JP2000059707A

JP2000059707A - テレビジョンチューナ

Info

Publication number: JP2000059707A
Application number: JP10220546A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Kitaura; 一雄北浦
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-08-04
Filing date: 1998-08-04
Publication date: 2000-02-25
Anticipated expiration: 2018-08-04
Also published as: JP4536174B2

Abstract

(57)【要約】【課題】テレビジョンチューナ６１をアナログ放送の
受信とデジタル放送の受信とに共用可能とする。【解決手段】ＰＬＬ回路７３は、アナログ放送受信時
には、周波数ステップ、すなわちＮ値の変化を小さくす
るとともに、ループフィルタのカットオフ周波数を低く
し、送信周波数や基準信号源７４の発振周波数のずれを
補正し易くして、画質の改善を図り、デジタル放送受信
時には、前記周波数ステップを大きくするとともに、カ
ットオフ周波数を高くして、位相ノイズの改善およびチ
ャネル切換時間の短縮を図る。これによって、高周波段
から中間周波段までの回路およびＰＬＬ回路７３を共用
化することができ、小型化および低コスト化を図ること
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、地上波のテレビジ
ョン放送や、ケーブルテレビジョンの受信に好適に実施
されるテレビジョンチューナに関し、特にデジタル放送
とアナログ放送との受信に共用することができるテレビ
ジョンチューナに関する。

【０００２】

【従来の技術】地上波のテレビジョン放送では、これま
で、アナログの映像および音声信号を、それぞれＡＭお
よびＦＭ変調して所定の搬送周波数で送信する、いわゆ
るアナログ放送のみであったが、本年から米国および英
国では、前記アナログの映像および音声信号をデジタル
化し、さらに圧縮した後のデータをＱＰＳＫまたはＱＡ
Ｍ変調などによってデジタル変調し、ＯＦＤＭ方式で伝
送する、いわゆるデジタル放送が開始される予定であ
る。また、前記ケーブルテレビジョンにおいては、一部
で既に前記デジタル放送が開始されている。

【０００３】前記デジタル放送は、半導体技術や画像圧
縮技術の進歩によって可能となったものであり、アナロ
グ放送に比べて、同じ周波数帯域で、より多くの番組を
放送することが可能であり、また前記ＯＦＤＭ方式での
伝送によって、フェージングの影響を無くすことができ
る等の種々の特徴を有している。

【０００４】図７は、従来からのアナログ放送受信用の
テレビジョンチューナ１の電気的構成を示すブロック図
である。アンテナ２で受信された高周波信号は、アンテ
ナ入力端子３から増幅回路４に入力されて増幅される。

【０００５】前記増幅回路４で増幅された受信高周波信
号は、ＶＨＦ入力同調回路となるバンドパスフィルタ
（以下、ＢＰＦと略称する）５においてＶＨＦ帯域の選
局チャネル付近の信号成分が選択され、高周波増幅回路
６において所定レベル範囲に制限され、さらにＶＨＦ段
間同調回路となるＢＰＦ７において復同調された後、混
合回路８に与えられる。混合回路８には、局部発振回路
９からの局部発振信号が与えられており、この局部発振
信号の発振周波数は、マイクロコンピュータなどの図示
しない選局回路から端子１１，１２に与えられる選局信
号に応答して、ＰＬＬ回路１３が発生する同調電圧によ
って制御される。

【０００６】ＰＬＬ回路１３は、前記局部発振回路９と
ループ回路を形成し、局部発振信号の発振周波数と基準
信号源１４の発振周波数と比較し、所望とする周波数と
なるように前記同調電圧を制御する。この同調電圧はま
た、前記ＢＰＦ５，７にも与えられており、こうして高
い選択度で所望とするチャネルの信号成分が取出され、
所定の周波数の中間周波信号に変換される。

【０００７】前記増幅回路４からの受信高周波信号から
はまた、ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦと略称する）
２１、ＢＰＦ２２、高周波増幅回路２３およびＢＰＦ２
４によって、高い選択度で所望とするチャネルの周波数
近傍の成分が選択され、かつ所定レベル範囲に制限され
て混合回路２５に入力される。混合回路２５には、局部
発振回路２６からの局部発振信号が与えられている。前
記ＢＰＦ２２はＵＨＦ入力同調回路となり、ＢＰＦ２４
はＵＨＦ段間同調回路となり、これらＢＰＦ２２，２４
および局部発振回路２６には、前記ＰＬＬ回路１３から
受信チャネルに対応した同調電圧が与えられ、これによ
って混合回路２５からは、受信チャネルの高周波信号
が、前記所定周波数の中間周波信号に変換されて出力さ
れる。

