JP2000100550A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 クロックの周波数を上げなくても、加熱手段
の入力電力を増減する際の分解能を高める。 【解決手段】 駆動信号発生回路21がクロックの周波数
に応じて生成した複数種類の駆動信号を、電力制御手段
31により一定時間毎に繰り返し切り換える。これによ
り、スイッチングトランジスタ14にゲート信号を供給す
る。加熱コイル11の入力電力を増減する際の分解能は、
単独の駆動信号をそのままスイッチングトランジスタ14
にゲート信号として供給した場合に比べて高くなる。ま
た、駆動信号発生回路21に内蔵するクロックの周波数を
上げなくてもよい。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル制御によ
り加熱コイルの入力電力を制御する誘導加熱装置に関す
る。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】従来、この種の例えば
炊飯器や保温釜などに適用される誘導加熱装置は、加熱
手段たる加熱コイルと、共振装置たる共振コンデンサと
により共振回路を構成するとともに、この共振回路にス
イッチング素子を接続したＩＨ（誘導加熱）発振回路
を、例えば整流平滑回路などにより構成されるＡＣ−Ｄ
Ｃ変換用のＩＨ電源回路の出力側に接続している。そし
て、デジタル式の駆動信号発生手段から、前記スイッチ
ング素子にパルス状のゲート信号を供給すると、スイッ
チング素子がオン・オフして切り換わるのに伴ない、電
源回路からの直流出力電圧が断続的に共振回路に供給さ
れ、加熱コイルに高周波電流が供給される。このとき、
スイッチング素子のオン時間を駆動信号発生手段からの
ゲート信号により可変することで、例えば炊飯や保温の
各行程に応じて、加熱コイルの入力電力を制御するよう
になっている。

【０００３】上記のいわゆるデジタル制御で加熱コイル
の入力電力を制御する誘導加熱装置の場合、加熱コイル
の入力電力がクロック周波数に依存し、所望の分解能を
得ることができないという問題がある。例えば、前記ス
イッチング素子のオン時間が12μｓで発振しているとき
には、加熱コイルの入力電力が500Ｗで、スイッチング
素子のオン時間が22μｓで発振しているときには、加熱
コイルの入力電力が1300ＷとなるようなＩＨ発振回路が
有るとする。これに対して、デジタル式の駆動信号発生
回路が、８ＭＨｚのクロック周波数（周期：0.125μ
ｓ）で動作する場合、スイッチング素子のオン時間は１
段階増減する毎に、0.125μｓ刻みで変化する。したが
って、このときの加熱コイルの入力電力は、次の数式１
に示すように、１段階につき10Ｗずつ変化する。

【０００４】

【数１】

【０００５】こうした誘導加熱装置では、加熱コイルの
入力電力制御の精度を確保するために、例えば１段階に
つき５Ｗの分解能にまで高めようとすると、駆動信号発
生回路のクロック周波数も２倍にしなければならず、デ
ジタル回路部分からの高周波ノイズの発生を増強してし
まう弊害があった。

【０００６】そこで、本発明は上記問題点に鑑み、クロ
ックの周波数を上げなくても、加熱手段の入力電力を増
減する際の分解能を高めることができる誘導加熱装置を
提供することをその目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
誘導加熱装置は、前記目的を達成するために、加熱手段
と共振装置とにより共振回路を構成し、スイッチング素
子を切り換えることにより、電源回路からの入力電圧を
前記共振回路に供給するとともに、前記スイッチング素
子にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と、この駆
動信号発生手段に内蔵するクロックに応じて前記スイッ
チング素子へのゲート信号を可変し、前記加熱手段の入
力電力を段階的に制御する電力制御手段とを備えた誘導
加熱装置において、前記電力制御手段は、前記駆動信号
発生手段が前記クロックに応じて生成した複数種類の駆
動信号を一定時間毎に繰り返し切り換えて前記スイッチ
ング素子に出力するように、前記駆動信号発生手段を制
御するものであることを特徴とする。

【０００８】上記請求項１の構成によれば、駆動信号発
生手段に内蔵するクロックの周波数を上げなくても、駆
動信号発生手段がクロックに応じて生成した複数種類の
駆動信号を、電力制御手段により一定時間毎に繰り返し
切り換えて、スイッチング素子にゲート信号を供給する
ことができるので、単独の駆動信号をそのままスイッチ
ング素子にゲート信号として供給した場合に比べて、加
熱手段の入力電力を増減する際の分解能を高めることが
できる。また、クロックの周波数を上げなくてもよいの
で、高周波ノイズが増えないという利点もある。

