JP2000032680A - 充電発電機の制御装置 - Google Patents

充電発電機の制御装置

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control
current
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雄一 森
Keiichi Masuno
敬一 増野
Atsushi Sugaya
菅家　　厚
Katsuji Marumoto
勝二 丸本
Osamu Abe
攻 阿部
Masakatsu Fujishita
政克 藤下
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Abstract

(57)【要約】 【課題】外部制御信号入力端子を有する充電発電機にお
いて、外部制御信号の不具合による充電発電機の誤動作
を防止する。 【解決手段】外部制御信号が所定の時間片を有しない信
号である場合には、外部制御信号に応じた界磁電流の制
御を行わないようにする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は車載の充電発電機に
内蔵された、充電発電機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の装置は、特開昭62−171419号記載
のように、外部制御装置のインピーダンスを検出して信
号線の外れ及び断線を検知し、異常時には補助電圧検出
に切換えるというフェールセーフ機構を有していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術では、外
部制御信号線のインピーダンスを検出することによって
検知できる。信号線の外れや断線等以外の故障について
は配慮されていないので、信号線のアース面や電源線へ
の短絡，アース面の電位変動，外部制御装置の作動不良
によるデューティー制御信号の異常(‘Ｈ’または
‘Ｌ’レベルへの固定)等の故障発生時には、充電発電
機の制御が正常に行われず、発電不良や過大電圧の発電
といった不具合が発生する可能性があるという問題があ
った。ここで、上記アース面の電位変動について補足す
る。車両等で車体をアース面として使用するシステムで
は、アース面に流れる回路電流によってアース面の電位
が変動する。特に図９に示すように、ブラケットとエン
ジンとをボルトで締め付けることによって、アース端子
がアース面へ結合される充電発電機においては、発電機
自体が出力する回路電流によって、ブラケット（アース
端子）の電位が変動する。従って、外部制御信号によっ
て出力電流の制御を行っている時に、充電発電機のアー
ス結合抵抗がボルトのゆるみ等で大きくなった場合に
は、正帰環または負帰環が掛かり、充電発電機の出力制
御が不安定になったり、発散または減衰したりという可
能性がある。
【０００４】本発明の目的は上記のような外部制御信号
入力の不具合による充電発電機の誤作動を防止すること
にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に外部制御信号が所定の時間変化を有しない信号である
場合には、外部制御信号に応じた界磁電流の制御を行わ
ないようにする手段を設けたものである。
【０００６】外部制御信号に応じた制御を行わないよう
にする手段は、外部制御信号の故障を時間変化によって
検知するように作動するため、信号線のアース面や電源
線への短絡，アース電位の変動による信号線の故障等に
よる外部制御の誤作動を防止することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１に
より説明する。図１は充電発電機１の内部結線及び入出
力結線を表すシステム結線図である。図１中の充電発電
機１は機関によりベルトを介して駆動され、バッテリ２
や他の電気負荷（図示せず）に電力を供給する。５は充
電発電機１の外部制御装置であり、機関の制御装置等に
組込まれる。４はイグニション・キースイッチである。
充電発電機１の内部には、電機子巻線１１，三相全波整
流器１２，界磁巻線１３、及び電圧調整装置１４があ
り、外部制御信号入力端子（Ｃ端子）に所定の外部制御
信号が入力されない場合には、界磁電流制御装置１４に
よって界磁巻線１３に流れる界磁電流を、ＩＧ端子に入
力される電圧（バッテリ２の電圧）に応じて制御し、出
力端子Ｂ（正側），Ｅ（負側）から所定電圧の直流電力
を出力する。では、界磁電流制御装置１４について更に
詳しく説明する。界磁電流制御装置１４は、フライホイ
ールダイオード１４１，出力スイッチ（ここではＩＧＢ
Ｔ）１４２，トランスファーゲート１４３，１４４、電
圧制御回路１４５，電源回路１５０及び本発明の特徴と
なる外部制御信号判定回路１４６によって構成されてい
る。次に界磁電流制御装置１４の作動を説明する。まず
イグニション・キー・スイッチ４が閉じられると、電源
回路１５０が作動し、界磁電流制御装置１４の内部電源
が起動する。これにより、電圧調整回路１４の内部の各
回路，素子が作動可能となる。尚、電源回路１５０はツ
ェナーダイオード，抵抗，トランジスタ等により構成さ
れ、ＩＧ端子の電圧を入力として、一定に制御された電
圧（例えば８Ｖ）を出力する回路である。電源回路１５
０が作動して、外部制御信号入力端子（Ｃ端子）に所定
の周波数をもつ信号が入力されていない時には、外部制
御信号判定回路１４６の出力線１４８は‘Ｈ’レベルに
なり、トランスファーゲート１４３がオンして、１４４
はオフする。従って、界磁電流をオン／オフする出力ス
イッチ１４２は、電圧制御回路１４５の出力（１４７）
に応じてオン／オフする。電圧制御回路１４５は図２に
示す様にコンパレータ１４５ｅ，抵抗１４５ａ,１４５
ｂ,１４５ｃ、及びツェナーダイオード１４５ｄで構成
される。以上の構成により、電圧制御回路１４５はＩＧ
端子の電圧を抵抗１４５ａ，１４５ｂで分圧した値と、
ツェナーダイオード１４５ｄで得られる電圧値をコンパ
レータ１４５ｅで比較して、ＩＧ端子の電圧が所定値よ
り大きい場合は、出力１４７に‘Ｌ’レベルを、逆に、
所定値より小さい場合は、‘Ｈ’レベルを出力する。例
えば、抵抗１４５ａと145ｂの分圧比を１／２、ツェナ
ーダイオード１４５ｄのツェナー電圧を７.２Ｖ とする
と、ＩＧ端子の電圧が１４.４Ｖ より大きい時出力１４
７は‘Ｌ’レベル、１４.４Ｖ より小さい時は‘Ｈ’レ
ベルになる。つまり出力スイッチ１４２は、出力線１４
７が‘Ｈ’レベルの時オンして、界磁電流を増やし、逆
に、‘Ｌ’レベルの時はオフして界磁電流を減らす様作
動するので、ＩＧ端子の電圧は一定値１４.４Ｖ に制御
されることになる。
【０００８】次に、Ｃ端子に外部から所定の周波数の制
御信号が入力された時の作動について説明する。Ｃ端子
に所定の周波数をもつ信号が入力されると、外部制御信
号判定回路１４６の出力１４８は‘Ｌ’レベルになり、
トランスファーゲート１４３がオフし、１４４がオンす
る。従って、出力スイッチ１４２は、Ｃ端子の入力信号
に応じてオン／オフする。つまり、Ｃ端子に所定の周波
数をもつ外部制御信号が入力されると、界磁電流制御装
置１４は、充電発電機１の出力電圧（ここではＩＧ端子
電圧）を一定に制御する機能を停止して、その外部制御
信号に応じて、界磁電流をオン／オフするスイッチとし
て機能する。次に、外部制御信号判定回路１４６の内部
回路の構成例を、図３と図４の２通り説明する。図３
は、外部制御信号判定回路１４６の内部結線を示す。１
４６ａは周波数／電圧変換器（Ｆ／Ｖ変換器）であり、
例えば１ショットマルチバイブレータと平滑回路等で構
成されていて、入力信号の周波数に応じた電圧を出力す
る。１４６ｄはコンパレータであり、１４６ｂは抵抗、
１４６ｃはツェナーダイオードである。また、１５１は
電源回路１５０の出力へ接続される。このような構成
で、外部制御信号判定回路１４６は、Ｃ端子信号の周波
数が所定の値より高い時には、出力１４８を‘Ｌ’レベ
ルに、また、所定の値より低い時には、‘Ｈ’レベルに
する。例えば、Ｆ／Ｖ変換器の出力電圧をＣ端子(入力)
信号の周波数が１００Ｈｚの時に３Ｖとなる様にして、
また、ツェナーダイオード１４６ｃのツェナー電圧を３
Ｖにした場合、出力１４８は、Ｃ端子信号の周波数が１
００Ｈｚより高い時‘Ｌ’レベルに、１００Ｈｚより低
い時‘Ｈ’レベルになる。では、次に外部制御信号判定
回路１４６の他の内部回路例について図４により説明す
る。図４は外部制御信号判定回路１４６の内部結線を表
す回路図であり、１４６ａは図３の１４６ａと同様のＦ
／Ｖ変換器、１４６ｅ，１４６ｈ，１４６ｉは抵抗、１
４６ｆはツェナーダイオード、１４６ｊ，１４６ｋはコ
ンパレータ、そして、１４６ｌはＯＲゲートである。図
４に示す、外部制御信号判定回路１４６では、Ｆ／Ｖ変
換器146aの出力電圧の比較をコンパレータ２個(１４６
ｊ，１４６ｋ)とＯＲゲート１４６ｌを用いたウインド
