JP2000013695A - 線形歪補償回路 - Google Patents
線形歪補償回路Info
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- JP2000013695A JP2000013695A JP10177829A JP17782998A JP2000013695A JP 2000013695 A JP2000013695 A JP 2000013695A JP 10177829 A JP10177829 A JP 10177829A JP 17782998 A JP17782998 A JP 17782998A JP 2000013695 A JP2000013695 A JP 2000013695A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＴＶ送信機等の電力増幅器による増幅過程及
び映像信号と音声信号の合成過程で発生する線形歪を高
い精度で補償することができる線形歪補償回路を提供す
る。 【解決手段】 ベースバンド帯の信号を直交する二つの
信号に分離すると共にそれぞれについて前置歪補償を行
うＦＩＲフィルタ２，３を備える。ＦＩＲフィルタ３
は、補償用フィルタとしての特性とヒルベルト変換器と
しての特性を有し、入力信号の全帯域に亘って位相を９
０度変化させる。
び映像信号と音声信号の合成過程で発生する線形歪を高
い精度で補償することができる線形歪補償回路を提供す
る。 【解決手段】 ベースバンド帯の信号を直交する二つの
信号に分離すると共にそれぞれについて前置歪補償を行
うＦＩＲフィルタ２，３を備える。ＦＩＲフィルタ３
は、補償用フィルタとしての特性とヒルベルト変換器と
しての特性を有し、入力信号の全帯域に亘って位相を９
０度変化させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、テレビジョン放送
用の送信機に用いて好適な線形歪補償回路に関する。
用の送信機に用いて好適な線形歪補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、テレビジョン放送用の送信機
（以下、ＴＶ送信機という）では、線形歪は、主に電力
増幅器及び映像と音声とを合成するフィルタ（例えばＣ
ＩＢ：Constant Impeadance Bndpass filter）で発生す
る。ＴＶ送信機に入力された映像信号は、ＡＭ変調され
て、電力増幅器に送られ、送信に必要な電力まで増幅さ
れる。また音声信号は、ＦＭ変調されて、電力増幅器に
送られ、送信に必要な電力まで増幅される。電力増幅さ
れた映像信号と音声信号は、合成されて送信アンテナへ
送られる。映像信号と音声信号を合成する過程で高周波
歪が発生し、これを取り除くために上述したＣＩＢと呼
ばれるフィルタが用いられている。ＴＶ送信機における
線形歪は、電力増幅器による増幅過程と、映像信号と音
声信号との合成過程で発生し、特に映像信号と音声信号
との合成過程ではＣＩＢの特性によって映像信号が線形
歪を受ける。従来は、この線形歪（振幅の周波数特性、
位相の周波数特性（群遅延特性））を、アナログフィル
タを用いて、ＩＦ帯で映像信号を高域、中域、低域に分
けてそれぞれにおいて補償し、その後、その三つの信号
を合成する方法を採っていた。
（以下、ＴＶ送信機という）では、線形歪は、主に電力
増幅器及び映像と音声とを合成するフィルタ（例えばＣ
ＩＢ：Constant Impeadance Bndpass filter）で発生す
る。ＴＶ送信機に入力された映像信号は、ＡＭ変調され
て、電力増幅器に送られ、送信に必要な電力まで増幅さ
れる。また音声信号は、ＦＭ変調されて、電力増幅器に
送られ、送信に必要な電力まで増幅される。電力増幅さ
れた映像信号と音声信号は、合成されて送信アンテナへ
送られる。映像信号と音声信号を合成する過程で高周波
歪が発生し、これを取り除くために上述したＣＩＢと呼
ばれるフィルタが用いられている。ＴＶ送信機における
線形歪は、電力増幅器による増幅過程と、映像信号と音
声信号との合成過程で発生し、特に映像信号と音声信号
との合成過程ではＣＩＢの特性によって映像信号が線形
歪を受ける。従来は、この線形歪（振幅の周波数特性、
位相の周波数特性（群遅延特性））を、アナログフィル
タを用いて、ＩＦ帯で映像信号を高域、中域、低域に分
けてそれぞれにおいて補償し、その後、その三つの信号
を合成する方法を採っていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな方法では、あまり精度の高い補償を行うことは困難
