ITVA20090074A1 - Controllo digitale in corrente per la regolazione della tensione di uscita di alimentatori a commutazione - Google Patents

Controllo digitale in corrente per la regolazione della tensione di uscita di alimentatori a commutazione Download PDF

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Description

CAMPO DI APPLICAZIONE
La presente invenzione concerne gli alimentatori a commutazione e, in particolare, i circuiti di controllo dei convertitori impiegati in alimentatori SMPS.
Si tratta di una metodologia innovativa per l’implementazione, in forma integrata, di un controllore in modalità di corrente (Current Mode), applicabile ai circuiti integrati di controllo a modulazione di larghezza di impulso (PWM) e utilizzabile per la regolazione dell’uscita dell’alimentatore.
La metodica proposta, può trovare diretta applicazione, sia nei convertitori di tipo “off-line†(convertitori alimentati dalla rete di distribuzione dell’energia elettrica) in tutte le sue più comuni topologie circuitali isolate e non (flyback, buck, buck-boost, ecc.), sia per la realizzazione del controllo di qualsiasi convertitore di tipo dc-dc.
Di notevole interesse pratico à ̈ la possibilità di sfruttare il sistema proposto sia per effettuare la funzione di soft start del convertitore, sia per poter effettuare l’aggiustamento esterno della massima corrente di limitazione.
RASSEGNA E DISCUSSIONE DELL'ARTE NOTA
In tutti i convertitori, la tensione di uscita deve mantenersi costante anche in presenza di variazioni della tensione di ingresso, variazioni del carico, variazioni di parametri quali ad esempio variazioni dovute alla temperatura ed alla tolleranza del valore dei componenti.
Tale risultato à ̈ ottenuto utilizzando un sistema di regolazione ad anello chiuso. Molto comune à ̈ l’utilizzo della tecnica del controllo di corrente, il cui schema generale a blocchi à ̈ mostrato in Figura 1.
La tensione di uscita del convertitore, o più spesso una porzione di essa, à ̈ confrontata con un suo valore di riferimento VREF, e la differenza opportunamente amplificata dall’amplificatore d’errore E/A.
Quest’ultimo segnale à ̈ confrontato con l’informazione proveniente dalla resistenza RSENSE, ed elaborata da un apposito circuito di pilotaggio (driver). Così facendo la corrente di drain à ̈ controllata durante ogni ciclo di commutazione e modulata dal loop di controllo in maniera da mantenere la regolazione di uscita.
Fondamentalmente, molti controllori disponibili commercialmente, sfruttano la soluzione circuitale di figura 1, la quale permette di realizzare, in forma integrata, i blocchi di E/A, di PWM e la logica di controllo dell'interruttore di potenza del convertitore.
In questo caso à ̈ necessario connettere esternamente, all’uscita dell’amplificatore d’errore, una rete di compensazione esterna, realizzata con una resistenza ed un condensatore o con una combinazione di essi. Inoltre, per un’efficace realizzazione dell’E/A, à ̈ necessaria una notevole area di silicio, oltre che richiedere notevoli correnti di polarizzazione per i circuiti che lo compongono.
Esistono altre soluzioni che permettono di sfruttare i vantaggi del controllo di corrente senza la necessità di utilizzare l’amplificatore d’errore. Tipico à ̈ il caso del controllore implementato nella famiglia VIPerX2 della richiedente, STMicroelectronics, mostrato in Figura 2, in cui la corrente di limitazione à ̈ proporzionale, secondo una ben determinata legge di controllo, alla corrente entrante nel piedino di controllo FB.
Ovviamente questa soluzione implica la necessità di utilizzare un riferimento di tensione (un TL431, regolatore di tipo shunt riferito a 2.5 V o un diodo zener) per fissare la tensione di uscita.
Inoltre, il piedino di FB deve essere opportunamente pilotato in corrente tramite un foto-accoppiatore in applicazioni isolate, mentre in topologie non isolate, la regolazione può anche essere fatto connettendo uno zener sul percorso di feedback, con l’anodo sul piedino FB.
Peraltro l’uso di un riferimento di tensione e di un foto-accoppiatore implica un costo non trascurabile, mentre l’implementazione alternativa impiegante un diodo zener bipolare rende il sistema meno preciso a causa delle tolleranze del riferimento e dello "spread" dei parametri in funzione della temperatura (solo parzialmente annullabile utilizzando opportune soluzioni circuitali).