コンパレータによって行っているため、その出力線１４
８は、Ｃ端子信号の周波数がある所定範囲内（例えば１
００Ｈｚ〜２００Ｈｚ）の時‘Ｌ’レベルになり、所定
範囲外（１００Ｈｚ以下、または２００Ｈｚ以上）の時
‘Ｌ’レベルになる。
【０００９】本実施例では、充電発電機１の界磁電流制
御装置１４に、外部制御信号判定回路１４６を設けるこ
とにより、所定の周波数を持つ外部制御信号（Ｃ端子信
号）のみを正常な信号と判定し、その場合は外部制御信
号に応じて界磁電流を制御するがそれ以外の信号では、
界磁電流の制御を、外部制御信号に係わらず、界磁電流
制御装置１４の内部にある電圧制御回路１４５で行うよ
うにしたため、外部制御信号に故障（信号線の断線、電
源ラインまたは、アースへの短絡等）が発生した場合
や、電気負荷のオン／オフ等によってアース面に流れる
回路電流が変化してアース電位の変動が生じた場合発電
電圧の異常な上昇や発電の停止等の不具合が起こること
がなく、所定の電圧の発電を継続することができる。ま
た、特に、外部制御信号判定回路１４６を図４に示すよ
うな回路で構成して、外部制御信号の有効範囲の上下限
を設定した場合においては、発電電圧のリップル等の比
較的高い周波数成分を持つノイズによる誤作動も合わせ
て回避することが可能になる。尚、本実施例では、外部
制御信号の判定を周波数の高さにより行っているが、信
号の周期を検出して判定する方法にすることも可能であ
る。この場合、図３及び図４に示したＦ／Ｖ変換器１４
６ａを周期−電圧変換器に変更すればよい。
【００１０】次に本発明の他の実施例を図５及び図６に
より説明する。図５は、図１における界磁電流制御装置
１４の他の内部回路例を表す、結線図である。図５の界
磁電流制御装置１４は図５の端子Ｂ，Ｆ，ＩＧ，Ｃ及び
Ｅを、図１の同記号の端子と接続して、図１の界磁電流
制御装置１４と置き換えることができる。図５中、１４
１は図１と同様のフライホイールダイオード、１４２ａ
は図１の１４２と同じ働きをするパワースイッチである
（ここではバイポーラトランジスタ）。149aはＡＮＤゲ
ート、１４９ｋ，１４９ｌはＯＲゲート、１４９ｌはコ
ンパレータ、１４９ｃ，１４９ｄはアナログスイッチ、
１４９ｓ，１４９ｕ，１４９ｑはインバータゲート、１
４９ｍ，１４９ｎ，１４９ｏ，１４９ｐはＤタイプフリ
ップフロップ（ＤＦＦ）、１４９ｆはツェナーダイオー
ド、１４９ｒはコンデンサ、１４９ｖは定電流源、そし
て、１４９ｉ，１４９ｊ，１４９ｅ，１４９ｇ，149h，
１４９ｓは抵抗である。また、コンパレータ１４９ｂ，
アナログスイッチ149c，１４９ｄや各ゲート、及びＤＦ
Ｆの電源ラインは正側がＩＧ端子，負側がＥ端子にそれ
ぞれ接続してある（図示せず）。
【００１１】以上の構成要素から成る、図５の界磁電流
制御装置１４の作動を以下説明する。界磁電流制御装置
１４では界磁電流の制御を出力スイッチ１４２ａをオン
またはオフすることによって行うが出力スイッチ１４２
ａはＡＮＤゲート１４９ａの出力によって駆動される。
そして、ＡＮＤゲート１４９ａの出力は、コンパレータ
１４９ｂとＯＲゲート１４９ｋの出力によって決定され
る。このコンパレータ１４９ｂの出力は後述するように
ＩＧ端子の電圧と、電圧制御の基準電圧に応じて決定さ
れ、一方のＯＲゲート１４９ｋの出力はＣ端子の入力に
応じて決定される。つまり、電圧制御を行う、コンパレ
ータ１４９ｂの出力と、Ｃ端子に入力される外部制御信
号に応じて出力値が決定されるＯＲゲート１４９ｋの出
力との論理積によりパワースイッチ１４２ａが駆動され
る。このコンパレータ１４９ｂの反転入力にはＩＧ端子
の電圧を抵抗１４９ｉ及び１４９ｊで分圧した値が入力
され、また、非反転入力には、Ｃ端子にデューティー信
号が入力されていない時は、後述するようにＯＲゲート
１４９ｌの出力が‘Ｈ’レベルになるので、アナログス
イッチ１４９ｄがオン、１４９ｃがオフしてツェナーダ
イオード１４９ｆのツェナー電圧を抵抗１４９ｇ，１４
９ｈで分圧した値が入力され、また、Ｃ端子にデューテ
ィー信号が入力されている時は、ＯＲゲート１４９ｌの
出力が‘Ｌ’レベルになるので、アナログスイッチ１４
９ｃがオン、１４９ｄがオフしてツェナーダイオード１
４９ｆのツェナー電圧が入力される。尚、ここではデュ
ーティー信号とは、‘Ｈ’／‘Ｌ’レベルを周期的に繰
返す信号を意味するものとしている。従って、例えば抵
抗１４９ｉと１４９ｊの分圧比を１／２、抵抗１４９ｊ
と１４９ｈの分圧比Ｒ１４９ｈ／（Ｒ１４９ｈ＋Ｒ１４
９ｇ）を７／８、そして、ツェナーダイオード１４９ｆ
のツェナー電圧を８Ｖとすると、Ｃ端子にデューティー
信号が入力されていない場合、コンパレータ１４９ｂの
非反転入力電圧は７Ｖとなるので、ＩＧ端子電圧が１４
Ｖより大きい時は、コンパレータ１４９ｈの出力が
‘Ｌ’レベル、１４Ｖより小さい時は‘Ｈ’レベルにな
る。また、同条件で、Ｃ端子にデューティー信号が入力
されている場合は、ＩＧ端子が１６Ｖより大きい時にコ
ンパレータ１４９ｈの出力が‘Ｌ’レベル、１６Ｖより
小さい時は‘Ｈ’レベルになる。つまり、コンパレータ
１４９ｂは、Ｃ端子にデューティー信号が入力されない
時は、ＩＧ端子を１４Ｖ一定にする様に出力レベルを変
化させ、また、Ｃ端子にデューティー信号が入力されて
いる時には、ＩＧ端子を１６Ｖ一定になる様に出力レベ
ルを変化させ、つまりＣ端子信号により非反転入力に入
力される電圧基準値を切換えて、電圧制御信号を出力す
る様作動する。一方、ＯＲゲート１４９ｋは、Ｃ端子入
力信号に応じて出力レベルが決定されるが、Ｃ端子にデ
ューティー信号が入力されていない時は、後述するよう
にＯＲゲート１４９ｌが‘Ｈ’レベルになるので、ＯＲ
ゲート１４９ｋは‘Ｈ’レベルになり、Ｃ端子にデュー
ティー信号が入力されている時には、ＯＲゲート１４９
ｌが‘Ｌ’レベルになるので、ＯＲゲート１４９ｋはＣ
端子入力信号をそのまま出力する。次に、ＯＲゲート１
４９ｌの出力を決定するＣ端子入力信号とそれに応じた
各部（図５の一点鎖線で囲んだ回路）の作動について説
明する。Ｃ端子入力信号の時間変化は、ＤＦＦ（１４９
ｍ，１４９ｎ，１４９ｏ，１４９ｐ）によって検出され
るが、それらのＤＦＦのクロックパルス入力（ＣＰ）に
は全て共通のクロックパルスが供給される。そのクロッ
クパルスはインバータゲート１４９ｔ，１４９ｕ、抵抗
１４９ｓ及びコンデンサ１４９ｒから成る発振回路で発
生する。この構成で、Ｃ端子が‘Ｈ’レベル一定の場合
は、インバータゲート１４９ｑの出力が‘Ｌ’レベルで
あるため、まずDFF149n の出力Ｑは、クロックパルスが
‘Ｈ’レベルになった時‘Ｈ’レベルに、次にクロック
パルスが‘Ｌ’レベルになった時DFF149m の出力Ｑが
‘Ｈ’レベルになり、同時にＯＲゲート１４９ｌは
‘Ｈ’レベルになる。ここで、DFF149n ，１４９ｐはク
ロックパルスが‘Ｈ’レベルの時、DFF149m ，１４９ｏ
はクロックパルスが‘Ｌ’レベルの時出力Ｑが変化する
フリップフロップである。また、Ｃ端子が‘Ｌ’レベル
一定の時は、インバータゲート１４９ｑの出力が‘Ｈ’
レベルであるため、DFF149p 及び１４９ｏの出力Ｑが、
クロックパルスに応じて‘Ｈ’レベルに変化し、DFF149
o の出力Ｑが‘Ｈ’レベルになるとＯＲゲート１４９ｌ
の出力が‘Ｈ’レベルになる。また、Ｃ端子がオープン
状態の場合は、定電流源１４９ｖによりＣ端子は‘Ｌ’
レベルに維持されるので、上述のＣ端子が‘Ｌ’レベル
一定の時と同様、ＯＲゲート１４９ｌの出力は‘Ｈ’レ
ベルになる。次に、Ｃ端子にクロックパルスの半周期よ
り短い周期を持つデューティー信号が入力された場合に
は、Ｃ端子が‘Ｈ’レベルの時、DFF149o ，１４９ｐの
リセット入力(Ｒ)が‘Ｈ’レベルになり、両方のＤＦＦ
の出力Ｑが‘Ｌ’レベルにリセットされ、また、‘Ｌ’
レベルの時、インバータゲート１４９ｑが‘Ｈ’レベル
になるので、DFF149m ，149nのリセット入力(Ｒ)が
‘Ｈ’レベルになり両方のＤＦＦの出力が‘Ｌ’レベル
にリセットされるので、Ｃ端子が‘Ｈ’レベルの状態か
DFF149n ，１４９ｍによって、ＯＲゲート１４９ｌの入
力に‘Ｈ’レベルとして伝えられず、また、‘Ｌ’レベ
ルの状態がDFF149P ，１４９ｏによってＯＲゲート１４
９ｌの他方の入力に‘Ｈ’レベルとして伝えられること
もないので、ＯＲゲート１４９ｌの出力は‘Ｌ’レベル
に維持されることになる。図５に示す界磁電流制御装置
１４は以上のように作動するので、図１に示す充電発電
機１としての出力特性は図６に表すようになる。図６
は、横軸に充電発電機１の出力電流、縦軸に出力電圧を
取り、充電発電機１の負荷特性を表した特性図である。
図６中ａは図５のＣ端子にデューティー信号が入力され
ない場合、すなわち、界磁電流の制御を図５の界磁電流
制御装置１４の内部の電圧制御回路単独で行った時の負
荷特性を示している。尚、Ｃ端子にデューティー信号が
入力されない時は、電圧基準値は１４Ｖに設定されてい