であった。なお、ディジタルフィルタを用いることで精
度の高い補償を行うことは可能であるが、ＩＦ帯でディ
ジタルフィルタを使用するにはサンプリング周波数が高
くなり過ぎて実現が困難である。
うな方法では、あまり精度の高い補償を行うことは困難
であった。なお、ディジタルフィルタを用いることで精
度の高い補償を行うことは可能であるが、ＩＦ帯でディ
ジタルフィルタを使用するにはサンプリング周波数が高
くなり過ぎて実現が困難である。
【０００４】そこで本発明は、ＴＶ送信機等の電力増幅
器による増幅過程及び映像信号と音声信号の合成過程で
発生する線形歪を高い精度で補償することができる線形
歪補償回路を提供することを目的としている。
器による増幅過程及び映像信号と音声信号の合成過程で
発生する線形歪を高い精度で補償することができる線形
歪補償回路を提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明の線
形歪補償回路は、ベースバンド帯の信号を直交する二つ
の信号に分離すると共にそれぞれについて前置歪補償を
行う第１，第２補償フィルタを備えたことを特徴とす
る。第１，第２補償フィルタによって、ベースバンドの
信号を直交する二つの信号（Ｉ信号とＱ信号）に分離し
て、それぞれに対して前置歪補償を行う。これにより、
ＩＦ帯（又はＲＦ帯）で発生する線形歪をベースバンド
で補償することが可能になる。
形歪補償回路は、ベースバンド帯の信号を直交する二つ
の信号に分離すると共にそれぞれについて前置歪補償を
行う第１，第２補償フィルタを備えたことを特徴とす
る。第１，第２補償フィルタによって、ベースバンドの
信号を直交する二つの信号（Ｉ信号とＱ信号）に分離し
て、それぞれに対して前置歪補償を行う。これにより、
ＩＦ帯（又はＲＦ帯）で発生する線形歪をベースバンド
で補償することが可能になる。
【０００６】第１，第２補償フィルタに与える補償係数
は、入力信号の上側波帯の補償値を前半に、下側波帯の
補償値を後半に与えて逆フーリエ変換して求める。この
場合、逆フーリエ変換した結果の実数部を第１補償フィ
ルタの補償係数とし、虚数部を第２補償フィルタの補償
係数とする。上記第１，第２補償フィルタとして、ＦＩ
Ｒ（Finite Impulse Responce）フィルタが好適であ
る。上記線形歪補償回路は、第１，第２補償フィルタに
よる補償後の直交する二つの信号から位相情報信号と振
幅情報信号とを得るピタゴラス変換手段と、このピタグ
ラス変換器により得られた位相情報信号及び振幅情報信
号に基づいて変調波を得る位相・振幅分離変調手段とを
更に備えても良い。
は、入力信号の上側波帯の補償値を前半に、下側波帯の
補償値を後半に与えて逆フーリエ変換して求める。この
場合、逆フーリエ変換した結果の実数部を第１補償フィ
ルタの補償係数とし、虚数部を第２補償フィルタの補償
係数とする。上記第１，第２補償フィルタとして、ＦＩ
Ｒ（Finite Impulse Responce）フィルタが好適であ
る。上記線形歪補償回路は、第１，第２補償フィルタに
よる補償後の直交する二つの信号から位相情報信号と振
幅情報信号とを得るピタゴラス変換手段と、このピタグ
ラス変換器により得られた位相情報信号及び振幅情報信
号に基づいて変調波を得る位相・振幅分離変調手段とを
更に備えても良い。
【０００７】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施の
形態の線形歪補償回路の構成を示すブロック図である。
この実施の形態の線形歪補償回路は、ＡＭ変調方式のＴ
Ｖ送信機における前置ひずみ補償を行なうものであり、
ベースバンドの信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器
１と、このＡ／Ｄ変換器１の出力より直交する二つの信
号を生成するＦＩＲフィルタ２，３（第１，第２補償フ
ィルタ）と、これらＦＩＲフィルタ２，３による補償後
の直交する二つの信号から位相情報信号と振幅情報信号
とを得るピタゴラス変換器４と、このピタゴラス変換器
４にて得られる位相情報信号及び振幅情報信号から変調
波を得る位相変調器５、乗算器６及びＤ／Ａ変換器７か
らなる位相・振幅分離変調方式の回路とを備えて構成さ
れる。
て図を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施の
形態の線形歪補償回路の構成を示すブロック図である。
この実施の形態の線形歪補償回路は、ＡＭ変調方式のＴ
Ｖ送信機における前置ひずみ補償を行なうものであり、
ベースバンドの信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器