【０００９】本発明の請求項２記載の誘導加熱装置は、
前記請求項１の構成において、前記加熱手段への入力電
圧を検出する入力電圧検出手段と、前記加熱手段への入
力電流を検出する入力電流検出手段とを備え、前記電力
制御手段は、前記入力電圧検出手段または入力電流検出
手段からの帰還信号により、前記加熱手段の入力電力を
制御するとともに、前記駆動信号を切り換える周期を、
前記入力電圧検出手段または入力電流検出手段からの帰
還信号のサンプリング時間の所定時間以下に設定したも
のである。

【００１０】上記請求項２の構成によれば、電力制御手
段による駆動信号の切り換え周期を、入力電圧検出手段
または入力電流検出手段からの帰還信号のサンプリング
時間の所定時間以下に設定すれば、帰還信号から算出し
た加熱手段の入力電力と実際の入力電力との誤差が小さ
くなる。

【００１１】本発明の請求項３記載の誘導加熱装置は、
前記請求項１の構成において、前記電源回路は、商用電
源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記
共振回路に供給するものであり、前記商用電源のゼロク
ロスに対応して前記駆動信号を切り換えるように、前記
電力制御手段を構成したものである。

【００１２】上記請求項３の構成によれば、駆動信号の
切り換えが、商用電源の交流電圧に対応した加熱手段の
ゼロクロス付近で行なわれるので、電流の急激な変化が
なく、ノイズの発生を抑制できる。

【００１３】本発明の請求項４記載の誘導加熱装置は、
前記請求項３の構成において、前記スイッチング素子の
両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、前記スイッ
チング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前
記クロックをカウントソースとして動作する計時手段か
ら内部割込み要求を行なうことで、前記商用電源のゼロ
クロスのタイミングを検出するように構成したものであ
る。

【００１４】上記請求項４の構成によれば、商用電源の
ゼロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けな
くても、スイッチング素子の両端間電圧を監視して、こ
れをソフトウェア上で内部処理するだけで、商用電源の
ゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能と
なる。

【００１５】

【発明の実施形態】以下、本発明における炊飯器に組み
込まれた１石式の誘導加熱装置を添付図面に基づき説明
する。全体の回路図を示す図１において、１は例えばＡ
Ｃ１００Ｖの商用電源、２はこの商用電源１のゼロクロ
ス点を検出するゼロクロス検出回路で、ゼロクロス検出
回路２は商用電源１の交流電圧がゼロになる毎にゼロク
ロス検出信号を出力する。３は、商用電源１からの交流
電圧を直流電圧に変換する電源回路たるＩＨ電源回路で
ある。ＩＨ電源回路３は、商用電源１からの交流電圧を
全波整流する整流ダイオード４と、この整流ダイオード
４からの整流出力を平滑化するフィルター用コイル５お
よびコンデンサ６とにより構成される。具体的には、整
流ダイオード４の出力両端間に、フィルター用コイル５
とコンデンサ６の直列回路を接続し、コンデンサ６の両
端間より商用電源１の交流電圧に応じた直流入力電圧
を、後段のＩＨ発振回路７に供給する。なお、前記ゼロ
クロス検出回路２は、後述するトリガ回路22があれば専
用に設ける必要はない。

【００１６】ＩＨ発振回路７は、負荷である加熱手段と
しての加熱コイル11に所定の高周波電流を供給するため
のものであり、加熱コイル11および共振装置たる共振コ
ンデンサ12を並列接続した共振回路13と、スイッチング
トランジスタ14とからなる直列回路を、ＩＨ電源回路３
の出力両端間に接続して構成される。そして、スイッチ
ング素子たるスイッチングトランジスタ14をオン・オフ
して切り換えることにより、ＩＨ電源回路３からの直流
出力電圧を断続的に共振回路13に供給するようになって
いる。なお、15はスイッチングトランジスタ14のエミッ
タ・コレクタ間に接続されるフライホイールダイオード
であり、これは加熱コイル11の慣性によりスイッチング
トランジスタ14のエミッタからコレクタに逆方向の電流
が発生したときに導通して、スイッチングトランジスタ
14に逆電圧が加わることを保護するためものである。

【００１７】21は、炊飯器に内蔵されるマイクロコンピ
ュータ（図示せず）の内部に構成され、前記スイッチン
グトランジスタ14のゲートすなわちエミッタに、パルス
状のゲート信号を供給する駆動信号発生手段に相当する
駆動信号発生回路である。また22は、スイッチングトラ
ンジスタ14の両端（コレクタ・エミッタ）間の電圧を監
視し、この監視電圧が所定レベルを越えたら、駆動信号
発生回路21にトリガ信号を出力する電圧監視手段たるト
リガ回路である。トリガ回路22は、スイッチングトラン
ジスタ14のコレクタ・エミッタ間に電圧検出用の抵抗2
3，24を接続し、この抵抗23，24の接続点を比較器25の
非反転入力端子に接続する一方、例えばＤＣ５Ｖの動作
電圧Ｖｃを抵抗26，27で分圧して得た基準電圧を、比較
器25の反転入力端子に印加する。そして、抵抗23，24の
接続点の電圧が基準電圧を越えたら、抵抗28を介して動
作電圧Ｖｃラインに接続した比較器25の出力端子がＨレ
ベルになり、これがトリガ信号として駆動信号発生回路
21に出力される構成となっている。駆動信号発生回路21
は、このトリガ回路22からのトリガ信号と、電力制御手
段31からのデータバス信号とに基づき、複数種類の駆動
信号を一定時間毎に繰り返し切換えながら、この駆動信
号をゲート信号としてスイッチングトランジスタ14に供
給する。