る。図６中ｂ及びｃは、Ｃ端子にデューティー信号が入
力されている時の負荷特性を示している。特性ｂはＣ端
子信号のデューティーがほぼ１００％（例えば９９％）
の時（デューティー＝‘Ｈ’レベルの時間／デューティ
ー信号の１周期）であり、特性ｃはデューティーが５０
％の時の特性を表している。尚、Ｃ端子にデューティー
信号が入力されている時は電圧制御の基準値は１６Ｖに
設定されている。特性ｂ及びｃが示す様に、Ｃ端子にデ
ューティー信号が入力されている時には、制御電圧基準
値が１６Ｖに切換えられ、さらにデューティーに応じて
最大出力電流が制限（例えば出力電圧１４Ｖの時の最大
出力電流は、デューティーが１００％に近い時は約８０
Ａ、デューティーが５０％の時は約４０Ａ）されてい
る。充電発電機１の負荷特性がａ，ｂ及びｃで表される
場合、例えば、図６中ｄで示されている特性をもつ負荷
が充電発電機１の出力に接続された時には特性ａでは、
点ｔ(出力電圧＝１４Ｖ）、特性ｂでは点ｓ(出力電圧＝
１６Ｖ）、特性ｃでは点ｕ(出力電圧＝１２.７Ｖ）でそ
れぞれ出力電圧及び出力電流が決まる。このようにＣ端
子にデューティー信号を入力することにより界磁電流の
外部制御を行うと充電発電機１の出力電圧を零（例えば
デューティー＝１％の時）から１６Ｖまで連続的に可変
することが可能である。
【００１２】本実施例においては、界磁電流制御装置１
４の外部制御信号入力端子(Ｃ端子)の入力信号の入力値
の継続状態を検出して、電圧制御回路の基準電圧を切換
えるので、信号線の電源ラインまたはアースへの短絡，
断線等の故障が発生した場合でも充電発電機１の出力電
圧を外部制御信号線の故障による影響を受けずに安定に
制御することができる。
【００１３】次に、本発明の他の実施例を図７、及び図
８により説明する。図７は、界磁電流制御装置１４の内
部回路を表し、図８は、図７に示した界磁電流制御装置
１４の内部回路の作動波形を表している。図７に示す界
磁電流制御装置１４は、図１の界磁電流制御装置１４に
置き換えて作動する。図７中、１４１はフライホイール
ダイオード、１４２ａは出力スイッチ、１４ａはＡＮＤ
ゲート、１４ｂはコンパレータ、１４ｇはインバータゲ
ート、１４ｄはツェナーダイオード、１４ｃ，１４ｅ，
１ｆは抵抗であり、１４ｈは抵抗１４ｈ１とコンデンサ
１４ｈ２から成るハイパスフィルターである。以上の構
成要素から成る界磁電流制御装置１４は、外部制御信号
入力端子(Ｃ端子)にデューティー信号が入力されない時
は、電圧制御回路によりＩＧ端子の電圧を所定値に調節
する様に、出力スイッチ１４２ａをオン／オフして界磁
電流を制御し、Ｃ端子に所定の周波数以上（ハイパスフ
ィルターのカットオフ周波数より充分高い周波数）のデ
ューティー信号が入力された時は、出力スイッチ１４２
ａを、電圧制御回路と外部制御信号に応じた値との論理
積によってオン／オフ制御する。図７では、電圧制御回
路はコンパレータ１４ｂ、抵抗１４ｅ，１４ｆ，１４
ｃ、ツェナーダイオード１４ｄで構成されている。図８
はコンパレータ１４ｂ、Ｃ端子入力信号、インバータゲ
ート１４ｇ入力及び出力、ＡＮＤゲート１４ａの作動を
示すタイミングチャートである。図８に示す様に、本実
施例においては、Ｃ端子入力信号がデューティー信号
で、且つ‘Ｈ’レベルの時は、ＡＮＤゲート１４ａの出
力を‘Ｌ’レベルにし（出力スイッチをオフし）、
‘Ｌ’レベルの時は、ＡＮＤゲート１４ａの出力には影
響を与えない。またＣ端子入力信号が所定の周波数をも
つデューティー信号でない場合は、Ｃ端子入力信号は、
‘Ｈ’レベルであっても、ＡＮＤゲート１４ａの出力に
影響を与えなくなる（図８の時間ｔ1 以降）。つまり、
Ｃ端子入力信号が所定の周波数以上のデューティー信号
であって、‘Ｈ’レベルの割合が大きくなると、充電発
電機の界磁電流が減少し、出力電圧が低くなる。一方、
Ｃ端子入力信号が、‘Ｈ’または‘Ｌ’レベルに固定さ
れるか、端子がオープン状態の時には、ＩＧ端子電圧が
所定値になる様に界磁電流の制御が行われる。以上のよ
うに図７の界磁電流制御装置１４が作動するので、Ｃ端
子信号線の故障（電源ラインまたはアース面への短絡
等）が発生した場合でも、充電発電機の出力電圧は所定
値に制御される。本実施例においては前述の２実施例と
異なり、外部制御信号の時間変化の検出及び判定は行わ
ず、所定周波数以下のデューティー信号を除去する手段
によって、信号線の故障による界磁制御装置１４の誤作
動を防止しているので、誤作動防止のために設けた回路
を簡略化することができている。ただし、本実施例にお
いては、外部制御信号によって、界磁電流の制御方法や
制御変数を切換えることはできない。従って、外部制御
信号は、電圧制御に従属した界磁電流の制御を行うこと
しかできない。尚、図７に示した界磁電流制御装置１４
では、電圧制御出力（コンパレータ１４ｂの出力）とＣ
端子入力に応じた出力（インバータゲート１４ｇの出
力）との論理積によって出力スイッチ１４２ａを駆動し
ているが、論理和によって出力スイッチ１４２ａを駆動
するようにすれば、界磁電流の大きさを電圧制御出力に
より調節される値より大きくすることが可能になるの
で、充電発電機の出力電圧を、Ｃ端子にデューティー信
号を入力することにより、高くすることができる。ま
た、図７の実施例では、Ｃ端子信号の入力回路としてロ
ーパスフィルター１４ｈを用いたが、バンドパスフィル
ターを用いることもできる。バンドパスフィルターを用
いた場合には、高い周波数成分のノイズに対するノイズ
除去を行うことができる。また、全ての実施例におい
て、電圧制御を、コンパレータを用いたオン／オフ制御
としているが、一定周波数が所定の範囲内の可変周波数
のＰＷＭ制御を行う方式を採用することもできる。この
場合、外部制御信号の周期とＰＷＭ制御の周期を分離し
て、界電磁流のスイッチングによるノイズによる誤作動
を低減することができる。
【００１４】外部信号としては以下のものがある。
【００１５】 エアコン負荷時発電カット制御 加速時発電カット制御 始動時発電カット制御 燃料カットリカバー時発電カット制御 減速時充電制御 定常時発電カット制御 エンジン回転数低下時発電カット制御 の場合、エアコンディショナが稼動するとエンジンに
コンプレツサが接続され、その分エンジンの負荷が増加
する。そこで、界磁巻線へ流す界磁電流を一時的に所定
の低電流状態に制御し発電量を低減して、エンジンに対
する発電機負荷を低減する。
【００１６】の場合、車両が加速状態になるとエンジ
ンに対する負荷がその分増大する。そこで、の場合と
同様にして一時的に発電量を低減して、エンジンに対す
る発電機負荷を低減する。
【００１７】の場合、エンジンの始動時に発電機を稼
動すると発電機がエンジンの負荷となってエンジンがス
ムースに始動できない可能性があるので、エンジンの始
動状態の間、発電機の界磁巻線への通電を停止してスタ
ータの駆動力をエンジンに効果的に与えて、スムースに
エンジンが始動できる様にする。
【００１８】の場合、エンジンに燃料を供給するイン
ジェクタが、機関の運転情報により燃料カット状態か
ら、燃料供給再開に移る時、この時はエンジンとしては
多くのトルクを走行のために必要としている訳であるか
ら、このトルクを低減する負荷となる発電機を一時的に
低負荷状態とする必要がある。
【００１９】この時も〜同様界磁巻線電流を低軽し
て目的を達成する。
【００２０】の場合、エンジンが減速運転時には、エ
ンジンの負荷を大きくして減速が早期に達成できる様に
すると共に、減速時のエンジンの惰性回転エネルギーを
回収して有効利用することが好ましい。このため、発電
機の界磁巻線電流を所定の大電流状態とし、エンジンに
対する発電機負荷を増大させると共に、この時の発電出
力でバッテリを急速充電することによってエンジンの余
分なエネルギーを回収する。
【００２１】の場合、車両が定常走行になり、バッテ
リの充電が十分な状態の時、もはや発電機を運転する必
要がないので、この場合も界磁電流を所定の低電流状態
が制御してエンジンの負荷を軽減し、燃料の供給量をそ
の分少なくてすむようにする。
【００２２】の場合、エンジン回転数が、所定の低回
転数に低下した場合、エンジンストールを起こさないよ
うに、エンジンの負荷を軽減する必要がある。このた
め、〜及び同様、発電機の界磁巻線に流れる電流
を所定の低電流状態にしてエンジンに対する発電機負荷
を一時的に低減する。
【００２３】以上の制御は、〜を各々単独に行うこ
ともできるし、２つ以上の条件を組合わせて制御条件を
決定することもできる。
【００２４】この場合の外部制御信号は、所定の周波数
を持ったパルス信号として与えることができ、このパル
ス信号のＯＮデューティーを１００％〜０％の間で〜
運転条件に応じて、またそれらの組合わせに応じて設
定し、デューティーを任意に変化させてトランスファー
ゲートを制御することができる。
【００２５】尚、このデューティー信号が１００％デュ