Un altro approccio noto à ̈ quello di impiegare un semplice controllo di tipo ON-OFF, come implementato nei dispositivi della famiglia LinkSwitch-TN della Power Integrations, e schematicamente illustrato in Figura 3.
In questo caso il piedino di FB à ̈ l’uscita di un circuito a bassa impedenza a 1.65 V, connesso in configurazione di inseguitore di source. All’inizio di ogni ciclo di commutazione, se la corrente entrante nel piedino à ̈ inferiore ad un certo valore (e.g. 49 Î1⁄4A), la logica di controllo abiliterà il driver ed il conseguente ciclo di switching avrà luogo. Se, viceversa, la corrente à ̈ superiore a tale soglia, la logica disabiliterà il driver ed il ciclo di switching sarà saltato.
Tale tecnica rende il controllore estremamente semplice da usare ed intrinsecamente stabile, oltre ad assicurare un’ottima risposta ai transitori. Di fatto, però, dato che il ciclo di switching avverrà sempre alla massima corrente di limitazione, anche a carichi estremamente bassi, quando varierà solo la frequenza media di switching, il sistema à ̈ poco adatto ad applicazioni di tipo flyback, pena la generazione di rumore acustico sul trasformatore in condizioni di basso carico di uscita.
SCOPI E SOMMARIO DELL'INVENZIONE
Scopo della soluzione proposta dall’invenzione in oggetto à ̈ quello di fornire una metodologia di controllo che permetta di superare le criticità, inefficienze e limitazioni sopra ricordate dei circuiti dell’arte nota, svincolando il progettista dalla necessità di prevedere un riferimento di tensione esterno e presenza di un amplificatore di errore (E/A), permettendo tuttavia di regolare la tensione di uscita in maniera semplice e precisa utilizzando un minimo numero di componenti esterni.
Peraltro il nuovo dispositivo deve essere in grado di modulare la corrente di limitazione in funzione del carico, in maniera da poter essere utilizzato anche in applicazioni flyback, evitando però problemi di rumore acustico sul trasformatore.
Altro requisito à ̈ che il circuito sia facilmente realizzabile all’interno di un comune circuito integrato di controllo.
Il trovato che soddisfa tali obiettivi identificati si basa sull’idea di dividere l’intero range della corrente di limitazione in una sequenza di valori incrementali o passi (step). Per un dato carico d’uscita, il valore di corrente di limitazione viene implementato per approssimazioni successive, andando ad inseguire, “step-by-step†, il valore di regime stabilito. Una volta raggiunto il valore d’equilibrio, la corrente di drain dell'interruttore di potenza del convertitore oscilla attorno tale valore. Se il numero di step à ̈ sufficientemente alto, il ripple residuo dovuto a queste oscillazioni, sovrapposto al ripple della frequenza di commutazione del convertitore, risulta del tutto trascurabile.
L'invenzione à ̈ definita nelle annesse rivendicazioni.
BREVE DESCRIZIONE DEI DISEGNI
La Figura 1 Ã ̈ uno schema a blocchi di principio di un circuito di controllo di corrente.
La Figura 2 mostra lo schema di controllo di corrente di dispositivi della serie VIPerX2 della STMicroelectronics.
La Figura 3 mostra lo schema di controllo di corrente di dispositivi della serie LinkSwitch-TN della Power Integrations.
La Figura 4 Ã ̈ uno schema circuitale di principio che attua il nuovo metodo di controllo di corrente.
La Figure 5 Ã ̈ un diagramma di flusso che illustra il metodo di controllo di corrente del presente trovato.
La Figura 6 Ã ̈ uno schema circuitale secondo una forma preferita di realizzazione comprendente logica accessoria per limitare sovra-elongazioni e sotto-elongazioni sulla tensione di uscita.
La Figura 7 à ̈ uno schema elettrico di un convertitore Flyback, non isolato, in cui à ̈ stata provata l'efficacia della nuova tecnica di controllo di corrente del presente trovato.
La Figura 8 mostra una simulazione delle forme d’onda tipiche del circuito della Figura 6, in condizioni stazionarie.
La Figura 9 mostra una simulazione delle forme d’onda tipiche del circuito della Figura 7, durante la partenza dell’alimentatore.
La Figura 10 mostra una simulazione delle forme d’onda tipiche del circuito della Figura 7, durante un cambio di carico d’uscita.