【００１８】電力制御手段31は、ＩＨ電源回路３から加
熱コイル11に供給される入力電圧や入力電流に基づき、
駆動信号発生回路21から供給するゲート信号を可変し
て、加熱コイル11の入力電力を制御するものである。す
なわち、電力制御手段31には加熱コイル11への入力電圧
を検出する入力電圧検出手段たる入力電圧検出回路32
と、加熱コイル11への入力電流を検出する入力電流検出
手段たる入力電流検出回路33が、各々帰還回路として接
続される。入力電圧検出回路32は、整流ダイオード４の
出力両端間に電圧検出用の抵抗34，35を接続し、抵抗3
4，35の接続点にダイオード36のアノードを接続し、ダ
イオード36のカソードを電力制御手段31の入力側に接続
するとともに、このダイオード36のカソードと接地ライ
ンとの間に、抵抗37とコンデンサ38の並列回路を接続し
て構成される。また、入力電流検出回路33は、フィルタ
ー用コイル５と加熱コイル11との接続点に一端を接続し
たコンデンサ41と、このコンデンサ41の他端と整流ダイ
オード４の出力側一端である接地ライン間に接続され、
コンデンサ41の充放電電流を検出する抵抗42，43と、抵
抗42，43の接続点に抵抗44を介してアノードを接続し、
カソードを電力制御手段31の入力側に接続したダイオー
ド45と、ダイオード45のカソードと接地ラインとの間に
接続される抵抗46とコンデンサ47の並列回路とにより構
成される。そして、本実施例では、これらの入力電圧検
出回路32および入力電流検出回路33からの各帰還信号に
より、電力制御手段31と駆動信号発生回路21が加熱コイ
ル11の入力電力を制御するようになっている。

【００１９】図２は、駆動信号発生回路21の内部構成を
示すブロック図である。同図において、駆動信号発生回
路21には、例えば８ＭＨｚの基準周波数で発振する基準
信号生成手段たるクロック51と、このクロック51をカウ
ントソースとして動作し、内蔵するカウンタ値を１ずつ
減算して計時を行なう（ダウンカウンタ）計時手段たる
タイマ52と、電力制御手段31からのデータバス信号に基
づいて、タイマ52の計時開始時におけるカウンタ値を設
定するリロードレジスタ53と、電力制御手段31からのデ
ータバス信号に基づき内部に格納されるレジスタ値とタ
イマ52のカウンタ値とを比較し、双方の値が一致した
ら、後段のフリップフロップ54にリセット信号を出力す
るコンペアレジスタ55と、スイッチングトランジスタ14
に対するゲート信号の立ち上がりおよび立ち下がりのタ
イミングを設定するフリップフロップ54とを備えてい
る。そして、前記タイマ52は内蔵するカウンタ値がゼロ
すなわちアンダーフローすると内部でタイマ（アンダー
フロー）割込要求を行なうとともに、予めセットしてあ
るリロードレジスタ53からレジスタ値をリロードしてこ
れをカウンタ値とし、再びダウンカウントを開始する。
また、トリガ回路22からのトリガ信号の立ち下がりエッ
ジが、タイマ52に入力されたときも、同様にリロードを
行なって再びダウンカウントを開始するとともに、この
場合は外部割込み要求が発生する。そして、フリップフ
ロップ54は、前記タイマ52から発生するタイマ割込要求
すなわち内部割込み要求と外部割込み要求とにより、デ
ータ入力端子Ｄを利用してゲート信号をＨレベルにする
一方、タイマ52のカウンタ値とコンペアレジスタ55のレ
ジスタ値が一致したときに、リセット入力端子Ｒを利用
してゲート信号をＬレベルにするように構成している。

【００２０】次に、図３および図４の各波形図を参照し
ながら、上記構成につきその作用を説明する。なお、図
３の各波形は、スイッチングトランジスタ14のコレクタ
電流Ｉｃ，スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エ
ミッタ間電圧Ｖce，トリガ回路22からのトリガ信号，ス
イッチングトランジスタ14へのゲート信号を、上段より
各々示している。また、図４の上段にある階段状の波形
は、タイマ52のカウンタ値を示しており、また下段の波
形は、スイッチングトランジスタ14へのゲート信号およ
びトリガ回路22からのトリガ信号を各々示している。