ーティー状態若しくは０％デューティー状態が継続して
いるために所定期間、状態変化がないのか、あるいは信
号ラインに異常が生じたためなのかの判別がつかないと
いう問題が考えられる。
【００２６】このため、このデューティー信号の最大値
を例えば、９９％デューティー、最少値を例えば１％デ
ューティーとしておけば、少なくともデューティー信号
の一周期中には必ずパルス信号の状態変化が生じるので
上記の様な問題は解消できる。
【００２７】また、デューティー信号の振幅はこの実施
例ではアース電位を基準にして約２Ｖに設定している
が、前述の如くボルトのゆるみ等でアース電位が上昇す
ると、デューティー信号の振幅が、見掛け上小さくな
り、デューティー信号検出用のスレッショルドレベル以
下となる。この場合、デューティー信号は所定の周期内
に状態変化が生じているにもかかわらず、それが検出で
きないために、所定期間内に状態の変化が生じないと判
定する。かくして、所定のデューティーで状態変化して
いる場合でも、この様な異常時には、正確に異常と判定
できる。
【００２８】次に、本発明をインテリジェント型ＩＣレ
ギュレータに適用した場合の例を以下図に従い説明す
る。
【００２９】自動車用の発電機には、図１０に示す如
く、直流電流としてのバッテリと、このバッテリを電源
とする直流負荷あるいは発電機の交流出力を直接電源と
して用いる交流負荷等々、種々の負荷が接続されてい
る。当然バッテリ自身も発電機１の負荷の１つである。
【００３０】発電機１は自動車のエンジンにより駆動さ
れ、三相交流電流が出力される。この交流電流は整流器
１２によって整流されバッテリに供給される。バッテリ
にはスイッチ群を介して直流負荷群が複数個接続されて
いる。負荷としてはカーエアコン，照明装置，音響機
器，燃料制御用電磁装置，デイフォガー等である。
【００３１】また発電機の交流出力を直接電源とする負
荷が接続された場合もある。例えば窓についた氷を急速
に解氷するクイッククリアガラスシステム等がある。
【００３２】発電機１は界磁巻線１３を有し、この界磁
巻線に流れる電流を制御することによってバッテリ６の
電圧を所定値に維持するのに十分な発電機の出力電圧
(電流)が得られるように発電機を制御する。
【００３３】尚、２ａはフライホイールダイオードであ
る。
【００３４】以下界磁巻線電流の制御について説明す
る。
【００３５】バッテリの電圧を電圧検出回路１３０によ
って検出する。検出電圧に応じた信号ＶBdはバッテリ設
定電圧（１４.６±０.２５Ｖ）ＶBCと比較され、その偏
差を偏差増幅器１２０で増幅して電圧偏差信号ε2 を出
力する。
【００３６】電圧−電流指令値変換回路１１０は電圧偏
差信号ε2 に応じて、バッテリ電圧を設定電圧に維持す
るに必要な界磁電流（目標界磁電流）に対応した電流指
令値Ｉf1を出力する。
【００３７】切換回路１７０は、後述する初期励磁回路
１４０からの電流指令値Ｉf2、負荷応答制御回路からの
電流指令値Ｉf3、温度検出回路１６０からの電流指令値
Ｉf4のどの電流指令値を目標電流指令値Ｉf0として出力
するかを選択し切換える。
【００３８】偏差増幅回路１００は目標電流指令値Ｉf0
と後述する界磁電流検出回路９０からの実電流値信号Ｉ
ffとを比較してその偏差を増幅し、最終電流指令値とし
ての電流偏差信号ε1 を出力する。
【００３９】電流供給回路７０は例えばＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）制御回路とこの出力でチョッパ駆動
される例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）とから成
り、電流偏差信号ε1 に応じたデューティーで界磁巻線
電流ｉCHをチョッパ制御する。
【００４０】電流検出回路９０は界磁巻線回路に直列に
接続された電流検出抵抗８の端子電圧からそこに流れる
電流を検出し、検出電流に応じて定電流信号Ｉffを出力
する。
【００４１】界磁電流の電流源は、整流器３で整流され
た直流電流と、バッテリからの直流電流の２種類あり、
通常運転時は整流器１２の出力電流によって自己励磁さ
れる。
【００４２】エンジンのスタート時のように発電機の回
転数ＮＧが低い時は十分な発電電流が得られないのでこ
の時はバッテリから電流が供給される。
【００４３】初期励磁回路１４０は、このようなエンジ
ンの回転数が所定値ＮGOより低く発電機の駆動トルクが
エンジンに負担となる様な運転状態の時、図４に示す如
く界磁電流を必要最少値にするために現在の電流指令値
ＩfmをＩfLにセットする機能を有する。
【００４４】負荷応答回路１５０は負荷の投入をバッテ
リ電圧の急変によって検出し、エンジンの回転数がアイ
ドル回転数のように低回転の時は、図１２に示すように
電流指令値を２〜３秒かけて目標電流指令値Ｉfaまで徐
々に増加させるランプ状電流指令値Ｉf3を出力する。
【００４５】温度検出回路１６０はチョッパ用の半導体
スイッチング素子の温度を検出し、この温度が所定値Ｔ
a 以上に高温になった時は、図１４に示す如く電流指令
値Ｉfmを温度に応じて減少する指令値Ｉf4を出力する。
【００４６】以上説明した実施例に基づいて発電量制御
の基本的考え方を説明する。
【００４７】すなわち、界磁巻線電流指令値発生手段Ａ
はバッテリ電圧と所定の設定電圧との電圧偏差ε2 に応
じた信号Ｉf0と界磁電流信号発生手段Ｂからの信号Ｉff
とに基づいて界磁電流指令値ε1 を発生し、この電流指
令値ε1 に基づいて界磁巻線電流供給手段Ｃから界磁巻
線に所定の電流が供給される。
【００４８】この様に構成されているので、バッテリに
接続されている負荷が投入されてバッテリ電圧が降下す
ると、それに見合って電流指令値ε1 が増大し、界磁巻
線電流ｉCHが増加する。その結果発電機の出力電圧（電
流）が増加してバッテリが所定電圧まで充電される。
【００４９】この状態で、界磁巻線の温度が上昇して抵
抗値が温度の影響で大きくなったとすると、界磁電流が
流れなくなって不用意に電流が低下する。
【００５０】しかし、電流が低下しようとすると電流指
令値が増大して供給量を自動的に増大するから発電機の
出力は界磁巻線の抵抗値が増大しても変化することがな
く、負荷（バッテリも含む）の要求に応じた出力が維持
できる。
【００５１】以下図１５に示す具体的な回路図について
説明する。各図面を通して同一符号は相当部分を示す。
７１は界磁巻線１３に流れる電流をスイッチング制御す
るパワートランジスタやＦＥＴ等のスイッチング素子か
らなるチョッパ、１７０は上記各制御回路へ電源電圧Ｖ
CCを供給する定電圧電源装置、１８０は直流負荷であ
る。その他の構成は図１０と同様である。電圧−電流指
令値変換回路１１０において、Ｒ0 ，Ｒ1 は分圧抵抗
で、定電圧電源回路１７０の出力電源電圧ＶCCを分圧し
てバッテリの充電々圧の設定値ＶBCを出力する。Ｒ2 ，
Ｒ3 は入力分圧抵抗でバッテリ電圧ＶB をフィードバッ
クする。Ａ1 は演算増幅器で、入力抵抗Ｒ4〜Ｒ6及びフ
ィードバック抵抗Ｒ7を有し、偏差増幅器を構成する。
電流制御回路１００において、Ａ2 は演算増幅器で、入
力抵抗Ｒ8，Ｒ9，Ｒ10及びフィードバック抵抗Ｒ11を有
し、１１０の電圧制御回路からの電流指令Ｉf1あるいは
補助回路からの指令値Ｉf2，Ｉf3,Ｉf4 のいずれか選択
された指令値Ｉf0と、界磁電流検出回路Ｉffとの偏差を
演算する偏差増幅器である。ＰＷＭ制御回路７０におい
て、Ａ3 は演算増幅器で入力抵抗Ｒ12，Ｒ13，Ｒ14と帰
還コンデンサＣ1 で積分器を構成し、入力電圧に対して
積分動作を行うとともに、入力抵抗Ｒ13を介して入力さ
れる入力信号ε1 と他の入力抵抗Ｒ12を介して入力され
る電圧ｅ0 との加減算を行う。後段のＡ4も演算増幅器
で、前記積分器の出力ｅI を入力抵抗Ｒ15を介して正端
子へ入力するとともに、出力ｅ0 を帰還抵抗Ｒ16を介し
て同様に正端子へフィードバックして、ヒステリシスを
もったコンパレータを構成する。このコンパレータＡ4
の動作レベルは電源電圧ＶCCを分圧抵抗Ｒ17，Ｒ18で分
圧し、入力抵抗Ｒ19介して負端子へ与えられる。上記の
ような回路構成の積分器とコンパレータの組合わせで、
コンパレータの出力ｅ0 を積分器の入力へフィードバッ
クすると方形波を出力する自励発振器として動作する。
すなわち、入力電圧ε1 に比例してデューティが変化す
るＰＷＭ制御回路として機能する。
【００５２】次に７１はチョッパであり、スイッチング
素子のパワートランジスタＴ1 とドライバトランジスタ
Ｔ2 とフライホイールダイオードＤ1 ，パワートランジ
スタＴ1 の電流検出用シャント抵抗８等でチョッパ回路
が構成され、界磁巻線２に流れる電流ｉf を前記ＰＷＭ
制御回路の出力信号ｅ0 によりスイッチング制御する。
上記チョッパ用素子としては他にＦＥＴ等のスイッチン
グ素子であり、いずれの手段を用いてもよい。
【００５３】コンパレータＡ4 とチョッパ７１との間に