DESCRIZIONE DI FORME DI ATTUAZIONE DELL'INVENZIONE
Forme di attuazione dell'invenzione rivendicata vengono ora descritte a puro titolo illustrativo, facendo riferimento ai disegni allegati. Gli schemi e i numeri incrementali usabili per praticare l'invenzione possono essere diversi e scelti dal progettista in base a preferenze ed esigenze specifiche dell'applicazione. Pertanto l'invenzione non à ̈ limitata alle forme esemplificative di attuazione qui illustrate e descritte.
Uno schema esemplificativo a blocchi, ad alto livello, che mostra una possibile implementazione circuitale del metodo di controllo di corrente del presente trovato, Ã ̈ mostrato in Figura 4. Fondamentalmente, il dispositivo comprende:
1) un comparatore di ingresso C, il piedino non invertente del quale à ̈ connesso ad una tensione di riferimento VREF costante, mentre l’altro piedino à ̈ collegabile esternamente;
2) un contatore ad incremento/decremento (UP/DOWN) a N-bit (N-bit counter), la cui uscita à ̈ incrementata o decrementata di un’unità, dipendentemente dallo stato di uscita del comparatore C ad ogni fronte di salita del segnale di clock CK applicato al contatore attraverso l'omonimo l'ingresso; l'ingresso R resetta il contatore a zero quando il suo valore à ̈ posto ad "1" logico; l'ingresso Up/Down fa sì che l’uscita del contatore sia decrementata di una unità ad ogni fronte di clock quando il suo valore à ̈ a "0" logico, quando invece il suo stato à ̈ a "1" logico, il contatore à ̈ incrementato di una unità ad ogni fronte di clock; infine gli ingressi PE e PO consentono di fissare il conteggio del contatore al valore assunto dal pin PO, quando il pin PE à ̈ in stato logico alto ("1");
3) un circuito (LOOK-UP TABLE) comprendente sostanzialmente una tabella di look-up contenente dati in corrispondenza univoca tra loro di valori pre-stabiliti di conteggio del contatore e di corrispondenti valori di tensione su un ingresso invertente di un comparatore di modulazione (PWM) del convertitore, ed avente un ingresso di selezione collegato ad una uscita (OUT) del contatore (N-<BIT COUNTER>) ed una uscita collegata ad un ingresso del comparatore (PWM) che genera il segnale PWM, per applicarvi una tensione di controllo della modulazione corrispondente al valore selezionato dal valore di conteggio del contatore (N-<BIT COUNTER>) nella tabella di look-up.
Al valore della tensione applicata corrisponde un pre-determinato valore di corrente di limitazione, in altri termini, la tabella fornisce una corrispondenza univoca tra valore del conteggio all’uscita del contatore e valore di corrente del drain dell'interruttore di potenza del convertitore, raggiunto il quale l'interruttore viene spento.
A titolo di esempio non limitativo una possibile tabella di corrispondenza à ̈ mostrata nella seguente Tabella 1.
Naturalmente, la tabella di look-up può essere implementata impiegando un qualsiasi supporto di memorizzazione tra quelli comunemente usati per questo tipo di funzioni.
Il diagramma di flusso di Figura 5 descrive l’algoritmo di controllo secondo il metodo del presente trovato che in una forma essenziale à ̈ attuato dal circuito di Figura 4.
Prima di tutto devono essere definiti i valori NCOUNT(MIN) e NCOUNT(MAX).
NCOUNT(MIN) fissa la minima corrente di limitazione, ossia il valore di corrente sotto la quale un controllore attiva la funzione di burst mode, mentre NCOUNT(MAX) definisce il valore massimo di limitazione. Si noti come, nell’esempio proposto, i valori sono fissati internamente per mezzo delle tensioni VCOUNT(MIN) e VCOUNT(MAX) rispettivamente, ma nulla vieta la possibilità di fissare esternamente tali valori, in maniera da permettere ad un utente esterno di regolare le soglie in maniera indipendente.
Il comparatore di ingresso C confronta la tensione di uscita o una porzione di essa, con un riferimento interno V<REF>. Il partitore resistivo R1-R2 deve essere dimensionato in maniera da avere, alla tensione d’uscita desiderata, il valore VREF, sul piedino di FB.
L’uscita del comparatore C comanda il piedino Up/Down del contatore ad N-bit. Tenendo conto della corrispondenza già precedentemente mostrata in Tabella 1, ad ogni ciclo di commutazione, se V<FB>< V<REF>, il contatore à ̈ incrementato di un’unità rispetto il valore precedente e la corrente di limitazione aumenterà di conseguenza.