【００２１】商用電源１からの交流電圧をＩＨ電源回路
３に供給すると、ＩＨ電源回路３はこの交流電圧を整流
ダイオード４で整流した後、フィルタ用コイル５および
コンデンサ６にて平滑し、ＩＨ発振回路７に直流入力電
圧を供給する。一方、炊飯などにおいて鍋（図示せず）
内の被調理物を加熱コイル11にて電磁誘導加熱する場合
は、駆動信号発生回路21からパルス状のゲート信号がス
イッチングトランジスタ14のゲートに供給され、加熱コ
イル11と共振コンデンサ12とからなる共振回路13に、前
記直流入力電圧が断続的に供給される。

【００２２】商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近に
ない場合は、図３のグラフに示すように、ゲート信号が
Ｈレベルになってスイッチングトランジスタ14がオンす
ると、加熱コイル11に順方向の電流が流れて、スイッチ
ングトランジスタ14のコレクタ電流Ｉｃが漸増する。こ
のとき、スイッチングトランジスタ14のコレクタ・エミ
ッタ間電圧Ｖceはゼロなので、トリガ回路22からのトリ
ガ信号はＬレベルで出力されない。一方、ゲート信号が
Ｌレベルになって、スイッチングトランジスタ14がオフ
すると同時に、スイッチングトランジスタ14のコレクタ
電流Ｉｃはゼロになる一方、スイッチングトランジスタ
14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceは、加熱コイル11の
インピーダンスに応じて変化する。また、このコレクタ
・エミッタ間電圧Ｖceの変化に伴ない、トリガ回路22は
Ｈレベルのトリガ信号を駆動信号発生回路21に出力する
が、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖceが所定のレベル以下
になると、トリガ信号は再びＬレベルになり、駆動信号
発生回路21からのゲート信号がＨレベルになる。

【００２３】駆動信号発生回路21の内部は前述したよう
に、タイマ52がリロードレジスタ53からレジスタ値をリ
ロードすると、ダウンカウントを開始するとともに、ス
イッチングトランジスタ14へのゲート信号がＨレベルに
なる。そして、タイマ52のカウンタ値とコンペアレジス
タ55のレジスタ値が一致すると、前記ゲート信号はＬレ
ベルになる。タイマ52のダウンカウントはその後も継続
するが、商用電源１の交流電圧がゼロクロス付近にある
場合は、トリガ回路22からのトリガ信号が出力されない
ため、タイマ52がアンダーフローした時点でタイマ割込
要求が発生し、リロードレジスタ53からレジスタ値をリ
ロードして、再びダウンカウントを開始するとともに、
ゲート信号がＨレベルになる。すなわち、トリガ回路22
からトリガ信号が出力されない場合は、（リロードレジ
スタ53のレジスタ値＋１）×（クロック51の周期）をゲ
ート信号の一周期とし、（（リロードレジスタ53のレジ
スタ値＋１）―コンペアレジスタ55のレジスタ値）×
（クロック51の周期）をゲート信号のＨレベルのパルス
幅とした発振を行なう。これにより、商用電源１のゼロ
クロス付近通過後も、インバータ発振が停止することが
なくなる。

【００２４】一方、商用電源１の交流電圧がゼロクロス
付近にない場合は、トリガ回路22からトリガ信号が出力
されるため、このトリガ信号の立ち下がりエッジによっ
てタイマ52の外部割込み要求が発生し、同様にリロード
レジスタ53からレジスタ値をリロードして、再びダウン
カウントを開始するとともに、ゲート信号がＨレベルに
なる。このトリガ信号が駆動信号発生回路21に出力され
ない場合と、出力された場合の各状態が、図４に示され
ている。加熱コイル11に対する入力電圧の調整は、電力
制御手段31がデータバス信号を通じてリロードレジスタ
53やコンペアレジスタ55の各レジスタ値を書き換え、ゲ
ート信号のＨレベルのパルス幅を調整することにより、
行なうことができるようになっている。

【００２５】図５〜図７は、炊飯制御時において加熱コ
イル11の入力電力を５Ｗずつ可変するための具体例を示
す各フローチャートである。図５は、加熱コイル11の入
力電力を1000Ｗにする場合のフローチャートであって、
電力制御手段31は駆動信号発生回路21に内蔵するリロー
ドレジスタ53のレジスタ値を「799」に設定すなわちセ
ットするとともに（ステップＳ１）、コンペアレジスタ
55のレジスタ値を「654」にセットする（ステップＳ
２）。クロック51は前述のように８ＭＨｚ（一周期：
0．125μsec）で発振しているので、加熱コイル11の駆
動信号となるスイッチングトランジスタ14のゲート信号
は、100μsecの固定した自励発振周期を有するととも
に、ゲート信号のＨレベルのパルス幅は18.25μsecとな
る。