はトランスファゲート１４３が設けられ、更にその出力
側にはトランスファーゲート１４４の出力端が接続され
ている。両トランスファゲートはＦ／Ｖ変換器１４６
ａ，抵抗１４６ｂ，ツェナーダイオード１４６ｃ，コン
パレータ１４６ｄから成る外部信号の状態変化検出手段
の出力で相互にＯＮ，ＯＦＦ状態が切換わる様に構成さ
れている。従ってゲート１４３が開いているときはゲー
ト１４４が閉じていてＰＷＭからチョッパへ制御信号が
出力される。逆にゲート１４４が開いている時はゲート
１４３が閉じていて、チョッパは外部信号によって制御
される。尚状態変化検出手段の動作は、図１，図３で説
明した通りである。
【００５４】９０は電流検出回路である。Ａ5は演算増
幅器で、入力抵抗Ｒ20〜Ｒ22 ，帰還抵抗Ｒ23で構成さ
れる。９１はアナログスイッチで９２のバッファを介し
て、７０のＰＷＭ回路の出力ｅ0 で駆動される。Ｃ2 は
出力電圧ホールド用コンデンサである。
【００５５】次に、上記構成における各部の動作を説明
する。先ず、界磁電流検出回路９０の動作を次に示す。
図１６は電流検出回路９０の構成図であり、図１７に各
部動作波形を示す。上記電流検出回路による電流検出
は、図１７のごとく継続電流であるパワー素子の電流ｉ
CHを検出している。
【００５６】すなわち、シャント抵抗８でチョッパ電流
ｉCHを検出して演算増幅器Ａ5 で増幅しＶCH信号とす
る。
【００５７】チョッパの検出信号ＶCHはアナログスイッ
チ９１とホールドコンデンサＣ2 の回路によりサンプル
ホールドされ模擬界磁電流信号Ｖffに変換される。
【００５８】更に詳しく説明すると、ＰＷＭ制御回路７
０の出力のＰＷＭ信号ｅ0 に同期させてアナログスイッ
チ９１をＯＦＦし、チョッパがＯＦＦ期間中のチョッパ
電流ｉCHはチョッパがＯＦＦする直前の電流値をホール
ドしてこの時の検出信号をＶf5信号とする。また、チョ
ッパがＯＮ期間中はアナログスイッチ９１をＯＮしチョ
ッパ電流ｉCHは検出信号ＶCHをそのままＶff信号とす
る。なお、アナログスイッチ９１のＯＮ，ＯＦＦ動作は
上記したＰＷＭ制御信号ｅ0 によりバッファ９２を介し
て行われる。
【００５９】上記の動作により図１７に示したごとく、
チョッパ電流ｉCHから得られた模擬界磁電流検出電圧Ｖ
ffの波形は継続することなく、ほぼ界磁電流ｉf に近い
動作波形となる。この結果、界磁電流検出回路の静特性
は図１８のごとく直線性の良い特性が得られるととも
に、小さい界磁電流から大きな界磁電流まで広い範囲に
亘つて検出できる。また、絶縁形の検出器を必要としな
いので電流検出器を安価に構成できる。
【００６０】次に電流制御動作について説明する。図１
５に戻って、ＰＷＭ制御回路７は、チョッパ７１をＰＷ
Ｍ制御するためのもので、増幅器Ａ3 ，積分コンデンサ
Ｃ1,積分抵抗Ｒ12等で構成される積分器と、増幅器Ａ4
の出力を抵抗器Ｒ16 で正帰還させてヒステリシスをも
った比較器とで構成される。そして、比較器Ａ4 の出力
ｅ0 を積分入力抵抗Ｒ12へフィードバックすることで、
デューティー制御が可能なＰＷＭ制御回路となる。上記
ＰＷＭ制御回路は、入力信号（電圧）ε1 に対して出力
信号ｅ0 の通電デューティー（通流率）を比例的に制御
できる機能を有している。
【００６１】そして、ＰＷＭの入力信号ε1 は、１００
の偏差増幅器より与えられる。すなわち、偏差増幅器１
００では電圧制御回路からの信号Ｉf0と前記した界磁電
流検出信号Ｉffとの差をゲイン倍（Ｇ＝Ｒ11／Ｒ8＝Ｒ
10／Ｒ9）してＰＷＭ制御回路７の入力信号ε1 として
出力する。
【００６２】したがって、電流制御は、１００の偏差増
幅器、７０のＰＷＭ制御回路、９０の界磁電流検出回
路、７１のチョッパ回路、１３の界磁巻線等で構成され
る回路を用いて行われる。
【００６３】今、界磁電流指令Ｉf0が与えられると偏差
増幅器１００では電流のフィードバック信号Ｉffとから
得られる偏差信号ε1 を発生し、ＰＷＭ信号回路７０に
与える。ＰＷＭ制御回路７０では出力のＰＷＭ信号ｅ0
によりチョッパ７１を動作させて界磁電流ｉf が指令値
と一致するようにフィードバック制御を行う。
【００６４】したがって、図１９に示すように電流指令
値Ｉf0を変えることにより界磁電流を任意に設定でき
る。
【００６５】尚、図に示すＰＷＭ回路は可変周波数のＰ
ＷＭ回路として構成されている。
【００６６】このようなＰＷＭ制御回路は、通流率を示
すｅ0 に応じて、ｅ0 が５０％のところで、周波数が最
大となり、その点よりｅ0 が大でも小でも周波数が小さ
くなる様に制御され、界磁電流の脈流率を一定の狭い範
囲内に抑制することができる。
【００６７】また、図２０に示すごとく、電流指令Ｉf0
を急変させた場合でも界電電流ｉfは指令値に追従した
動作となる。図２１に示すように、従来の通流率制御の
場合は発電機の駆動トルクが界磁巻線抵抗の温度変化に
よって、低温時は大きくなり、高温時は小さくなる変化
を示す特性となる。この結果、発電機の界磁巻線や、チ
ョッパの素子の容量を冷温時に耐えるように設計しなけ
ればならずオーバスペックとなる問題があったが、本実
施例の電流制御は図２２に示すごとく界磁巻線抵抗の冷
温差があっても目標とする電流に制御可能なため、冷温
差による影響は現われない。また、電源電圧等の変化に
よる電流の変動等の影響も受けない。したがって、オル
タネータの界磁巻線やチョッパ等のスイッチング素子も
オーバスペックの設計は不要であり、パワーアップが図
れることになる。すなわち、通常状態における動作の最
大値を低温時の特性までアップすれば、その分容量アッ
プとなり、オルタネータとしては高出力化が図れる。そ
のアップ率は数１０％にもなり、その効果が大である。
【００６８】上記した電流制御回路を用いた電圧制御回
路の動作は次の通りである。図１５に戻って、電圧制御
回路１１０では、実際のバッテリ電圧(発電機出力電圧)
ＶBがバッテリ充電々圧値ＶBCと一致するようにフィー
ドバック制御を行う。すなわち、偏差増幅器Ａ1 により
バッテリの設定電圧ＶBCとバッテリ電圧ＶB の偏差信号
Ｉf0（電流指令）を出力し、電流制御回路１００へ与え
る。そして、上記したごとく電流制御回路１００の出力
信号ε1 が発生する。ＰＷＭ制御回路７０は、前記出力
信号ε1 に応じてＯＮ，ＯＦＦのＰＷＭ制御(パルス幅
制御)パルス出力ｅ0 を発生させ、チョッパ７１を介し
て発電機１の界磁電流１３に断続するパルス電圧Ｖf を
印加し、界磁電流ｉf を制御する。上記制御動作におい
て、界磁電流ｉf を上記したごとくシャント抵抗８によ
り検出され電流検出回路９０を介して電流制御回路１０
０へフィードバックされ電流制御を行う。その結果、発
電機１の電機子巻線出力電圧が制御され三相整流器１２
を介してバッテリを充電したり、負荷へ電流を供給す
る。そして、発電機１の出力電圧ＶB は電圧制御回路１
１０へフィードバックされ、出力電圧がバッテリ設定電
圧ＶBCと一致するようにフィードバック制御される。
【００６９】次に図１１に基づき本実施例の周辺の技術
を説明する。
【００７０】１．クロック回路 この回路は１ＭＨｚの基本クロック及びそれを分周した
クロック信号を発生する。
【００７１】ＣＬ1 は１ＭＨｚの基本クロックでチャー
ジ・ポンプ回路を駆動し、ＦＥＴ１のゲートに高電圧を
チャージする。
【００７２】ＣＬ2 〜ＣＬ10はＣＬ1 を分周したクロッ
ク信号で各タイマー回路のクロック信号を供給する。
【００７３】２．回転検出判別回路 この回路は発電機の回転数を検出し、回路動作を切換え
るための回転数信号を出力する。
【００７４】回路数の検出はＰ端子（電機子巻線の一
相）の周波数ｆP が、
【００７５】（但し、Ｎは発電機の回転数（ｒ.ｐ.
ｍ）；ｑは発電機の極数；２は全波整流時の定数）で表
されるので、この周波数ｆPとクロックパルスＣＬ9，Ｃ
Ｌ10とを周波数比較することによって行われる。
【００７６】Ｎ１出力は発電機が５０ｒ.ｐ.ｍ以上の時
「１」となり未満の時「０」となる。
【００７７】Ｎ２出力は発電機が１０００ｒ.ｐ.ｍ以上
の時「１」となり未満の時「０」となる。
【００７８】Ｎ３出力は発電機が２５００ｒ.ｐ.ｍ以上
の時「１」となり未満の時「０」となる。
【００７９】３．発電停止警報回路 この回路の役目は界磁巻線，電機子巻線が断線したり、
ＦＥＴ１がオープン破壊した時に、バッテリがチャージ
されず、最終的にエンストしてしまうのを防止するた
め、発電を停止している時（エンジンが回転していない
時も含む）に、チャージ・ランプを点灯して報知する。
【００８０】その動作は発電機が１０００ｒ.ｐ.ｍ未満
の時チャージ・ランプを点灯する。１０００ｒ.ｐ.ｍに
達するとチャージ・ランプを消灯する。エンジン回転数
が再び下がって５００ｒ.ｐ.ｍ以下になると再びチャー
ジ・ランプを点灯する。
【００８１】エンジンのアイドル回転数を７００ｒ.ｐ.
ｍ，クランク・プーリと発電機のプーリのプーリ比を２
とすると、アイドル時の発電機回転数は１４００ｒ.ｐ.