La corrente di limitazione di drain del transistore di potenza del convertitore continuerà ad essere incrementata, step-by-step, fintantoché la VOUT sarà minore del valore impostato tramite il partitore resistivo R1-R2. Quando V<OUT>à ̈ maggiore del valore di regime, V<FB>> V<REF>, il contatore à ̈ decrementato di un’unità rispetto il valore precedente e diminuita la corrente di limitazione.
In condizione di regime, il sistema si muoverà attorno ad una condizione d’equilibrio, e la corrente di limitazione della massima corrente di drain del transistore di potenza oscillerà, ciclo per ciclo, tra valori contigui all’interno della tabella. Tale fenomeno à ̈ ben conosciuto in letteratura con la definizione: "ciclo limite". Se il numero di step di corrente à ̈ sufficientemente elevato, il ripple residuo sulla V<OUT>dovuto a tale fenomeno sarà del tutto trascurabile e tale da non pregiudicare la stabilità complessiva del sistema.
Il valore di N va scelto come compromesso tra l’esigenza di avere un basso ripple residuo dovuto al ciclo limite, che richiede valori alti di N, e l’esigenza di assicurare una buona velocità di risposta ai transitori di variazione del carico, per la quale serve un valore basso di N.
Si noti come, la condizione di equilibrio (steady-state), sarà ottenuta per approssimazioni successive, senza la necessità di alcuna circuiteria dedicata che fissi una corrispondenza tra segnale di errore e corrente di limitazione, come invece necessario con i metodi di controllo di dispositivi noti di Figura 1 e Figura 2. Inoltre, al contrario della tecnica di Figura 3, il sistema permette di adattare la corrente di limitazione in steady state alle reali esigenze del carico elettrico dell'alimentatore, eliminando qualunque problema di rumore acustico sul trasformatore, nel caso di applicazioni in configurazione flyback.
Il trovato permette opzionalmente anche di poter gestire in maniera semplice il funzionamento in condizioni di basso carico. Per far ciò, basta limitare inferiormente il contatore ad un valore minimo di conteggio, regolabile tramite la tensione VCOUNT_min.
A scopo esemplificativo, facendo riferimento alla Tabella 1, si supponga di voler limitare la minima corrente di drain a 87.5 mA: se VFB > V<REF>e il contatore si trova al livello NCOUNT = 7, il ciclo di switching sarà saltato. Come conseguenza, la frequenza media di commutazione diminuirà ed il sistema entrerà in "burst mode". Ovviamente le normali condizioni di funzionamento saranno ripristinate non appena il comparatore di ingresso imporrà un’inversione di conteggio, determinata dalla condizione V<FB><V<REF>.
Oltre al limite inferiore, Ã ̈ necessario prevedere una limitazione superiore del conteggio, in maniera da evitare che, se NCOUNT = 2<N>, un successivo comando di incremento di conteggio, faccia ripartire il contatore da VCOUNT_min.
Una possibile implementazione di questa limitazione, esemplificativamente mostrata in Figura 4, sfrutta i comparatori A e B e la logica a connessa a valle di essi, che permette di agire sul pin (PE) di preset del contatore.
Un'altra utile funzione del blocco di limitazione superiore di conteggio, può essere quello di limitare esternamente la massima corrente di limitazione ad un valore più basso di quello di default. Basta rendere disponibile esternamente la tensione VCOUNT_max, direttamente o indirettamente (per esempio tramite una resistenza che fornisca una corrispondenza tra il suo valore e la tensione interna). Si potrà così ottenere una limitazione estremamente precisa, virtualmente dipendente solo dalla precisione del riferimento esterno.
Il sistema proposto può essere utilizzato anche per la generazione della funzione di "soft start". In questa fase, infatti, basterà mantenere il sistema allo stesso step di corrente per più di un ciclo di commutazione.
Ovviamente il sistema dovrà essere in grado di uscire da questa fase, appena il comparatore di PWM imporrà un’inversione di conteggio (causata dal raggiungimento della condizione di regime in uscita del convertitore), riprendendo a lavorare secondo lo schema base precedentemente proposto.