【０００８】なお、高周波増幅回路６，２３には、後述
する検波回路３１からのＡＧＣ電圧が与えられ、これに
よって信号成分が前記所定レベル範囲内に制限されるこ
とになる。

【０００９】混合回路８，２５からの中間周波信号は、
中間周波増幅回路３２で増幅され、中間周波フィルタ３
３を介して前記検波回路３１に入力される。

【００１０】検波回路３１内では、前記中間周波信号
は、増幅回路３４で増幅され、ＰＬＬ検波回路３５によ
って同期検波され、Ｉ信号およびＱ信号の映像信号に復
調されて、映像出力端子３６から出力される。また、前
記ＰＬＬ検波回路３５で検波された音声信号成分は、Ｓ
ＩＦＢＰＦ３７を介してＦＭ検波回路３８に入力され、
音声信号に復調されて、音声出力端子３９から出力され
る。増幅回路３４への中間周波信号の入力レベルに対応
して、ＲＦＡＧＥ回路４０は前記ＡＧＣ電圧を発生し、
前記高周波増幅回路６，２３へ出力する。

【００１１】一方、デジタル放送受信用のテレビジョン
チューナ４１は、たとえば図８で示すように構成され
る。このテレビジョンチューナ４１において、前述のテ
レビジョンチューナ１に類似し、対応する部分には同一
の参照符号を付して、その説明を省略する。

【００１２】このテレビジョンチューナ４１では、高周
波増幅回路６，２３での振幅制限は、中間周波増幅回路
３２からの中間周波信号のレベルをレベル検波回路４２
で検知し、その検知結果に応答して、遅延ＡＧＣ回路４
３が発生するＡＧＣ電圧によって行われる。中間周波信
号は、中間周波増幅回路３２、中間周波フィルタ３３、
中間周波増幅回路４４および中間周波フィルタ４５にお
いて帯域制限および増幅された後、第２ＩＦ変換回路４
６に入力される。

【００１３】前記第２ＩＦ変換回路４６では、前記中間
周波信号は、図示しない後段の復号化回路からＡＧＣ端
子４７に与えられるＡＧＣ電圧に対応して、中間周波増
幅回路４８によって適正レベルに増幅され、さらに混合
回路４９において局部発振回路５０からの局部発振信号
と混合されて、たとえば５（ＭＨｚ）の第２の中間周波
信号に変換され、ローパスフィルタ（略称ＬＰＦ）５
１、中間周波増幅回路５２およびＬＰＦ５３によって、
周波数選択および増幅された後、デジタル出力端子５４
から出力される。この第２の中間周波信号は、アナログ
／デジタル変換された後、ＯＦＤＭ復調およびＭＰＥＧ
復号されて、映像・音声信号に復号化される。前記、局
部発振回路５０の発振周波数は、基準信号源５５によっ
て一定に制御されている。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】前記アナログ・デジタ
ル共用チューナは、上述のように構成されるテレビジョ
ンチューナ１，４１が併用して用いられることで実現さ
れる。これは、アナログ放送受信用のテレビジョンチュ
ーナ１では、送信周波数のずれや基準信号源１４の発振
周波数の偏差などによって中間周波信号の周波数にずれ
を生じ、画質の劣化を招いてしまうという恐れがあるた
めである。このような不具合を防止するためには、ＰＬ
Ｌ回路１３によって前記同調電圧が変化され、局部発振
回路９，２６の発振周波数が僅かに変化される。このた
め、ＰＬＬ回路１３内での周波数分解能、すなわちステ
ップ周波数は比較的小さく、たとえば我が国において
は、６２．５（ｋＨｚ）に選ばれている。