ｍである。ゆえに、発電機が正常な場合には、チャージ
・ランプが消灯する。
【００８２】尚、発電していない時には回転数が０であ
り、チャージ・ランプを点灯する。重要な点はＮ１とＮ
２との間でヒステリシスを持たせたところにある。これ
はクランキング時等にランプが点滅することがなく運転
者に不安感を与えないという効果がある（図２８，図２
９参照）。
【００８３】４．Ｓ端子オープン警報回路 この回路の役目はＳ端子（バッテリ電圧検出端子）が、
配線がはずれた等の理由でオープン状態になった時に、 発電機が無制御になるのを防止する。
【００８４】 チャージ・ランプを点滅させ、運転者
に警報を与える。
【００８５】ものである。
【００８６】その動作は 通常はＳ端子の電圧を基準電圧と比較して、電圧制
御を行っている。Ｓ端子がオープンになると、バッテリ
電圧ＶC が低下し、一定値（７Ｖ）以下の時にＳ・Ｂ端
子電圧切替回路によって端子をＳからＢに切換える。
【００８７】 同時に、チャージ・ランプを点滅させ
る。この点滅はチャージ・ランプを１秒間隔で点灯，消
灯させる（図３０参照）。
【００８８】５．Ｂ端子オープン警報回路 この回路の役目はＢ端子（発電機の出力ケーブル）が、
配線がはずれた等の理由でオープン状態になった時に、 発電機が無制御になるのを防止する。
【００８９】 チャージ・ランプを点滅させ、運転者
に警報を与える。
【００９０】点にある。
【００９１】この回路の役目は何らかの理由により、電
圧制御不能になった場合に、警報を行う点にある。
【００９２】ここで電圧制御不能になる場合とは ＦＥＴ１が短絡破壊した場合 Ｂ端子とＦ端子が外部で短絡した場合（金属片が端
子間にはさまった場合）が考えられる。
【００９３】電圧制御不能のまま運転を続行すると、
(ｉ)バッテリが過充電になり、水素ガスがエンジン・ル
ーム内に充満し、爆発する危険性が有る。
【００９４】(ii)高回転時に過電圧が発生し、ランプ・
電子機器等の車載電気負荷を損傷させる。
【００９５】等の不具合が生じるが、この回路で報知す
ることによりこれを未然に防止する。その動作は上記モ
ードの時には、界磁電流指令値は０になり、ＦＥＴ１の
ゲート電圧は連続的に０Ｖとなるが、一定時間（３秒）
以上ゲート電圧が０Ｖになった場合は、過電圧モードで
あると判断し、チャージ・ランプを点滅する。その点滅
周期は０.２５ 秒点灯，０.２５ 秒消灯である（図３２
参照）。
【００９６】６．ゲート回路 この回路の役目はＳ端子オープン，Ｂ端子オープン，過
電圧，発電停止の際にチャージランプを点滅させて、そ
の警報を行う点にある。そしてその動作は、上記４つの
信号の論理和（ＯＲ）を演算し、ＦＥＴ２のゲートを駆
動することにより行うものである。
【００９７】ここで重要なのは点滅周期を事象ごとに整
数倍としたことである。これによってチャージ・ランプ
の点滅パターンを見ることにより、どこが悪いかを診断
できる。更にまたランプ表示に重要度の高い方から優先
順位をつけることもできる。例えば発電停止，過電
圧，Ｂ端子オープン，Ｓ端子オープンの順に周波数
を低くしておく等である（図３３参照）。
【００９８】７．過電流保護 この回路の役目は界磁巻線が短絡した時に、ＦＥＴ１に
過電流が流れて破壊するのを防止する点にある。
【００９９】その動作はｅ0 がHighにもかかわらず、Ｆ
端子の電圧が低いままである時に、ＦＥＴ１のゲートを
ロックする。
【０１００】８．初期励磁回路 この回路の役目は、発電機の回転数ＮＧが例えば回転数
Ｎ１(＝５００r.p.m)の様な低回転で自励磁発電ができ
ない状態を検出して、チョッパの通流率が約３０％程度
になる様その電流指令値Ｉf2を出力し、それに基づいて
目標電流指令値Ｉf0が切替回路から出力される。
【０１０１】９．Ｓ・Ｂ端子電圧切替回路 この回路の役目は常時Ｓ端子電圧（バッテリ端子から直
接取出す電圧）をフィルタ回路を介してフィードバック
し、電圧制御を行っている場合において、Ｓ端子がはず
れた場合にはＢ端子電圧（発電機とバッテリ間の途中配
線から取出す電圧）を入力し、電圧制御を継続して行
い、発電機からバッテリへの無充電状態になることを防
止する。
【０１０２】その動作はＢ端子の電圧とＳ端子電圧を常
時入力する。そして、Ｓ端子オープン警報回路からの信
号が発生すると、検出端子をＳ端子からＢ端子へ切換え
る。また、Ｂ端子オープン警報回路から信号が発生する
と電圧信号をＳ端子からＢ端子へ切換えてＢ端子電圧を
フィルタ回路へ出力する。
【０１０３】10．フィルタ回路 この回路の役目はＳ・Ｂ端子電圧に含まれている発電機
の整流リップル電圧等を平滑して、電圧フィードバック
制御を安定にする点にある。
【０１０４】その動作はミラー積分方式のローパスフィ
ルタを用いてリップル電圧を除去してバッテリの平均電
圧を出力し、電圧−電流指令値変換回路へバッテリ電圧
をフィードバックする。これによってバッテリ電圧の平
均値が精度よく検出でき、電流指令値Ｉf1がリップルに
影響されない制御信号とすることができる。
【０１０５】11．定電圧回路 バッテリ電圧の所定の値を定電圧に変換し、その後各制
御回路へ電流として供給する。
【０１０６】12．電圧−電流指令値変換回路 この回路の役目はバッテリ電圧の設定値ＶBCに応じて、
バッテリの端子電圧が一定値となるように、オルタネー
タの界磁電流を制御する電流指令値Ｉf1を発生する。
【０１０７】その動作は設定値切替回路からの電圧指令
値ＶBC′とフィルタ回路の出力ＶBCとの偏差をとりゲイ
ン倍増幅して電流指令値Ｉf1を発生する。
【０１０８】13．設定値切替回路 この回路の役目はバッテリの目標電圧を設定する内部基
準値、すなわち、設定値ＶBCを発電カット制御回路から
の信号が発生した場合には、設定値を低くし、発電をカ
ットする点にある。
【０１０９】その動作は通常、電圧設定値ＶBCを電圧指
令値として電圧−電流指令値変換回路へ出力している
が、発電カット制御回路の信号が発生すると電圧指令値
ＶBCを通常より低くし発電が行われないようにする。
【０１１０】14．発電カット制御回路 この回路の役目は車両の加速時等負荷増大時に発電機の
駆動トルクを減少させ（発電停止）、加速性の向上を図
る。
【０１１１】具体的には、チャージランプと直列に入っ
ているスロットル開度検出スイッチＳＷ１が例えばフ
ル，スロットル時にオープンになった場合には、加速が
終了するまでの時間（例えば１０数秒）発電カットを行
う。
【０１１２】その動作は発電カット検出は、電圧検出端
子にランプ点灯用のＦＥＴ２のドレイン電圧を用いるの
で、ランプ点灯と発電カット検出を共用する。
【０１１３】すなわち、発電カット制御回路では、ＦＥ
Ｔ２のドレイン−ソース電圧ＶDSとＦＥＴ２の検出抵抗
Ｒg2を通って流れる電流ＩDSを入力する。今、ＳＷ１が
オープンするとＦＥＴ２のＶDSが低下し、かつ、ＦＥＴ
２の電流が流れていない場合には、車両の加速時間（約
１０数秒）の間発電をカットするために、設定値切替回
路へ設定値の切替信号を出すと共にゲートロック回路へ
チョッパのゲートロック信号を発生する。
【０１１４】15．出力電流制御回路 この回路の役目は発電機の最大発電量を外部コントロー
ラからの信号で制御し、発生トルクを抑制することで、
車両の加速性向上，燃費向上，エンスト防止等を図る。
【０１１５】その動作は、外部コントローラからＣ端子
を介して出力電流制御回路へデューティーの信号を入力
し、その制御回路からの出力信号によりＰＷＭ制御回路
の動作，停止を制御する。
【０１１６】図３４に示す如く外部負荷（車両の負荷）
量に応じてＣ端子に入力される負荷信号のデューティー
をリニアに変化させれば、図３５に示す如く連続的に発
電機の出力電流−電圧特性を制御できる。
【０１１７】図３５では代表例としてデューティー１０
０％の場合と、５０％の場合の例を示す。
【０１１８】16．負荷応答制御回路 本実施例では電気負荷の急変によるエンジン回転数の変
動や、それによって生じる振動を低減するために負荷応
答制御機能を設けている。図１４（ａ)，(ｂ)にその動
作原理を示す。
【０１１９】通常負荷応答制御がない場合において負荷
が投入されると、制御電圧（バッテリ端子電圧）が降下
するが、制御系の帰還動作により電流指令値をステップ
状に応答させ急速に充電する。この際、エンジンに対し
て発電機が負荷となるためエンジン回転数は低下する
（図２３（ａ))。これは特にエンジン回転数の低いアイ
ドル動作付近において問題となり、アイドル補正までの
間に急激な回転数が変動するとエンストを起こす危険性
が生ずる。
【０１２０】これに対し、負荷応答制御ではアイドル補
正までの間に発電機がエンジンの負荷になりにくいよう
制御するものである。負荷投入によって制御電圧が降下
しても、電流指令値が一定のパターンでゆっくり増加す
るように制御すれば制御電圧が回復するのは遅れるが、
エンジン回転数の変動量は低減できる(図２３(ｂ))。こ
のため制御ループ内に電圧制御の電流指令値出力を回転
数に応じて変化させる一定時定数の遅れ回路を設けてい
る。電流指令値のパターンを図２４に示すが、これは負
荷応答制御の有無による指令値パターンの変化を示して
いる。制御なしの場合にステップ状に変化した電流指令
値は、制御ありの場合は指令値が基準値Ｖ1 を超えた時
点で基準値そのものの値に切り換えられ一定時間固定さ
れる。その後次の基準値Ｖ2 を超えているかを判断して
指令値も次の基準値へと順々に切換えていけば、電流指
令値はゆっくりと段階的に上昇することになる。最終的
に最後の基準値に固定した後、制御なしと同じ値とな
る。電流指令値が降下した場合は、基準値との切り換え
動作は行わず制御なしと同じ値とする。
【０１２１】よって負荷投入以前にどのような電流指令
値であっても、基準値を超えた時点でのみ指令値が固定
されるため過充電や過放電を防止できる。負荷応答制御
は、アイドル回転数付近で行うものとし、オルタネータ
回転数２５００ｒ／min 以下で動作するようにした。実
際の指令値パターンを発生させるための回路ブロックを
図２５に示す。指令値切り換えにはアナログスイッチ
を、基準電圧と指令値との比較にはコンパレータを、制
御動作のコントロールにはタイマー，ラッチを含むディ
ジタル論理回路を用いて構成される。ＩＣ内蔵化を考え
回路規模が大きくならないよう基準値との比較段数を３
段階としている。
【０１２２】以上に述べた負荷応答制御の効果の検証の
ためシミユレーションを行った。図２６はアイドルコン
トロールによるバイパス空気量をパラメータとした外部
トルク−エンジン回転数特性のモデルを示す。このモデ
ルを使い電気負荷（２０Ａ相当）を投入したときのアイ
ドル回転数のステップ応答を図２７に示す。負荷応答制
御を行うことにより、回転数の低下量が１００ｒ／min
から２５ｒ／min 以下に低減できることを確認した。
【０１２３】尚、本実施例では比較段数を３段階とした
が、特にこれに限定されることなく、無段階にすること
もできる。
【０１２４】次に車両に搭載したマイクロコンピュータ