Un possibile inconveniente di questa prima forma "base" di realizzazione può derivare dal fatto che la condizione di funzionamento di regime avviene per approssimazioni successive, andando a “spazzolare†la tabella di look-up fino a cogliere il valore desiderato e durante bruschi cambi di carico e/o all'avviamento, il sistema potrebbe dare origine a "overshoots" o "undershoots" sulla tensione di uscita.
Per scongiurare questo inconveniente, si può aggiungere una semplice logica di controllo che comanda il sistema durante queste fasi critiche di funzionamento.
In particolare, durante l'avviamento dell’alimentatore e durante le fasi in cui il carico di uscita diminuisce, la logica disabilita il driver non appena la tensione sul pin FB (partizione della VOUT) supera il riferimento VREF di una percentuale definibile in maniera arbitraria e dipendentemente dall’overshoot di uscita che si ritiene accettabile, per esempio un valore predefinito in fase di progetto VREF_H.
Con riferimento alla Figura 6 una possibile e non limitativa realizzazione di tale logica à ̈ realizzata mediante il comparatore ad isteresi D, che provvederà a resettare il contatore (agendo sull’apposito pin R) ed a disabilitare il driver mediante la porta AND, al secondo ingresso della quale à ̈ applicato il segnale di frequenza di commutazione Fsw del sistema PWM, quando la tensione sul pin FB supera ad esempio del 3% il valore di VREF, riattivandolo, quando sullo stesso pin si ristabilisce un valore di tensione paria VREF.
Durante le fasi in cui il carico di uscita aumenta, la logica accessoria forzerà il contatore al valore massimo di conteggio, forzando di conseguenza il sistema alla massima corrente di limitazione. Ciò avverrà non appena la tensione sul pin FB (partizione della VOUT) diminuirà rispetto il riferimento VREF di una percentuale definibile in maniera arbitraria in base all’undershoot di uscita che si ritiene accettabile, per esempio un valore predefinito in fase di progetto VREF_L.
Con riferimento alla Figura 6, una possibile e non limitativa realizzazione di tale logica à ̈ ottenuta mediante il comparatore ad isteresi E, che provvede a forzare il contatore al massimo valore di conteggio agendo sull’apposito pin F<ORCE>del contatore, quando la tensione sul pin FB si riduce ad esempio del 3% del valore VREF, ridando il controllo allo stesso contatore quando sullo stesso pin si ristabilirà un valore di tensione paria VREF.
RISULTATI SPERIMENTALI
Allo scopo di mostrare la validità della soluzione proposta, sono state effettuate delle simulazioni, implementando il controllo proposto in un convertitore di tipo flyback non isolato.
La scelta della tipologia proposta non à ̈ limitativa, in quanto il controllo può essere inserito in una qualunque topologia circuitale. Inoltre, à ̈ stato utilizzata una look-up table come mostrato in Tabella 1.
Lo schema utilizzato per la simulazione à ̈ mostrato in Figura 7.
Nelle Figure 8, 9 e 10 sono mostrati i risultati della simulazione, in condizioni di stato stazionario e durante il cambio di carico.

Claims (9)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Metodo di controllo digitale della tensione di uscita di un convertitore a commutazione in cui un segnale PWM pilota un interruttore di potenza del convertitore, senza fornire una tensione di controllo di riferimento né impiegare un amplificatore di errore, comprendente le operazioni di confrontare con un comparatore un segnale di ingresso, replica scalata della tensione di uscita del convertitore, ad un riferimento costante; incrementare o decrementare di una unità il conteggio di un contatore ad incremento/decremento ad ogni impulso di un segnale di clock applicato al contatore, dipendentemente dallo stato di detto comparatore; controllare un comparatore di generazione di detto segnale PWM con un valore di tensione di controllo, selezionato dal valore di conteggio del contatore in una look-up-table.
  2. 2. Metodo secondo la rivendicazione 1, in cui detta tabella di look-up contiene dati in corrispondenza univoca tra loro di valori di conteggio del contatore e di valori di tensione presente sul piedino di ingresso invertente di detto comparatore di generazione del segnale PWM.
  3. 3. Metodo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato inoltre dal fatto di mantenere il valore di conteggio raggiunto dal contatore quando un nuovo incremento o decremento di una unità determinerebbe il superamento di un massimo valore di conteggio o di un minimo valore di conteggio prestabiliti.