【００１５】これに対して、デジタル放送受信用のテレ
ビジョンチューナ４１では、位相ノイズが重要視され、
前記ステップ周波数をできるだけ大きく設定すること
で、前記位相ノイズの改善およびチャネル切換時間の短
縮化が図られている。したがって、従来のアナログ・デ
ジタル共用チューナでは、前述のように２つのチューナ
１，４１を併設するために、構成が大型化し、コストが
嵩むという問題がある。

【００１６】本発明の目的は、小型化および低コスト化
を図ることができるアナログ・デジタル共用のテレビジ
ョンチューナを提供することである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るテ
レビジョンチューナは、入力されたテレビジョン信号を
予め定められている周波数の中間周波信号に変換し、ア
ナログ用およびデジタル用のそれぞれの復調回路に出力
するテレビジョンチューナであって、前記周波数変換の
ために前記入力テレビジョン信号に混合される局部発振
信号の発振周波数を制御するＰＬＬ回路における周波数
ステップおよびループフィルタのカットオフ周波数を、
アナログ放送受信時とデジタル放送受信時とで切換える
切換手段を含むことを特徴とする。

【００１８】上記の構成によれば、切換手段は、アナロ
グ放送受信時には、ＰＬＬ回路の周波数ステップを小さ
くして、送信周波数や局部発振周波数のずれを細かく調
整できるようにし、これに対応してループフィルタのカ
ットオフ周波数も低く設定する。これに対して、デジタ
ル放送受信時には、前記周波数ステップを大きくして、
位相ノイズの改善を図るとともに、チャネル切換時間を
短縮し、またこれに対応してループフィルタのカットオ
フ周波数も高く設定する。

【００１９】したがって、高周波段から中間周波段まで
の回路ならびにＰＬＬ回路を共通に用いることができ、
デジタル・アナログ共用テレビジョンチューナを小型お
よび低コストに実現することができる。

【００２０】また、請求項２の発明に係るテレビジョン
チューナは、前記ループフィルタのカットオフ周波数の
切換えに、前記ＰＬＬ回路の汎用ポートを使用すること
を特徴とする。

【００２１】上記の構成によれば、ループフィルタのカ
ットオフ周波数の切換えのために、特別な構成を用いる
ことなく、該切換えを、マイクロコンピュータなどの選
局回路からの選局信号に応答したＰＬＬ回路の選局動作
に連動して行うことができる。したがって、コストの上
昇なく、実現することができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。

【００２３】図１は、本発明の実施の一形態の地上波の
アナログ放送およびデジタル放送に共用のテレビジョン
チューナ６１の電気的構成を示すブロック図である。な
お、このテレビジョンチューナ６１は、ケーブルテレビ
ジョンに適用可能なことは言うまでもない。

【００２４】アンテナ６２で受信された高周波信号は、
アンテナ入力端子６３から増幅回路６４に入力されて増
幅される。

【００２５】前記増幅回路６４で増幅された受信高周波
信号は、ＶＨＦ入力同調回路となるＢＰＦ６５において
ＶＨＦ帯域の選局チャネル付近の信号成分が選択され、
高周波増幅回路６６において所定レベル範囲に制限さ
れ、さらにＶＨＦ段間同調回路となるＢＰＦ６７におい
て復同調された後、混合回路６８に与えられる。混合回
路６８には、局部発振回路６９からの局部発振信号が与
えられており、この局部発振信号の発振周波数は、マイ
クロコンピュータなどの図示しない選局回路から端子７
１，７２に与えられる選局信号に応答して、ＰＬＬ回路
７３が発生する同調電圧によって制御される。

【００２６】ＰＬＬ回路７３は、前記局部発振回路６９
とループ回路を形成し、局部発振信号の発振周波数と基
準信号源７４の発振周波数と比較し、所望とする周波数
となるように前記同調電圧を制御する。この同調電圧は
また、前記ＢＰＦ６５，６７にも与えられており、こう
して高い選択度で所望とするチャネルの信号成分が取出
され、所定の周波数、たとえば米国の場合には４５．７
５（ＭＨｚ）、我が国の場合には５８．７５（ＭＨｚ）
の中間周波信号に変換される。