【００２６】次に、加熱コイル11の入力電力を1010Ｗに
する場合は、図６のフローチャートに示すように、駆動
信号発生回路21に内蔵するリロードレジスタ53のレジス
タ値を、前記ステップＳ１と同じく「799」にセットす
る一方（ステップＳ１１）、コンペアレジスタ55のレジ
スタ値を「653」にセットする（ステップＳ１２）。こ
の場合は、ゲート信号の自励発振周期は固定した100μs
ecとなるが、ゲート信号のＨレベルのパルス幅は、コン
ペアレジスタ55のレジスタ値が１低くなった分だけ広が
って18.375μsecとなる。この0.125μsecの時間差が、
加熱コイル11の10Ｗ分に相当する入力電力の差となって
現われる。

【００２７】図７は、加熱コイル11の入力電力を中間の
1005Ｗにする場合のフローチャートである。ステップＳ
２１において、駆動信号発生回路21に内蔵するリロード
レジスタ53のレジスタ値を「799」にセットするのは前
述と同じであるが、ステップＳ２２において、コンペア
レジスタ55のレジスタ値を「654」にセットした後、例
えば500ｍsecの一定時間が経過したら（ステップＳ２
３）、コンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」であ
るか否かを判定する（ステップＳ２４）。ここでは、コ
ンペアレジスタ55のレジスタ値が「653」になっていな
いので、ステップＳ２４の手順に移行し、コンペアレジ
スタ55のレジスタ値を「653」に切り換える。次に500ｍ
secの一定時間が経過したら（ステップＳ２３）、再び
ステップＳ２４において、コンペアレジスタ55のレジス
タ値が「653」であるか否かを判定する。今度はコンペ
アレジスタ55のレジスタ値が「653」になっているの
で、ステップＳ２２の手順に移行し、コンペアレジスタ
55のレジスタ値を「654」に切替える。このように、加
熱コイル11の入力電力が1000Ｗあるいは1010Ｗになる手
順を一定時間毎に切り換えると、単位時間（この場合
は、1000ｍsec）内における加熱コイル11の平均入力電
力を、その中間の1005Ｗにすることが可能となる。

【００２８】以上のように、本実施例では、加熱手段で
ある加熱コイル11と共振装置である共振コンデンサ12と
により共振回路13を構成し、スイッチング素子であるス
イッチングトランジスタ14をオン・オフして切り換える
ことにより、電源回路たるＩＨ電源回路３からの入力電
圧を共振回路13に供給するとともに、スイッチングトラ
ンジスタ14にゲート信号を供給する駆動信号発生手段と
しての駆動信号発生回路21と、駆動信号発生回路21に内
蔵するクロック51に応じて、スイッチングトランジスタ
14へのゲート信号を可変し、加熱コイル11の入力電力を
段階的（実施例では10Ｗ毎）に制御する電力制御手段31
とを備えた誘導加熱装置において、電力制御手段31は、
駆動信号発生回路21が内蔵するクロック51に応じて生成
した駆動信号を一定時間毎に繰り返し切り換えてスイッ
チングトランジスタ14に出力するように、駆動信号発生
回路21を制御している。

【００２９】このようにすれば、駆動信号発生回路21に
内蔵するクロック51の周波数を上げなくても、駆動信号
発生回路21がクロック51に応じて生成した複数種類の駆
動信号を、電力制御手段31により一定時間毎に繰り返し
切り換えて、スイッチングトランジスタ14にゲート信号
を供給することが可能となる。よって、単独の駆動信号
をそのままスイッチングトランジスタ14にゲート信号と
して供給した場合に比べて、加熱コイル11の入力電力を
増減する際の分解能を高めることができる。また、クロ
ック51の周波数を上げなくてもよいので、高周波ノイズ
が増えないという利点もある。

【００３０】また、このような構成において、加熱コイ
ル11への入力電圧を検出する入力電圧検出回路32と、加
熱コイル11への入力電流を検出する入力電流検出回路33
とを備え、入力電圧検出回路32または入力電流検出回路
33からの帰還信号により、加熱コイル11の入力電力を制
御する電力制御手段31を備えた誘導加熱装置では、駆動
信号発生回路21がゲート信号をスイッチングトランジス
タ14に供給する際に、前記駆動信号を切り換える周期
を、入力電圧検出回路または入力電流検出回路からの帰
還信号のサンプリング時間の所定時間すなわち半分以下
に設定するように、電力制御手段31を構成するのが好ま
しい。