  4. 4. Circuito per il controllo digitale della tensione di uscita di un convertitore PWM comprendente un comparatore (C) della tensione scalata di uscita (VOUT) del convertitore, caratterizzato dal fatto che detto comparatore (C) della tensione di uscita ha un ingresso non invertente connesso ad una tensione di riferimento (V<REF>), un ingresso invertente collegabile esternamente (FB) a detta tensione di uscita scalata del convertitore ed una uscita; un contatore resettabile ad incremento/decremento a N-bit (N-<BIT> <COUNTER>) ha un ingresso di controllo di incremento/decremento (U/D) collegato all'uscita di detto comparatore (C) della tensione, per incrementare o decrementare di un’unità il conteggio, dipendentemente dallo stato di uscita del comparatore, ad ogni fronte di salita di un segnale di clock applicato ad un ingresso di clock (CK) del contatore; un circuito comprendente una tabella di look-up (L<OOK>-<UP>T<ABLE>), contenente dati in corrispondenza univoca tra loro di valori pre-stabiliti di conteggio del contatore e di corrispondenti valori di tensione su un ingresso invertente di detto comparatore (C), avente un ingresso di selezione collegato ad una uscita (O<UT>) di detto contatore (N-<BIT COUNTER>) ed una uscita collegata ad un ingresso di un comparatore (PWM) di generazione di un segnale PWM, per applicare all'ingresso una tensione di controllo della modulazione corrispondente al valore selezionato dal valore di conteggio del contatore (N-BIT COUNTER).
  5. 5. Circuito della rivendicazione 4, comprendente mezzi circuitali di logica combinatoria elaboranti il valore di conteggio in uscita (OUT) del contatore e valori di impostazione di un valore minimo di conteggio (VCOUNT_min) e di un valore massimo di conteggio (VCOUNT_max), condizionanti un ingresso di preset (PO) ed un ingresso di abilitazione di preset (PE) del contatore (N-BIT COUNTER), secondo necessità correnti di funzionamento del convertitore.
  6. 6. Circuito della rivendicazione 4, comprendente secondi mezzi circuitali di logica combinatoria per limitare sovraelongazioni sulla tensione di uscita (VOUT) all'avviamento e a bruschi cambiamenti del carico, detti mezzi comprendenti: a) una coppia di comparatori ad isteresi primo (D) e secondo (E) di detta tensione di uscita scalata del convertitore rispettivamente con una prima soglia (Vref_H) e con una seconda soglia (Vref_L), più alta l'una e più bassa l'altra di detta tensione di riferimento (V<REF>); b) una porta logica AND (F) di disabilitazione di uno stadio di pilotaggio di detto interruttore di potenza del convertitore, ad un ingresso della quale à ̈ applicato il segnale di frequenza di commutazione (Fsw) del convertitore PWM; c) l'uscita di detto primo comparatore ad isteresi (D) essendo collegata ad un ingresso di reset (R) del contatore (N-<BIT COUNTER>) e ad un secondo ingresso di detta porta logica AND (F) per resettare il contatore e disabilitare detto stadio di pilotaggio a quando detta tensione scalata di uscita del convertitore supera detta prima soglia (Vref_H), riattivandolo si ristabilisce una tensione di uscita scalata del convertitore pari a detta tensione di riferimento (VREF); d) l'uscita di detto secondo comparatore ad isteresi (E) essendo collegata ad un ingresso (<FORCE>) del contatore (N-<BIT COUNTER>) per forzare il contatore a detto massimo valore di conteggio quando detta tensione scalata di uscita del convertitore scende al di sotto di detta seconda soglia (Vref_L) fino a che si ristabilisce una tensione scalata di uscita del convertitore pari a detta tensione di riferimento (V<REF>).
  7. 7. Convertitore a commutazione con un circuito di controllo PWM della tensione di uscita comprendente un comparatore (C) della tensione scalata di uscita (VOUT) del convertitore, caratterizzato dal fatto che detto comparatore (C) della tensione di uscita ha un ingresso non invertente connesso ad una tensione di riferimento (V<REF>), un ingresso invertente collegabile esternamente (FB) a detta tensione di uscita scalata del convertitore ed una uscita; un contatore resettabile ad incremento/decremento a N-bit (N-<BIT>COUNTER) ha un ingresso di controllo di incremento/decremento (U/D) collegato all'uscita di detto comparatore (C) della tensione, per incrementare o decrementare di un’unità il conteggio, dipendentemente dallo stato di uscita del comparatore, ad ogni fronte di salita di un segnale di clock applicato ad un ingresso di clock (CK) del contatore; un circuito comprendente una tabella di look-up (L<OOK>-<UP>T<ABLE>), contenente dati in corrispondenza univoca tra loro di valori pre-stabiliti di conteggio del contatore e di corrispondenti valori di tensione su un ingresso invertente di detto comparatore (C), avente un ingresso di selezione collegato ad una uscita (O<UT>) di detto contatore (N-<BIT COUNTER>) ed una uscita collegata ad un ingresso di un comparatore (PWM) di generazione di un segnale PWM, per applicare all'ingresso una tensione di controllo della modulazione corrispondente al valore selezionato dal valore di conteggio del contatore (N-<BIT COUNTER>).