【００２７】前記増幅回路６４からの受信高周波信号か
らはまた、ＨＰＦ８１、ＢＰＦ８２、高周波増幅回路８
３およびＢＰＦ８４によって、高い選択度で所望とする
チャネルの周波数近傍の成分が選択され、かつ所定レベ
ル範囲に制限されて混合回路８５に入力される。混合回
路８５には、局部発振回路８６からの局部発振信号が与
えられている。前記ＢＰＦ８２はＵＨＦ入力同調回路と
なり、ＢＰＦ８４はＵＨＦ段間同調回路となり、これら
ＢＰＦ８２，８４および局部発振回路８６には、前記Ｐ
ＬＬ回路７３から受信チャネルに対応した同調電圧が与
えられ、これによって混合回路８５からは、受信チャネ
ルの高周波信号が、前記所定周波数の中間周波信号に変
換されて出力される。

【００２８】なお、高周波増幅回路６６，８３には、ア
ナログ放送受信時には、後述する検波回路９１からのＡ
ＧＣ電圧が与えられ、これによって信号成分が前記所定
レベル範囲内に制限されることになる。

【００２９】混合回路６８，８５からの中間周波信号
は、中間周波増幅回路９２で増幅され、中間周波フィル
タ９３を介して前記検波回路９１に入力される。検波回
路９１内では、前記中間周波信号は、増幅回路９４で増
幅され、ＰＬＬ検波回路９５によって同期検波され、Ｉ
信号およびＱ信号の映像信号に復調されて、映像出力端
子９６から出力される。また、前記ＰＬＬ検波回路９５
で検波された音声信号成分は、たとえば我が国では４．
５（ＭＨｚ）の中心周波数を有するＳＩＦＢＰＦ９７を
介してＦＭ検波回路９８に入力され、音声信号に復調さ
れて、音声出力端子９９から出力される。増幅回路９４
への中間周波信号の入力レベルに対応して、ＲＦＡＧＥ
回路１００は前記ＡＧＣ電圧を発生し、前記高周波増幅
回路６６，８３へ出力する。

【００３０】一方、デジタル放送受信時には、前記高周
波増幅回路６６，８３での振幅制限は、中間周波増幅回
路９２からの中間周波信号のレベルをレベル検波回路１
０１で検知し、その検知結果に応答して、遅延ＡＧＣ回
路１０２が発生するＡＧＣ電圧によって行われる。前記
中間周波増幅回路９２からの中間周波信号はまた、中間
周波フィルタ１０３、中間周波増幅回路１０４および中
間周波フィルタ１０５において帯域制限および増幅され
た後、第２ＩＦ変換回路１０６に入力される。

【００３１】前記第２ＩＦ変換回路１０６では、前記中
間周波信号は、図示しない後段の復号化回路からＡＧＣ
端子１０７に与えられるＡＧＣ電圧に対応して、中間周
波増幅回路１０８によって適正レベルに増幅され、さら
に混合回路１０９において局部発振回路１１０からの局
部発振信号と混合されて、たとえば５（ＭＨｚ）の第２
の中間周波信号に変換され、ＬＰＦ１１１、中間周波増
幅回路１１２およびＬＰＦ１１３によって、周波数選択
および増幅された後、デジタル出力端子１１４から出力
される。この第２の中間周波信号は、アナログ／デジタ
ル変換された後、ＯＦＤＭ復調およびＭＰＥＧ復号され
て、映像・音声信号に復号化される。前記、局部発振回
路１１０の発振周波数は、基準信号源１１５によって一
定に制御されている。

【００３２】図２は、前記ＰＬＬ回路７３の具体的構成
を示すブロック図である。ＰＬＬ回路７３は、ＰＬＬＩ
Ｃ１２０と、前記基準信号源７４と、ループフィルタ１
３０とを備えて構成されている。ＰＬＬＩＣ１２０は、
前述のようにループフィルタ１３０を介して、局部発振
回路６９，８６とループ回路を形成している。

【００３３】局部発振信号は、プリスケーラ１２１にお
いて所定の分周比ＰまたはＰ＋１で分周された後、プロ
グラムカウンタ１２２およびスワローカウンタ１２３に
与えられる。プログラムカウンタ１２２の分周出力は、
位相比較器１２５に入力される。