１と、このＡ／Ｄ変換器１の出力より直交する二つの信
号を生成するＦＩＲフィルタ２，３（第１，第２補償フ
ィルタ）と、これらＦＩＲフィルタ２，３による補償後
の直交する二つの信号から位相情報信号と振幅情報信号
とを得るピタゴラス変換器４と、このピタゴラス変換器
４にて得られる位相情報信号及び振幅情報信号から変調
波を得る位相変調器５、乗算器６及びＤ／Ａ変換器７か
らなる位相・振幅分離変調方式の回路とを備えて構成さ
れる。
【０００８】この線形補償回路の基本は、図２に示すよ
うに、ＦＩＲフィルタ２，３を用いて、ベースバンドの
信号を直交する二つの信号（同相信号（Ｉ信号）とＩ信
号に対して直交する直交信号（Ｑ信号））に分離して、
前置歪補償を行うものである。この場合、ＦＩＲフィル
タ３は、補償用フィルタとしてだけでなく９０度位相器
（例えばヒルベルト変換器）としての両方の特性を持っ
ている。すなわち、ＦＩＲフィルタに補償用フィルタと
９０度位相器の両方の特性を持った係数を与えたもので
ある。９０度位相器の特性を持たせることで、入力信号
の全帯域に亘って位相を９０度変化させることができ
る。そして、ＦＩＲフィルタ２，３の補償係数は、図３
に示すように、入力信号の（被補償信号）の上側波帯の
補償値を前半に、下側波帯の補償値を後半（折り返し部
分）に与え、これらを逆フーリエ変換することで得てい
る。この場合、逆フーリエ変換の実数部がＩフィルタ即
ちＦＩＲフィルタ２の係数になり、虚数部がＱフィルタ
即ちＦＩＲフィルタ３の係数になる。ＦＩＲフィルタ３
では、逆フーリエ変換の虚数部をヒルベルト変換の係数
と共にＦＩＲフィルタの係数として書き込む。
うに、ＦＩＲフィルタ２，３を用いて、ベースバンドの
信号を直交する二つの信号（同相信号（Ｉ信号）とＩ信
号に対して直交する直交信号（Ｑ信号））に分離して、
前置歪補償を行うものである。この場合、ＦＩＲフィル
タ３は、補償用フィルタとしてだけでなく９０度位相器
（例えばヒルベルト変換器）としての両方の特性を持っ
ている。すなわち、ＦＩＲフィルタに補償用フィルタと
９０度位相器の両方の特性を持った係数を与えたもので
ある。９０度位相器の特性を持たせることで、入力信号
の全帯域に亘って位相を９０度変化させることができ
る。そして、ＦＩＲフィルタ２，３の補償係数は、図３
に示すように、入力信号の（被補償信号）の上側波帯の
補償値を前半に、下側波帯の補償値を後半（折り返し部
分）に与え、これらを逆フーリエ変換することで得てい
る。この場合、逆フーリエ変換の実数部がＩフィルタ即
ちＦＩＲフィルタ２の係数になり、虚数部がＱフィルタ
即ちＦＩＲフィルタ３の係数になる。ＦＩＲフィルタ３
では、逆フーリエ変換の虚数部をヒルベルト変換の係数
と共にＦＩＲフィルタの係数として書き込む。
【０００９】なお、図３を更に詳細に示すと図４，５，
６のようになる。これは、上側波帯と下側波帯の振幅の
周波数特性が異なり、群ち値特性は変化しない場合の例
である。実部ＨIと虚部ＨRの振幅及び位相の特性を与え
て、これを逆フーリエ変換して係数を求める。図７は逆
フーリエ変換の結果を示すものである。実部のデータを
ＦＩＲフィルタ２の係数、虚部をＦＩＲフィルタ３の係
数となる。図７に示すように、実部は偶対称のインパル
ス応答になっており、この偶対称インパルス応答は直線
位相特性である。一方、虚部は奇対称のインパルス応答
になっており、この奇対称インパルス応答の位相特性は
直線位相にπ／２を付加されたものである。すなわち、
９０度位相器（ヒルベルト変換器）を構成している。図
８は、ここで求めたＦＩＲフィルタ２，３の周波数特性
を示すものである。このようにして、線形歪補償用のフ
ィルタ及び９０度位相器を構成するＦＩＲフィルタ２，
３の係数を求めることができる。
６のようになる。これは、上側波帯と下側波帯の振幅の
周波数特性が異なり、群ち値特性は変化しない場合の例
である。実部ＨIと虚部ＨRの振幅及び位相の特性を与え
て、これを逆フーリエ変換して係数を求める。図７は逆
フーリエ変換の結果を示すものである。実部のデータを
ＦＩＲフィルタ２の係数、虚部をＦＩＲフィルタ３の係
数となる。図７に示すように、実部は偶対称のインパル
ス応答になっており、この偶対称インパルス応答は直線
位相特性である。一方、虚部は奇対称のインパルス応答
になっており、この奇対称インパルス応答の位相特性は
直線位相にπ／２を付加されたものである。すなわち、
９０度位相器（ヒルベルト変換器）を構成している。図
８は、ここで求めたＦＩＲフィルタ２，３の周波数特性
を示すものである。このようにして、線形歪補償用のフ
ィルタ及び９０度位相器を構成するＦＩＲフィルタ２，