により制御する場合の制御態様を以下説明する。
【０１２５】図３６に示す機能ブロック図により原理を
説明する。
【０１２６】バッテリ電圧の設定値ＶBCと実際の値ＶＳ
との偏差を電圧偏差増幅器で増幅してリミッタに出力す
る。
【０１２７】リミッタは電圧偏差増幅器からの入力に応
じて電流指令値Ｉf0を出力する。電流指令値Ｉf0の決定
にあたっては電気負荷に供給されている負荷電流の大き
さ及び車両のエンジンに対する負荷情報あるいは環境情
報をマイクロコンピュータに入力してその時々の最適電
流指令値の最大値Ｉfmaxを算出し、電流指令値Ｉf0をそ
の範囲内で、電圧偏差に応じて決定し、出力する。
【０１２８】次に電流指令値Ｉf0と実際の電流値Ｉf と
の偏差を検出し、その偏差を増幅器で増幅してパルス幅
変調回路（ＰＷＭ）の駆動信号を出力する。
【０１２９】ＰＷＭは界磁巻線駆動回路のチョッパを駆
動信号に応じたデューティーで駆動し、界磁巻線電流Ｉ
f を制御する。これによって発電機の電機子巻線に発生
した出力によりバッテリを適正に充電する。
【０１３０】次に図３７に示すブロック回路図及び図３
８に示す制御フローチャートにより、エンジンの制御と
の関係を説明する。
【０１３１】ステップ２００でレジスタの初期設定が終
了したマイクロコンピュータは、Ａ−Ｄ変換器を介して
ステップ２０１でエンジン回転数，マニホールド吸気
圧，ノック信号，スロットル開度信号及びバッテリ負荷
電流等の入力信号を検出し、ランダムアクセスメモリＲ
ＡＭに入力する。
【０１３２】尚、負荷電流は、負荷投入状態をスイッチ
のＯＮ，ＯＦＦで検出し、入力レジスタを介して取り込
む方法でも良い。
【０１３３】ステップ２０２では、入力信号に基づいて
リードオンリメモリＲＯＭ内に記憶されている演算フロ
ーに従って点火系の制御信号，燃料系の制御信号及び排
気系の制御信号を演算し、出力する。
【０１３４】次のステップ２０３はエンジン負荷の大き
さを吸気圧で検出するステップで、吸気圧が所定の圧力
Ｐａより低い（負圧）と判断すると発電機がエンジンの
負荷トルクとならない様に界磁電流が零になるようにそ
の指令値の最大値Ｉfmaxを０に設定する。
【０１３５】吸気圧が所定値Ｐａより高いと判断すると
エンジンが正常負荷運転であると判断して次のステップ
に進む。
【０１３６】ステップ２０４ではスロットルの開度が全
開か否かを検出し、全開と判断した時は加速状態である
と判断して、この時も電流指令値の最大値Ｉf0を０に設
定して発電機をエンジンの負荷にならないようにする。
【０１３７】スロットルが全開でなければ通常走行状態
と判断して次のステップに進む。
【０１３８】ステップ２０５ではノック信号からヘビー
ノック状態か否かを判定し、ヘビーノック状態と判断さ
れた場合は電流指令値の最大値Ｉf0を０に設定して発電
機をエンジンの負荷にならないようにする。
【０１３９】ヘビーノック状態でない場合は次のステッ
プに進む。
【０１４０】ステップ２０６ではノック信号からライト
ノック状態か否かを判定し、ライトノック状態と判断さ
れた場合は電流指令値の最大値Ｉf0を２Ａに設定し発電
能力を低目に抑えることによりエンジンに対する発電機
の負荷トルクを軽減する。
【０１４１】ライトノックでもない場合はノックなしと
判断して次のステップに進む。
【０１４２】ステップ２０７ではエンジンの回転数が１
５００ｒ.ｐ.ｍ以下か否かを判定し、以下と判断した場
合は電気負荷の変動量を負荷電流あるいは負荷スイツチ
のＯＮの数等により計算し、それに基づいて最適な電流
指令値Ｉfmaxを計算し出力する。
【０１４３】回転数が１５００ｒ.ｐ.ｍ以上であれば、
電流指令値の最大値Ｉfmaxを４.５Ａの最大許容電流値
に設定し、最大出力が得られるように制御する。
【０１４４】かくして決定された電流指令値の最大値Ｉ
fmaxが、Ｄ−Ａ変換器を介して図３６の発電機制御回路
のリミッタに入力される。
【０１４５】また、マイクロコンピュータの出力レジス
タからデューティー信号として界磁電流指令値の最大値
ＤＩfmaxを出力することも可能である。この場合、発電
機制御回路のＰＷＭの出力ｅ0 とＤＩfmaxとをアンドゲ
ートを介して界磁巻線駆動回路へ入力する様にすること
によって制御することができる。
【０１４６】以上説明した本実施例によれば、 １．機関の吸気圧に応じて界磁電流をカット制御する様
にしたので、登坂時のように急激な負荷がエンジンに作
用した際には発電機がエンジンの負荷にならないように
できるので、エンスト等を未然に防止できる。
【０１４７】またスロットが全開時にも発電カット制御
するようにしたので加速時には、十分エンジンの出力を
加速のために利用でき、加速性能を向上することができ
る。またエンジンのノック状態に応じて発電機の発電状
態力を制御する様にしたので、ノック発生時の如く、点
火時期が遅延してエンジン出力が低下している時に発電
機のための駆動トルクを軽減できるので、出力低下によ
るエンストや、ノック状態を冗長すると言った問題を防
止できる。
【０１４８】更にエンジンの回転数が低い場合は、負荷
電流、即ち電気負荷の状態に応じて最適な界磁電流制御
をできるので低回転数時の回転数落ち込みによるエンス
トが防止できる。
【０１４９】本実施例によれば、自動車用充電発電機の
界磁電流を制御することにより、界磁巻線抵抗の冷温差
により界磁電流の変動を防止できる。したがって、従
来、冷温差による電流変動分を見込んで余裕をもってオ
ルタネータ（充電発電機）を設計していたが、変動を見
込む必要がないため、オルタネータが同一体格において
は出力のパワーアップが図れる。あるいは、同一出力に
すると体格が小型化可能となる。そして、界磁電流制御
用チョッパの半導体素子の小容量化も実現できる。ま
た、負荷急変時には、外部信号により界磁電流の立上り
動作を制御することにより、自動車のエンジンへの急負
荷変動を防止することも可能である。すなわち、外部の
信号に応じて界磁電流値を最小値から最大値まで連続的
に任意に可変することが可能である。したがって、外部
の要求により、例えば、エンジン制御からのオルタネー
タの発電の低減や停止等が容易に実現できる。
【０１５０】さらに、オルタネータの低速回転時の発電
量が少ない状態では、界磁電流を必要最小限にする。い
わゆる初期励磁状態にして、バッテリの放電量をへらす
とともに界磁損失をおさえることも可能である。
【０１５１】また、本実施例の電流検出法を用いれば、
界磁電流を直接検出せずとも、チョッパ素子に流れる断
続電流より、連続する界磁電流を等価的に検出すること
が可能となるため、高価な絶縁形の電流検出器等が不要
となる。また、界磁電流の最小値から最大値まで連続的
に検出可能となる等の効果がある。
【０１５２】以上説明したように本実施例によれば、偏
差電圧信号に応じた信号と界磁巻線に流れる実際の電流
に応じた信号とから界磁巻線へ供給すべき電流の指令値
を求め、この指令値に基づいて界磁巻線へ電流を供給す
る様にしたので、発電機の出力を負荷の要求に応じて広
範囲に且つ最適な出力に制御しつつ、界磁電流の内的変
動を防止することができ、負荷変動の大きな発電機の出
力制御に最適な制御が可能にできた。
【０１５３】また界磁電流の検出に関する発明において
は変流器を用いる必要をなくしたので、コストが安く、
ＩＣ化に適した発電機の制御装置及び方法を得ることが
できた。
【０１５４】更に負荷応答制御の発明においては、電流
フィードバック制御と有機的に組合わせて、発電機のト
ルク変動が少なく、原動機の回転に悪影響を与えること
のない制御装置及び、制御方法を得ることができた。
【０１５５】
【発明の効果】本発明によれば、充電発電機の外部制御
信号線に生じる故障によって、充電発電機の出力が異常
状態となることがないので、発電不良によるエンスト
や、過電圧の発生による電気負荷の破壊といった不具合
の発生を防止し、車両の安全性を向上させる効果があ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のシステム結線図を示す。
【図２】図１の回路図を示す。
【図３】図１の回路図を示す。
【図４】図１の回路図を示す。
【図５】図１の回路図を示す。
【図６】充電発電機１の出力特性図を示す。
【図７】回路図を示す。
【図８】図７の回路の作動を表すタイミングチャートを
示す。
【図９】充電発電機１の取り付けを示す構造図を示す。
【図１０】本発明をインテリジェント型ＩＣレギュレー
タを用いた自動車用充電発電機の制御装置に適用した実
施例の要部ブロック図を示す。
【図１１】同自動車用充電発電機の制御装置のシステム
全体の制御ブロック図を示す。
【図１２】本実施例の制御動作の一例を示す動作図を示
す。
【図１３】本実施例の制御動作の一例を示す動作図を示
す。
【図１４】本実施例の制御動作の一例を示す動作図を示
す。
【図１５】図１に示す一実施例の回路詳細図を示す。
【図１６】本実施例の電流検出回路の詳細図を示す。
【図１７】本実施例の各部の動作及び特性図を示す。
【図１８】本実施例の各部の動作及び特性図を示す。
【図１９】本実施例の各部の動作及び特性図を示す。
【図２０】本実施例の各部の動作及び特性図を示す。
【図２１】本実施例の効果を説明する特性図を示す。
【図２２】本実施例の効果を説明する特性図を示す。
【図２３（ａ）（ｂ）】本実施例の負荷応答制御回路の
動作原理を説明するための原理図を示す。
【図２４】同制御動作説明図を示す。
【図２５】同回路の具体的回路図を示す。
【図２６】バイパス空気量をパラメータとしたときのオ
ルターネータ駆動トルクとエンジン回転数との関係を示
す図面。
【図２７】負荷応答制御回路の効果を説明するための図
面。
【図２８】発電機の回転数とチャージランプの点灯状態
との関係を示す図面。
【図２９】発電機の回転数とチャージランプの点灯状態
との関係を示す図面。
【図３０】Ｓ端子電圧に対するＳ−Ｂ端子切替状態及び
チャージランプの点滅状態を示す。
【図３１】Ｂ端子電圧に対する端子切替状態，ゲートロ
ック状態，チャージランプ点滅状態を示す図面。
【図３２】ゲート電圧に対するチャージランプの点滅状
態を示す図面。
【図３３】各異常状態におけるチャージランプの点灯，
点滅状態を示す図面。
【図３４】外部信号としてＣ入力端子に入力される信号
を示す図面。
【図３５】発電機の能力制御状態を示す図面。
【図３６】マイクロコンピュータを用いた車両用発電機
の制御装置を示す機能ブロック図。
【図３７】同制御回路ブロック図を示す。
【図３８】その制御フローチャート。
【符号の説明】
１…充電発電機、２…バッテリ、１３…界磁コイル、４
０…電流指令値発生回路、７０…電流供給回路（ＰＷＭ
制御回路）、９０…電流検出回路、Ａ…界磁巻線電流指
令値発生手段、Ｂ…界磁電流信号発生手段、Ｃ…界磁巻
線電流供給手段、１４３，１４４…トランスファーゲー
ト、１４６…外部制御信号判定回路（状態変化検出回
路）。