【００３４】プログラムカウンタ１２２の分周比をＮと
し、スワローカウンタ１２３の分周比をＳとするとき、
Ｓ＜Ｎに選ばれており、プリスケーラ１２１の分周比
は、コントロール回路１２４によって、まずＰ＋１、た
とえば３３に選ばれる。したがって、プリスケーラ１２
１とスワローカウンタ１２３とによって、（Ｐ＋１）Ｓ
までカウントが行われると、スワローカウント１２３は
コントロール回路１２４を介してプリスケーラ１２１の
分周比をＰ、すなわち３２に設定し、プログラムカウン
タ１２２がさらに、Ｐ（Ｎ−Ｓ）をカウントすることに
よって、前記局部発振信号の分周信号が作成される。す
なわち、分周信号の分周比をＫとすると、Ｋ＝（Ｐ＋１）Ｓ＋Ｐ（Ｎ−Ｓ）＝ＰＮ＋Ｓ …（１）となる。

【００３５】一方、前記基準信号源７４からの基準信号
は、リファレンスカウンタ１２６で分周されて、前記位
相比較器１２５に入力される。位相比較器１２５は、前
記局部発振信号の分周信号と、基準信号の分周信号との
位相を比較し、両者の差に対応した位相補正パルスを作
成し、チャージポンプ１２７を介して前記ループフィル
タ１３０へ出力する。ループフィルタ１３０は、前記位
相補正パルスの高調波成分を除去し、前記同調電圧とし
て出力する。

【００３６】前記プログラムカウンタ１２２の分周比
Ｎ、スワローカウンタ１２３の分周比Ｓおよびリファレ
ンスカウンタ１２６の分周比Ｍは、前記選局回路から端
子７１，７２に与えられる選局信号が、データインタフ
ェイス回路１２８でデコードされて設定される。本発明
では、プログラムカウンタ１２２の分周比Ｎの変化幅で
ある周波数ステップが、アナログ放送受信時には、たと
えば６２．５（ｋＨｚ）に選ばれ、デジタル放送受信時
には２倍の１２５（ｋＨｚ）に選ばれる。これによっ
て、後述するようにデジタル放送受信時の位相ノイズを
６（ｄＢ）改善することが可能となる。

【００３７】前記分周比Ｎの変化幅の切換えに対応し
て、データインタフェイス回路１２８は、さらに制御信
号を作成し、ポートインタフェイス１２９を介して、Ｐ
ＬＬＩＣ１２０の所定の汎用ポート１２９ａから、ルー
プフィルタ１３０に与えられる。

【００３８】ループフィルタ１３０は、前述の図７およ
び図８で示す従来技術では、図３（ａ）で示されるよう
に構成されているのに対して、本発明では、図３（ｂ）
で示すように構成される。すなわち、従来では、差動増
幅器１３１に対して、入力抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２および
コンデンサＣ１の直列回路から成る帰還回路が設けられ
ているのに対して、本発明では、前記入力抵抗Ｒ１に代
えて、２つの入力抵抗Ｒ１１，Ｒ１２がスイッチＳ１，
Ｓ２によって選択的に切換えられて使用される。スイッ
チＳ１，Ｓ２は、制御端子１３２に与えられる前記ＰＬ
Ｌ回路７３の汎用ポート１２９ａからの制御信号に応答
して、択一的に導通する。

【００３９】入力端子１３３には、前記チャージポンプ
１２７からの位相補正パルスが入力され、出力端子１３
４からの同調電圧は、後述する局部発振回路６９，８６
を実現する電圧制御発振回路の可変容量ダイオードＤ２
１に与えられる。

【００４０】なお、入力抵抗の切換えには、このように
並列に配置された抵抗を切換えるだけでなく、直列に設
けておいた抵抗の一方の端子間を短絡／開放すること
や、常時接続されている一方の抵抗に他方の抵抗を並列
に接続／開放するなどの他の構成が用いられてもよいこ
とは言うまでもない。

【００４１】このように構成されるループフィルタ１３
０において、選択された入力抵抗の抵抗値をＲ１とし、
コンデンサＣ１の静電容量を参照符と同一で示すとき、
自然角周波数ωｎは、