３の係数を求めることができる。
【００１０】動作としては、Ａ／Ｄ変換器１にて入力信
号がＡ／Ｄ変換され、得られたベースバンド帯の信号が
ＦＩＲフィルタ２，３で、直交する２つの信号（Ｉ信号
とＱ信号）に分離されると共に、分離された２つの信号
に、変調後に発生する線形歪の前置歪補償が施される。
そして、ピタゴラス変換器４にて、補償後の直交する二
つの信号から位相情報信号と振幅情報信号が取り出さ
れ、そして位相変調器５、乗算器６及びＤ／Ａ変換器７
からなる位相・振幅分離変調方式の回路にて変調波が得
られ、出力される。このように、ＦＩＲフィルタ２，３
でベースバンドの信号を直交する二つの信号に分離して
前置歪補償を行うので、比較的低いサンプリング周波数
でディジタルフィルタを用いた線形歪補償が可能にな
る。そして、ディジタルフィルタを用いることで、精度
の高い補償を行うことができる。
号がＡ／Ｄ変換され、得られたベースバンド帯の信号が
ＦＩＲフィルタ２，３で、直交する２つの信号（Ｉ信号
とＱ信号）に分離されると共に、分離された２つの信号
に、変調後に発生する線形歪の前置歪補償が施される。
そして、ピタゴラス変換器４にて、補償後の直交する二
つの信号から位相情報信号と振幅情報信号が取り出さ
れ、そして位相変調器５、乗算器６及びＤ／Ａ変換器７
からなる位相・振幅分離変調方式の回路にて変調波が得
られ、出力される。このように、ＦＩＲフィルタ２，３
でベースバンドの信号を直交する二つの信号に分離して
前置歪補償を行うので、比較的低いサンプリング周波数
でディジタルフィルタを用いた線形歪補償が可能にな
る。そして、ディジタルフィルタを用いることで、精度
の高い補償を行うことができる。
【００１１】なお、上記実施の形態は、ＡＭ変調方式の
ＴＶ送信機における前置ひずみ補償を行なうものであっ
たが、ディジタル変調方式（０ＦＤＭなど）にも適用で
きる。図９はディジタル変調方式に用いた一例を示すブ
ロック図である。ディジタル変調方式では、ベースバン
ド帯で直交するＩ・Ｑ信号に分かれているので、このＩ
・Ｑ信号にＦＩＲフィルタ２，３を用いて前置ひずみ補
償を行うことにより、変調後の線形ひずみを補償するこ
とができる。フィルター係数の求め方は、上述した実施
の形態と同様である。なお、この図において、１０は搬
送波を出力する搬送波出力回路、１１は平衡変調器、１
２は９０度位相器である。
ＴＶ送信機における前置ひずみ補償を行なうものであっ
たが、ディジタル変調方式（０ＦＤＭなど）にも適用で
きる。図９はディジタル変調方式に用いた一例を示すブ
ロック図である。ディジタル変調方式では、ベースバン
ド帯で直交するＩ・Ｑ信号に分かれているので、このＩ
・Ｑ信号にＦＩＲフィルタ２，３を用いて前置ひずみ補
償を行うことにより、変調後の線形ひずみを補償するこ
とができる。フィルター係数の求め方は、上述した実施
の形態と同様である。なお、この図において、１０は搬
送波を出力する搬送波出力回路、１１は平衡変調器、１
２は９０度位相器である。
【００１２】
【発明の効果】本発明によれば、変調前のベースバンド
帯の信号を直交する二つの信号に分離すると共にそれぞ
れについて前置歪補償を行う第１，第２補償フィルタを
備えるので、ＴＶ送信機等の電力増幅器による増幅過程
及び映像信号と音声信号の合成過程で発生する線形歪を
高い精度で補償することができる。
帯の信号を直交する二つの信号に分離すると共にそれぞ
れについて前置歪補償を行う第１，第２補償フィルタを
備えるので、ＴＶ送信機等の電力増幅器による増幅過程
及び映像信号と音声信号の合成過程で発生する線形歪を
高い精度で補償することができる。
【図１】 実施の形態の線形歪補償回路の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するためのブロック図である。
するためのブロック図である。
【図３】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するための図である。
するための図である。
【図４】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するための図である。
するための図である。
【図５】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するための図である。
するための図である。
【図６】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するための図である。
するための図である。
【図７】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するための図である。