  8. 8. Convertitore della rivendicazione 7, comprendente mezzi circuitali di logica combinatoria elaboranti il valore di conteggio in uscita (OUT) del contatore e valori di impostazione di un valore minimo di conteggio (VCOUNT_min) e di un valore massimo di conteggio (VCOUNT_max), condizionanti un ingresso di preset (PO) ed un ingresso di abilitazione di preset (PE) del contatore (N-BIT COUNTER), secondo necessità correnti di funzionamento del convertitore.
  9. 9. Convertitore della rivendicazione 7, comprendente secondi mezzi circuitali di logica combinatoria per limitare sovraelongazioni sulla tensione di uscita (V<OUT>) all'avviamento e a bruschi cambiamenti del carico del convertitore, detti mezzi comprendenti: e) una coppia di comparatori ad isteresi primo (D) e secondo (E) di detta tensione di uscita scalata del convertitore rispettivamente con una prima soglia (Vref_H) e con una seconda soglia (Vref_L), più alta l'una e più bassa l'altra di detta tensione di riferimento (VREF); f) una porta logica AND (F) di disabilitazione di uno stadio di pilotaggio di detto interruttore di potenza del convertitore, ad un ingresso della quale à ̈ applicato il segnale di frequenza di commutazione (Fsw) del convertitore PWM; g) l'uscita di detto primo comparatore ad isteresi (D) essendo collegata ad un ingresso di reset (R) del contatore (N-<BIT COUNTER>) e ad un secondo ingresso di detta porta logica AND (F) per resettare il contatore e disabilitare detto stadio di pilotaggio a quando detta tensione scalata di uscita del convertitore supera detta prima soglia (Vref_H), riattivandolo si ristabilisce una tensione di uscita scalata del convertitore pari a detta tensione di riferimento (V<REF>); h) l'uscita di detto secondo comparatore ad isteresi (E) essendo collegata ad un ingresso (<FORCE>) del contatore (N-<BIT COUNTER>) per forzare il contatore a detto massimo valore di conteggio quando detta tensione scalata di uscita del convertitore scende al di sotto di detta seconda soglia (Vref_L) fino a che si ristabilisce una tensione scalata di uscita del convertitore pari a detta tensione di riferimento (VREF).
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2971379B1 (fr) * 2011-02-09 2013-03-08 Continental Automotive France Commande a hysteresis d'un dispositif electronique par un signal module en largeur d'impulsion
US20130127430A1 (en) * 2011-11-18 2013-05-23 Diodes Incorporated Power Regulator for Driving Pulse Width Modulator
US9344002B2 (en) * 2012-01-17 2016-05-17 System General Corp. Adaptive sampling circuit for detecting the demagnetized voltage of the transformer
US9099924B2 (en) 2012-12-11 2015-08-04 Analog Devices, Inc. Target voltage generator for a DC to DC converter, a combination of a target voltage generator and a DC to DC converter, and a method of operating a DC to DC converter
KR102009440B1 (ko) * 2012-12-14 2019-08-12 엘지디스플레이 주식회사 데이터 인터페이스 제어 장치 및 방법
CN103066826B (zh) * 2012-12-21 2015-06-24 深圳市天微电子有限公司 开关电源转换器的软启动系统
TWI481165B (zh) * 2013-02-21 2015-04-11 Leadtrend Tech Corp 可調抖動幅度的電源轉換器的控制器及其產生可調抖動幅度的方法
CN103218982B (zh) * 2013-04-12 2015-11-04 广东欧珀移动通信有限公司 一种显示屏工作异常处理方法和装置
DE102013207327A1 (de) * 2013-04-23 2014-10-23 Tridonic Gmbh & Co. Kg Konvertermodul zum Betrieb von Leuchtmitteln, mit potentialtrennendem getakteten Wandler
US9660526B2 (en) * 2014-05-27 2017-05-23 Skyworks Solutions, Inc. Voltage converter having adjustable driving signal frequency
TWI548183B (zh) * 2014-06-09 2016-09-01 通嘉科技股份有限公司 用以除去電源轉換器音頻雜訊的控制器及其相關方法
US10090762B2 (en) * 2014-08-22 2018-10-02 Qorvo Us, Inc. Direct current (DC) voltage converter operation mode transition