【００４２】

【数１】

【００４３】で表される。ただし、Ｋｏは局部発振回路
６９，８６を実現する電圧制御発振器の変換利得であ
り、Ｋｄは位相比較器１２５の変換利得である。

【００４４】ここで、カットオフ周波数ωｃと前記自然
角周波数ωｎとの関係は、図４で示すように、ωｃ／ω
ｎ＝２．０６であり、したがって、

【００４５】

【数２】

【００４６】となる。

【００４７】したがって、入力抵抗の抵抗値Ｒ１をＲ１
１とＲ１２とに切換えることによって、カットオフ周波
数ωｃを、アナログ放送受信時とデジタル放送受信時と
にそれぞれ適切な値に設定することができる。

【００４８】なお、帰還コンデンサＣ１の静電容量を切
換えるようにしてもよいけれども、その場合、構成が大
型化する。入力抵抗Ｒ１１は、たとえば３．９（ｋΩ）
に選ばれ、入力抵抗Ｒ１２は、たとえば１０（ｋΩ）に
選ばれる。比較的抵抗値の小さい入力抵抗Ｒ１１がデジ
タル放送受信時に選択されて、カットオフ周波数ωｃが
高くなり、比較的抵抗値の大きい入力抵抗Ｒ１２はアナ
ログ放送の受信時に選択されて、カットオフ周波数ωｃ
は低くなる。

【００４９】このように構成されるループフィルタ１３
０において、前記入力抵抗Ｒ１２が選択されるアナログ
放送の受信時にはカットオフ周波数ωｃが低くなり、図
５（ａ）で示すような通過特性となる。これに対して、
入力抵抗Ｒ１１が選択されるデジタル放送受信時には、
前記カットオフ周波数ωｃが高くなり、該ループフィル
タ１３０の通過特性は、図５（ｂ）で示すようになる。

【００５０】これら図５（ａ）および図５（ｂ）は、ル
ープフィルタ１３０に発振器から所定の周波数ｆｃ１，
ｆｃ２の信号を入力したときの位相ノイズ特性を表すも
のであり、前記周波数ｆｃ１，ｆｃ２からそれぞれ２
（ｋＨｚ）離れた◇印で示すポイントでの位相ノイズ
は、図５（ａ）で示すアナログ放送受信時には、−５６
（ｄＢｃ／Ｈｚ）であるのに対して、図５（ｂ）で示す
デジタル放送受信時には、−６８（ｄＢｃ／Ｈｚ）とな
り、１２（ｄＢ）だけ位相ノイズ、すなわち共振周波数
近傍のノイズが改善されている。

【００５１】なお、ｆｃ１＝７０．１８３１１（ＭＨ
ｚ）であり、ｆｃ２＝７０．０８６３９（ＭＨｚ）であ
る。

【００５２】こうして、位相比較器１２５で作成された
位相補正パルスの高調波成分が除去され、局部発振回路
６９，８６へ出力される。図６は、前記局部発振回路６
９，８６を実現する電圧制御発振回路の一例を示す図で
ある。発振回路は、差動増幅回路で構成され、集積回路
１４１内に集積化されている。差動対を構成するトラン
ジスタのベースは端子ＴＢ１，ＴＢ２に引出され、また
コレクタは端子ＴＣ１，ＴＣ２に引出されている。これ
らの端子ＴＢ１，ＴＢ２；ＴＣ１，ＴＣ２には、タンク
回路を構成する外付けのコンデンサＣ２１〜Ｃ２６、抵
抗Ｒ２１，Ｒ２２，インダクタＬ２１および可変容量ダ
イオードＤ２１が接続される。並列共振回路を構成する
インダクタＬ２１および可変容量ダイオードＤ２１に
は、前記ループフィルタ１３０からの同調電圧が与えら
れる。

【００５３】以上のように、本発明に従うテレビジョン
チューナ６１は、アナログ放送とデジタル放送とに共用
するにあたって、アナログ放送受信時には、ＰＬＬ回路
７３のループフィルタ１３０のカットオフ周波数ωｃを
低くするとともに、周波数ステップを小さくし、送信周
波数や基準信号源７４の周波数ずれに対して、設定周波
数の高精度な補正を行い、画質の向上を図ることができ
るとともに、デジタル放送受信時には、前記時定数を小
さくするとともに、周波数ステップを大きくすることに
よって、位相ノイズを改善し、かつチャネル切換時間を
短縮化することができる。