するための図である。
【図８】 同実施の形態の線形歪補償回路の特徴を説明
するための図である。
するための図である。
【図９】 他の実施の形態の線形歪補償回路の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
１ Ａ／Ｄ変換器 ２，３ ＦＩＲフィルタ ４ ピタゴラス変換器 ５ 位相変調器（ＰＭ） ６ 乗算器 ７ Ｄ／Ａ変換器
Claims (6)
- 【請求項１】 ベースバンド帯の信号を直交する二つの
信号に分離すると共にそれぞれについて前置歪補償を行
う第１，第２補償フィルタを備えたことを特徴とする線
形歪補償回路。 - 【請求項２】 入力信号の上側波帯の補償値を前半に、
下側波帯の補償値を後半に与えて逆フーリエ変換し、得
られた逆フーリエ変換の実数部を前記第１補償フィルタ
の補償係数とし、該逆フーリエ変換の虚数部を前記第２
補償フィルタの補償係数としたことを特徴とする請求項
１記載の線形歪補償回路。 - 【請求項３】 前記第１，第２補償フィルタはＦＩＲフ
ィルタであることを特徴とする請求項１又は２のいずれ
かに記載の線形歪補償回路。 - 【請求項４】 前記第１，第２補償フィルタによる補償
後の直交する二つの信号から位相情報信号と振幅情報信
号とを得るピタゴラス変換手段と、 前記ピタグラス変換器により得られた位相情報信号及び
振幅情報信号に基づいて変調波を得る位相・振幅分離変
調手段と、 を更に備えたことを特徴とする請求項１乃至３記載の線
形歪補償回路。 - 【請求項５】 テレビジョン送信機に用いたことを特徴
とする請求項１乃至４記載の線形歪補償回路。 - 【請求項６】 ディジタル変調方式の送信機に用いたこ
とを特徴とする請求項１乃至４記載の線形歪補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10177829A JP2000013695A (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | 線形歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10177829A JP2000013695A (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | 線形歪補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000013695A true JP2000013695A (ja) | 2000-01-14 |
Family
ID=16037846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10177829A Pending JP2000013695A (ja) | 1998-06-24 | 1998-06-24 | 線形歪補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000013695A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100469239B1 (ko) * | 2000-08-25 | 2005-01-31 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 ｔｖ 변조기의 자동 이득 보상 방법 |
| JP2007228057A (ja) * | 2006-02-21 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | 衛星通信システム及び衛星通信用送信局 |
-
1998
- 1998-06-24 JP JP10177829A patent/JP2000013695A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100469239B1 (ko) * | 2000-08-25 | 2005-01-31 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 ｔｖ 변조기의 자동 이득 보상 방법 |
| JP2007228057A (ja) * | 2006-02-21 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | 衛星通信システム及び衛星通信用送信局 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020903 |