フロントページの続き (72)発明者 菅家 厚 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 丸本 勝二 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 阿部 攻 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所佐和工場内 (72)発明者 藤下 政克 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所佐和工場内

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】界磁巻線を備えた充電発電機に内蔵されて
    いて前記界磁巻線に流れる界磁電流を、制御対象の電圧
    と前記電圧以外で前記充電発電機の外部から供給される
    制御信号とに応じて制御する手段を有する前記充電発電
    機の制御装置において、前記充電発電機の外部から供給
    される制御信号が所定の時間変化をしない信号である場
    合には、前記制御信号に応じた前記界磁電流の制御を行
    わない様にする手段を設けたことを特徴とする充電発電
    機の制御装置。
  2. 【請求項２】充電発電機の界磁巻線に流れる界磁電流を
    制御対象の電圧に応じて制御する手段と前記充電発電機
    の外部から供給される信号とに応じて制御する手段のど
    ちらかによって制御するように切換えを行う手段を有す
    る充電発電機の制御装置において、前記切換えを行う手
    段の切換えを、前記外部から供給される信号の時間変化
    の状態に応じて行うことを特徴とする充電発電機の制御
    装置。
  3. 【請求項３】前記請求項１において、前記充電発電機の
    外部から供給される制御信号の時間変化を検出する手段
    と前記時間変化を検出する手段の検出値に応じて、前記
    制御対象の電圧に応じた前記界磁電流の制御変数を切換
    える手段を設けたことを特徴とする充電発電機の制御装
    置。
  4. 【請求項４】充電発電機内に該発電機の界磁巻線電流を
    制御する半導体パワースイッチ素子と、その駆動回路と
    を内蔵し、この駆動回路は被充電対象電源の状態に応じ
    て前記界磁巻線電流を制御する充電電圧制御回路と、前
    記発電機を駆動する原動機の運転状態等の外部要因に基
    づく外部信号に応じて、前記電源の状態とは別に前記界
    磁巻線電流を制御する補助回路とから成るものにおい
    て、 前記外部信号を、所定期間内に少なくとも一度状態が変
    化する信号によって形成すると共に、 この外部信号の変化が所定期間内に起こるか否かを判定
    して、所定期間内に状態変化が生じない時は、この外部
    信号を前記半導体パワースイッチ素子に伝達しないよう
    にするフェールセーフ手段を設けたことを特徴とする充
    電発電機の制御装置。
  5. 【請求項５】請求項４において、前記フェールセーフ手
    段が前記外部信号入力端子と前記半導体パワースイッチ
    素子との間に設けられていることを特徴とする充電発電
    機の制御装置。
  6. 【請求項６】請求項４において、前記フェールセーフ手
    段によって、前記外部信号が前記半導体パワースイッチ
    素子に伝達されない様に制御されている間、前記電源の
    状態に応じて前記半導体パワースイッチ素子を駆動する
    ことを特徴とする充電発電機の制御装置。
  7. 【請求項７】請求項４乃至７において、前記フェールセ
    ーフ手段は、外部信号が“High”レベル状態で変化しな
    くなったときに作動することを特徴とする発電機の制御
    装置。
  8. 【請求項８】請求項４乃至７において、前記フェールセ
    ーフ手段は外部信号が“Ｌow”レベル状態で変化しなく
    なったときに作動することを特徴とする発電機の制御装
    置。
  9. 【請求項９】充電発電機内に該発電機の界磁巻線電流を
    制御する半導体パワースイッチ素子と、その駆動回路と
    を内蔵し、この駆動回路は被充電対象電源の状態に応じ
    て前記界磁巻線電流を制御する充電電圧制御回路と、前
    記発電機を駆動する原動機の運転状態等の外部要因に基
    づく外部信号に応じて、前記電源の状態とは別に前記界
    磁巻線電流を制御する補助回路とから成り、前記駆動回
    路が前記発電機のブラケットを介して前記原動機のボデ
    ィーにアースされているものにおいて、 前記アースの電位が所定値以上になった時、前記補助回
    路による前記半導体パワースイッチング素子の制御を中
    止するフェールセーフ手段を設けたことを特徴とする発
    電機の制御装置。
  10. 【請求項１０】請求項９において、前記アース電位の上
    昇が前記発電機のブラケットを前記原動機ボディーに固
    定するためのボルトのゆるみによるものであることを特
    徴とする発電機の制御装置。
  11. 【請求項１１】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両に搭載されたエアコンディショナが運転
    されたことを検知して所定の周期で断続するパルス信号
    を発生する信号発生手段、このパルス信号に応じて前記
    界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様制御する補助
    発電量制御手段、前記エアコンディショナの運転信号が
    所定期間無変化状態になったことを検知して前記補助発
    電量制御手段による制御を無効にするフェールセーフ手
    段とよりなることを特徴とする発電機の制御装置。
  12. 【請求項１２】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両が燃料噴射弁へ燃料供給を停止した後再
    度燃料供給を開始したことを検知して所定の周期で継続
    するパルス信号を発生する信号発生手段、このパルス信
    号に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる
    様制御する補助発電量制御手段、前記信号発生手段の出
    力信号が所定期間無変化状態になったことを検知して前
    記補助発電量制御手段による制御を無効にするフェール
    セーフ手段とよりなることを特徴とする発電機の制御装
    置。
  13. 【請求項１３】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両の始動運転状態時に所定の周期で継続す
    るパルス信号を発生する信号発生手段、このパルス信号
    に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様
    制御する補助発電量制御手段、前記信号発生手段の出力
    信号が所定期間無効変化状態になったことを検知して前
    記補助発電量制御手段による制御を無効にするフェール
    セーフ手段とよりなることを特徴とする発電機の制御装
    置。
  14. 【請求項１４】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両が加速状態であることを検知して所定の
    周期で継続するパルス信号を発生する信号発生手段、こ
    のパルス信号に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電流
    状態になる様制御する補助発電量制御手段、前記信号発
    生手段の出力信号が所定期間無変化状態になったことを
    検知して前記補助発電量制御手段による制御を無効にす
    るフェールセーフ手段とよりなることを特徴とする発電
    機の制御装置。
  15. 【請求項１５】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両の減速運転時であることを検知して所定
    の周期で継続するパルス信号を発生する信号発生手段、
    このパルス信号に応じて前記界磁巻線電流が所定の低電
    流状態になる様制御する補助発電量制御手段、前記信号
    発生手段からの出力信号が所定期間無変化状態になった
    ことを検知して前記補助発電量制御手段による制御を無
    効にするフェールセーフ手段とよりなることを特徴とす
    る発電機の制御装置。
  16. 【請求項１６】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両のエンジンの回転数が所定の低回転数に
    なったことを検知して所定の周期で継続するパルス信号
    を発生する信号発生手段、このパルス信号に応じて前記
    界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様制御する補助
    発電量制御手段、前記信号発生手段の出力信号が所定期
    間無変化状態になったことを検知して前記補助発電量制
    御手段による制御を無効にするフェールセーフ手段とよ
    りなることを特徴とする発電機の制御装置。
  17. 【請求項１７】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両が定常運転となってバッテリの充電が必
    要なくなったことを検知して所定の周期で継続するパル
    ス信号を発生する信号発生手段、このパルス信号に応じ
    て前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様制御す
    る補助発電量制御手段、前記信号発生手段の出力信号が
    所定期間無変化状態になったことを検知して前記補助発
    電量制御手段による制御を無効にするフェールセーフ手
    段とよりなることを特徴とする発電機の制御装置。
  18. 【請求項１８】車両のエンジンにより駆動され、その出
    力によって車両のバッテリを充電する充電発電機、この
    発電機の界磁巻線電流を半導体パワースイッチ素子によ
    って制御してバッテリの充電電圧を制御する発電量制御
    回路、前記車両が定常運転となってバッテリの充電が必
    要なくなったことを検知して所定の周期で断続するパル
    ス信号を発生する信号発生手段、このパルス信号に応じ
    て前記界磁巻線電流が所定の低電流状態になる様制御す
    る補助発電量制御手段、前記信号発生手段の出力信号が
    所定期間無変化状態になったことを検知して前記補助発
    電量制御手段による制御を無効にするフェールセーフ手
    段とよりなることを特徴とする発電機の制御装置。
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