【００５４】したがって、共用化によっても、アナログ
放送受信時とデジタル放送受信時とにそれぞれ最適な特
性を得ることができ、高周波段から中間周波段までの回
路およびＰＬＬ回路７３の共用化による低コスト化およ
び小型化を図ることができる。

【００５５】

【発明の効果】請求項１の発明に係るテレビジョンチュ
ーナは、以上のように、アナログ・デジタル共用のテレ
ビジョンチューナであって、アナログ放送受信時には、
局部発振信号の発振周波数を制御するＰＬＬ回路の周波
数ステップを小さくして、送信周波数や局部発振周波数
のずれを細かく調整できるようにし、これに対応してル
ープフィルタのカットオフ周波数も低く設定する。これ
に対して、デジタル放送受信時には、前記周波数ステッ
プを大きくして、位相ノイズの改善を図るとともに、チ
ャネル切換時間を短縮し、またこれに対応してループフ
ィルタのカットオフ周波数も高くする。

【００５６】それゆえ、高周波段から中間周波段までの
回路ならびにＰＬＬ回路を共通に用いることができ、デ
ジタル・アナログ共用テレビジョンチューナを小型およ
び低コストに実現することができる。

【００５７】また、請求項２の発明に係るテレビジョン
チューナは、以上のように、ループフィルタのカットオ
フ周波数の切換えに、ＰＬＬ回路の汎用ポートを使用す
る。

【００５８】それゆえ、ループフィルタのカットオフ周
波数の切換えのために、特別な構成を用いる必要はな
く、コストの上昇なく、実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態のアナログ・デジタル共
用のテレビジョンチューナの電気的構成を示すブロック
図である。

【図２】図１で示すテレビジョンチューナに用いられる
ＰＬＬ回路の電気的構成を示すブロック図である。

【図３】図２で示すＰＬＬ回路におけるループフィルタ
の構成を示す電気回路図である。

【図４】ループフィルタの周波数特性を説明するための
グラフである。

【図５】ループフィルタの位相ノイズ特性を示すグラフ
である。

【図６】局部発振回路を実現する電圧制御発振回路の一
構成例を示す電気回路図である。

【図７】典型的な従来技術であるアナログ放送受信用の
テレビジョンチューナの電気的構成を示すブロック図で
ある。

【図８】デジタル放送受信用のテレビジョンチューナの
電気的構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

６１テレビジョンチューナ６２アンテナ６４，９４，１０８，１１２増幅回路６５，６７，８２，８４，９３，１０３，１０５Ｂ
ＰＦ６６，８３高周波増幅回路６８，８５，１０９混合回路６９，８６，１１０局部発振回路７３ＰＬＬ回路７４，１１５基準信号源８１ＨＰＦ９２，１０４中間周波増幅回路９５ＰＬＬ検波回路９７ＳＩＦＢＰＦ９８ＦＭ検波回路１００ＲＦＡＧＣ回路１０１レベル検波回路１０２遅延ＡＧＣ回路１１１，１１３ＬＰＦ１２０ＰＬＬＩＣ（切換手段）１２１プリスケーラ１２２プログラムカウンタ１２３スワローカウンタ１２４コントロール回路１２５位相比較器１２６リファレンスカウンタ１２７チャージポンプ１２８データインタフェイス１２９ポートインタフェイス１２９ａ汎用ポート１３１差動増幅器Ｓ１，Ｓ２スイッチ（切換手段）Ｒ２帰還抵抗Ｒ１１，Ｒ１２入力抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力されたテレビジョン信号を予め定めら
れている周波数の中間周波信号に変換し、アナログ用お
よびデジタル用のそれぞれの復調回路に出力するテレビ
ジョンチューナであって、前記周波数変換のために前記入力テレビジョン信号に混
合される局部発振信号の発振周波数を制御するＰＬＬ回
路における周波数ステップおよびループフィルタのカッ
トオフ周波数を、アナログ放送受信時とデジタル放送受
信時とで切換える切換手段を含むことを特徴とするテレ
ビジョンチューナ。
【請求項２】前記ループフィルタのカットオフ周波数の
切換えに、前記ＰＬＬ回路の汎用ポートを使用すること
を特徴とする請求項１記載の高周波信号の受信装置。