【００３１】つまり、加熱コイル11の入力電力を、入力
電圧検出回路32や入力電流検出回路33からの帰還信号を
用いて制御する場合は、この帰還信号のサンプリング時
間内で平均化できる速度で、駆動信号の切り換えを行な
うようにする。例えば、上記実施例において、入力電圧
検出回路32と入力電流検出回路33が帰還信号として出力
する入力電圧信号と入力電流信号を、１ｍsec毎に40回
サンプリングを行ない、それぞれの信号の平均値から、
現在の加熱コイル11の入力電力を算出する電力制御回路
31を備えた構成では、帰還信号のサンプリング時間は40
ｍsecとなる。このような場合、駆動信号の切り換え周
期を40ｍsec以下にしないと、帰還信号から算出した加
熱コイル11の入力電力と、実際の入力電力が一致しなく
なり、大きな誤差を生じることになる。逆に、駆動信号
の切り換え周期を帰還信号のサンプリング時間の所定時
間すなわち半分以下に設定すれば、帰還信号から算出し
た加熱コイル11の入力電力と実際の入力電力との誤差が
小さくなる。

【００３２】また、ＩＨ電源回路３が商用電源１からの
交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を共振回路13に
供給するものでは、商用電源１ゼロクロスのタイミング
に対応して前記駆動信号を切り換えるように、電力制御
手段31を構成するのが好ましい。具体的には、本実施例
のように、交流電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス
検出回路２を設け、このゼロクロス検出回路２からのゼ
ロクロス信号により駆動信号を切り換えたり、あるい
は、前記タイマ52のタイマ割込み要求の発生により、交
流電圧のゼロクロスを間接的に検出して駆動信号を切り
換える。これにより、電流の急激な変化を避けて、ノイ
ズの発生を抑制することができる。

【００３３】図８は、商用電源１のゼロクロスに対応し
て、駆動信号を切り換えた場合の加熱コイル11の電流波
形を示すものであるが、第１のレベルＬ１では、加熱コ
イル11の入力電力が1000Ｗとなり、第２のレベルＬ２で
は、加熱コイル11の入力電力が1010Ｗとなって、加熱コ
イル11の平均入力電力は1005Ｗとなる。この場合、第１
のレベルと第２のレベルとの切り換えが、商用電源の交
流電圧に対応した加熱コイル11の電流波形のゼロクロス
付近で行なわれるので、電流の急激な変化がなく、ノイ
ズの発生を抑制できる。

【００３４】また、特に本実施例では、商用電源１のゼ
ロクロスを検出するために、専用の特別な回路（ゼロク
ロス検出回路２）を設けることなく、駆動信号発生回路
21の2つの割込み要求を利用して行なうことが可能であ
る。図９は、商用電源１のゼロクロス付近におけるスイ
ッチングトランジスタ14のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ
ceの波形と、タイマ52の外部割込み要求および、タイマ
（アンダーフロー）割込み要求の有無を示したものであ
る。このゼロクロス付近では、スイッチングトランジス
タ14がオンしても、スイッチングトランジスタ14のコレ
クタ・エミッタ間電圧Ｖceは低く、コレクタ電流Ｉｃも
殆ど流れないので、トリガ回路22からのトリガ信号も発
生しない。実験によれば、上述の回路構成において、30
0μsec程度の間は共振回路13の共振が停止する。よっ
て、タイマ51がＴ１＝100μsecでアンダーフローするよ
うなレジスタ値をリロードレジスタ53にセットした場合
は、図９に示すように３回のタイマ割込み要求が発生す
る。

【００３５】このタイマ割込み要求の発生を利用して、
商用電源１のゼロクロスノタイミングを検出する手順を
図１０に示す。駆動信号発生回路21は、タイマ割り込み
処理の回数を計時するカウンタ手段（図示せず）を備え
ている。商用電源１からの交流電圧がゼロクロス付近に
ない場合は、トリガ回路22からのトリガ信号による外部
割込み処理（図１０の右側のフローチャート）が行なわ
れる。すなわち、ステップＳ４１において、カウンタ手
段の回数カウンタはゼロにクリアされる。

【００３６】一方、商用電源１からの交流電圧がゼロク
ロス付近にある場合は、トリガ回路22からトリガ信号が
出力されず、タイマ割込み処理（図１０の左側のフロー
チャート）が行なわれる。すなわち、ステップＳ５１に
おいて、カウンタ手段の回数カウンタを１増加させ、次
のステップＳ５２で、回数カウンタの値が２になったか
否かを判定する。仮に、回数カウンタの値が２であれ
ば、ゼロクロスのタイミングであると判断して、次のス
テップＳ５３において、コンペアレジスタ55の値を書き
換える。逆に、回数カウンタの値が例えば１や３以降の
場合には、ステップ５３の手順は行なわず、次の割込み
要求を待機する。

【００３７】以上のように、ここでは、スイッチングト
ランジスタ14の両端間電圧を監視する電圧監視手段たる
トリガ回路22を備え、スイッチングトランジスタ14の両
端間電圧が所定レベル以下のときに、計時手段であるタ
イマ52から内部割込み要求たるタイマ割込み要求を行な
うことで、商用電源１のゼロクロスのタイミングを検出
するように構成している。したがって、商用電源１のゼ
ロクロスを検出するために専用の特別な回路を設けなく
ても、スイッチングトランジスタの両端間電圧を監視し
て、これをソフトウェア上で内部処理するだけで、商用
電源１のゼロクロスのタイミングを正確に検出すること
が可能となる。

