイッチング手段で構成される電
力変換回路に並列接続された平滑用コンデンサを充電す
るスイッチング動作を行う第１の動作期間と、前記第１
の動作期間に平滑用コンデンサに充電された電荷を放電
するスイッチング動作を行う第２の動作期間とを交互に
行う制御手段を備えることを特徴とする放電灯点灯装
置。
【請求項２】第１及び第２の動作期間において、上
記インバータ装置の出力端に接続された少なくともコン
デンサを含む負荷回路とインダクタの共振作用を利用し
て、負荷回路に高電圧を印加することを特徴とする請求
項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】第１及び第２の動作期間におけるスイ
ッチング素子のスイッチング周波数を、上記インバータ
装置の出力端に接続された少なくともコンデンサを含む
負荷回路とインダクタの共振周波数の近傍に設定したこ
とを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】逆方向通電要素を備える第１及び第２
のスイッチング素子を順方向が一致するように直列接続
した回路と、逆方向通電要素を備える第３及び第４のス
イッチング素子を順方向が一致するように直列接続した
回路とを、各回路の順方向が第１のコンデンサの放電方
向と一致するように第１のコンデンサと並列に接続し、
２つの整流素子を順方向が一致するように直列接続した
回路を各整流素子の順方向が第１のコンデンサの充電方
向と一致するように第１のコンデンサと並列に接続し、
前記２つの整流素子の接続点と第１及び第２のスイッチ
ング素子の接続点との間に、第１のインダクタと交流電
源の直列回路を接続し、第１及び第２のスイッチング素
子の接続点と第３及び第４のスイッチング素子の接続点
との間に、放電灯と第２のコンデンサが並列接続された
負荷回路と第２のインダクタとを直列接続した回路を接
続して構成されることを特徴とする請求項１記載の放電
灯点灯装置。
【請求項５】第１の動作期間において、交流電源の
極性が正のときは第１及び第２のスイッチング素子を交
互にオン・オフし、第３のスイッチング素子をオフ、第
４のスイッチング素子をオンさせて、交流電源の極性が
負のときは第１及び第２のスイッチング素子を交互にオ
ン・オフし、第３のスイッチング素子をオン、第４のス
イッチング素子をオフさせる制御手段を備えることを特
徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】第２の動作期間において、交流電源の
極性が正のときは第１のスイッチング素子をオフ、第２
のスイッチング素子をオンさせて、第３及び第４のスイ
ッチング素子を交互にオン・オフし、交流電源の極性が
負のときは第１のスイッチング素子をオン、第２のスイ
ッチング素子をオフし、第３及び第４のスイッチング素
子を交互にオン・オフさせる制御手段を備えることを特
徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。