TWI543506B (zh) * 2014-12-10 2016-07-21 新唐科技股份有限公司 電源控制電路
CN105991032B (zh) * 2015-01-29 2019-02-26 通嘉科技股份有限公司 电源转换器的频率控制器及其相关的频率控制方法
DE102015214911A1 (de) * 2015-08-05 2017-02-09 Tridonic Gmbh & Co Kg Primärgetakteter, potentialgetrennter Wandler für LED-Konverter
CN107431438B (zh) * 2016-03-01 2021-07-20 雅达电子国际有限公司 包括基于次级侧信号受控的初级侧箝位电路的开关模式电源
US10291130B2 (en) * 2016-06-02 2019-05-14 Semiconductor Components Industries, Llc System and method for controlling output signal of power converter
IT201700022263A1 (it) * 2017-02-28 2018-08-28 St Microelectronics Srl Circuito di controllo, alimentatore, apparecchiatura e procedimento corrispondenti
CN107196508A (zh) * 2017-06-09 2017-09-22 东南大学 一种动态响应优化的开关电源控制方法
EP4239832A1 (en) * 2022-03-04 2023-09-06 NXP USA, Inc. Apparatus and method for balancing voltage of cells within a battery pack

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6023190A (en) * 1997-10-15 2000-02-08 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha High voltage generation circuit which generates high voltage by digitally adjusting current amount flowing through capacitor
US20030111989A1 (en) * 2000-07-20 2003-06-19 Christian Kranz Completely digital voltage converter
US20070236189A1 (en) * 2006-04-07 2007-10-11 Chung Kyu-Young Voltage boost circuit and voltage boosting method using voltage boost clock signal with varying frequency
US20080112193A1 (en) * 2006-11-09 2008-05-15 Iwatt Inc. On-Time Control For Constant Current Mode In A Flyback Power Supply
US7548047B1 (en) * 2005-05-03 2009-06-16 Marvell International Ltd. Pulse width modulated buck voltage regulator with stable feedback control loop
US20090160422A1 (en) * 2007-12-20 2009-06-25 Microsemi Corporation Boost converter with adaptive coil peak current
US7558093B1 (en) * 2005-11-10 2009-07-07 Iwatt Inc. Power converter with emulated peak current mode control

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6005377A (en) * 1997-09-17 1999-12-21 Lucent Technologies Inc. Programmable digital controller for switch mode power conversion and power supply employing the same
US7498786B2 (en) * 2003-12-01 2009-03-03 Fairchild Semiconductor Corporation Digital control of switching voltage regulators
US7724547B1 (en) * 2006-09-15 2010-05-25 Iwatt Inc. Compensating on-time delay of switching transistor in switching power converters
US8022685B2 (en) * 2007-02-06 2011-09-20 International Business Machines Corporation Temperature dependent voltage source compensation

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6023190A (en) * 1997-10-15 2000-02-08 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha High voltage generation circuit which generates high voltage by digitally adjusting current amount flowing through capacitor
US20030111989A1 (en) * 2000-07-20 2003-06-19 Christian Kranz Completely digital voltage converter
US7548047B1 (en) * 2005-05-03 2009-06-16 Marvell International Ltd. Pulse width modulated buck voltage regulator with stable feedback control loop
US7558093B1 (en) * 2005-11-10 2009-07-07 Iwatt Inc. Power converter with emulated peak current mode control
US20070236189A1 (en) * 2006-04-07 2007-10-11 Chung Kyu-Young Voltage boost circuit and voltage boosting method using voltage boost clock signal with varying frequency
US20080112193A1 (en) * 2006-11-09 2008-05-15 Iwatt Inc. On-Time Control For Constant Current Mode In A Flyback Power Supply
US20090160422A1 (en) * 2007-12-20 2009-06-25 Microsemi Corporation Boost converter with adaptive coil peak current

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