【００３８】本実施例における誘導加熱装置を調理器な
どの火力制御に用いた場合の例を図１１に示す。この図
１１は、炊飯器の各行程における鍋内の被調理物の温度
変化と、鍋を電磁誘導加熱する加熱コイル11の入力電力
を表わしている。

【００３９】炊飯を開始すると、鍋内の米の吸水を促進
するひたし行程が行なわれる。このひたし炊き行程は、
加熱コイル11の入力電力を比較的小さくして、鍋内の水
温を所定温度に保持する。このひたし炊き行程の後、鍋
内の水を沸騰させるとともに、この沸騰を所定時間継続
させる沸騰行程に移行する。鍋内が沸騰すると、加熱コ
イル11の入力電力すなわち鍋の火力を落とし、その後鍋
内の水がなくなる状態（ドライアップ）を検出すると、
むらし行程に移行する。このドライアップの検出時に
は、沸騰後に一旦落とした鍋の火力を、再度少しずつ増
加させて、鍋の温度が水の影響を受けずに上昇し始める
時点を検出する炊き上げ行程が行なわれる。炊き上げ行
程において、鍋の火力を少しずつ増加させる時に、加熱
コイル11の分解能が高い方が、なめらかに変化させるこ
とが可能になる。

【００４０】また、前述の誘導加熱装置において、帰還
信号に基づき加熱コイル11の入力電力を一定に保つ場合
も、この加熱コイル11の入力電力の分解能が高い方が有
効である。例えば、加熱コイル11の入力電力が1000Ｗで
鍋を加熱しているときに、商用電源１の交流電圧が低下
し、入力電力が995Ｗに低下した場合でも、火力を一段
階上げて（ゲート信号のＨレベルの幅を一段階増加させ
る）、1000Ｗに回復することができるが、従来例では、
入力電力が990Ｗに低下しなければ、その後1000Ｗに回
復することができない。よって、商用電源１の交流電圧
が多少変動しても、常に同一の火力を鍋に供給でき、鍋
内のご飯の炊きあがりを一定にすることが可能となる。

【００４１】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形が
可能である。例えば、本実施例では駆動信号を切換える
際のデューティーを50％として、分解能を２倍にしたも
のを説明したが、デューティーを可変させることによ
り、分解能を３倍以上にすることも可能である。また、
スイッチング素子は実施例におけるスイッチングトラン
ジスタに限らず、例えばＭＯＳ型ＦＥＴなどを用いても
よい。

【００４２】

【発明の効果】本発明の請求項１記載の誘導加熱装置
は、加熱手段と共振装置とにより共振回路を構成し、ス
イッチング素子を切り換えることにより、電源回路から
の入力電圧を前記共振回路に供給するとともに、前記ス
イッチング素子にゲート信号を供給する駆動信号発生手
段と、この駆動信号発生手段に内蔵するクロックに応じ
て前記スイッチング素子へのゲート信号を可変し、前記
加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力制御手段と
を備えた誘導加熱装置において、前記電力制御手段は、
前記駆動信号発生手段が前記クロックに応じて生成した
複数種類の駆動信号を一定時間毎に繰り返し切り換えて
前記スイッチング素子に出力するように、前記駆動信号
発生手段を制御するものであることを特徴とし、クロッ
クの周波数を上げなくても、加熱手段の入力電力を増減
する際の分解能を高めることができる。また、高周波ノ
イズの増加を防止できる。

【００４３】本発明の請求項２記載の誘導加熱装置は、
前記請求項１の構成において、前記加熱手段への入力電
圧を検出する入力電圧検出手段と、前記加熱手段への入
力電流を検出する入力電流検出手段とを備え、前記電力
制御手段は、前記入力電圧検出手段または入力電流検出
手段からの帰還信号により、前記加熱手段の入力電力を
制御するとともに、前記駆動信号を切り換える周期を、
前記入力電圧検出手段または入力電流検出手段からの帰
還信号のサンプリング時間の所定時間以下に設定したも
のであり、この場合はさらに、帰還信号から算出した加
熱手段の入力電力と実際の入力電力との誤差を小さくす
ることができる。

【００４４】本発明の請求項３記載の誘導加熱装置は、
前記請求項１の構成において、前記電源回路は、商用電
源からの交流電圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記
共振回路に供給するものであり、前記商用電源からの交
流電圧のゼロクロスに対応して前記駆動信号を切り換え
るように、前記電力制御手段を構成したものであり、こ
の場合はさらに、電流の急激な変化に伴うノイズの発生
を抑制できる。

【００４５】本発明の請求項４記載の誘導加熱装置は、
前記請求項３の構成において、前記スイッチング素子の
両端間電圧を監視する電圧監視手段を備え、前記スイッ
チング素子の両端間電圧が所定レベル以下のときに、前
記クロックをカウントソースとして動作する計時手段か
ら内部割込み要求を行なうことで、前記商用電源のゼロ
クロスのタイミングを検出するように構成したものであ
り、この場合はさらに、商用電源のゼロクロスを検出す
るために専用の特別な回路を設けなくても、商用電源の
ゼロクロスのタイミングを正確に検出することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す炊飯器に適用した誘導
加熱装置の回路図である。

【図２】同上駆動信号発生回路の内部構成を示すブロッ
ク図である。

【図３】同上各部の動作を示す波形図である。

【図４】同上駆動信号発生回路の動作を示す各部の波形
図である。

【図５】同上加熱コイルの入力電力を1000Ｗにする場合
の手順を示すフローチャートである。

【図６】同上加熱コイルの入力電力を1010Ｗにする場合
の手順を示すフローチャートである。

【図７】同上加熱コイルの入力電力を1005Ｗにする場合
の手順を示すフローチャートである。

【図８】同上加熱コイルの入力電流を示す波形図であ
る。

【図９】同上商用電源のゼロクロス付近の各部の動作を
示す波形図である。

【図１０】同上割り込み処理を行なう際の手順を示すフ
ローチャートである。

【図１１】同上誘導加熱装置を炊飯器に適用した場合の
鍋の温度変化と加熱コイルの入力電力を示すグラフであ
る。

【符号の説明】

１ 商用電源 ３ ＩＨ電源回路（電源回路） 11 加熱コイル（加熱手段） 12 共振コンデンサ（共振装置） 13 共振回路 14 スイッチングトランジスタ（スイッチング素子） 21 駆動信号発生手段 22 トリガ回路（電圧監視手段） 31 電力制御手段 32 入力電圧検出回路（入力電圧検出手段） 33 入力電流検出回路（入力電流検出手段） 51 クロック 52 タイマ（計時手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０５Ｂ 6/12 ３２８ Ｈ０５Ｂ 6/12 ３２８ ３３０ ３３０ Ｆターム(参考） 3K051 AA03 AC03 AC07 AC09 AC23 AC24 AD13 AD39 BD06 CD05 CD07 CD14 CD22 3K059 AA03 AA18 AC03 AC07 AC09 AC23 AC24 AC54 AC69 AD04 AD39 BD06 CD05 CD07 CD22 4B055 AA09 BA09 DB14 GA04 GB29 GC16 GD01 GD02 GD03 GD05

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 加熱手段と共振装置とにより共振回路を
   構成し、スイッチング素子を切り換えることにより、電
   源回路からの入力電圧を前記共振回路に供給するととも
   に、前記スイッチング素子にゲート信号を供給する駆動
   信号発生手段と、この駆動信号発生手段に内蔵するクロ
   ックに応じて前記スイッチング素子へのゲート信号を可
   変し、前記加熱手段の入力電力を段階的に制御する電力
   制御手段とを備えた誘導加熱装置において、前記電力制
   御手段は、前記駆動信号発生手段が前記クロックに応じ
   て生成した複数種類の駆動信号を一定時間毎に繰り返し
   切り換えて前記スイッチング素子に出力するように、前
   記駆動信号発生手段を制御するものであることを特徴と
   する誘導加熱装置。
2. 【請求項２】 前記加熱手段への入力電圧を検出する入
   力電圧検出手段と、前記加熱手段への入力電流を検出す
   る入力電流検出手段とを備え、前記電力制御手段は、前
   記入力電圧検出手段または入力電流検出手段からの帰還
   信号により、前記加熱手段の入力電力を制御するととも
   に、前記駆動信号を切り換える周期を、前記入力電圧検
   出手段または入力電流検出手段からの帰還信号のサンプ
   リング時間の所定時間以下に設定したことを特徴とする
   請求項１記載の誘導加熱装置。
3. 【請求項３】 前記電源回路は、商用電源からの交流電
   圧を整流平滑して、前記入力電圧を前記共振回路に供給
   するものであり、前記商用電源のゼロクロスに対応して
   前記駆動信号を切り換えるように、前記電力制御手段を
   構成したことを特徴とする請求項１記載の誘導加熱装
   置。
4. 【請求項４】 前記スイッチング素子の両端間電圧を監
   視する電圧監視手段を備え、前記スイッチング素子の両
   端間電圧が所定レベル以下のときに、前記クロックをカ
   ウントソースとして動作する計時手段から内部割込み要
   求を行なうことで、前記商用電源のゼロクロスのタイミ
   ングを検出するように構成したことを特徴とする請求項
   ３記載の誘導加熱装置。