KR101269193B1 - 전력 변환기, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법 및 집적회로 - Google Patents

전력 변환기, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법 및 집적회로 Download PDF

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Abstract

히스테리시스 전력 변환기는 비교기, 보정 회로 및 출력 전압을 가지는 출력 노드를 포함한다. 보정 회로는 보정 전압을 비교기에 공급하도록 구성된다. 비교기는 보정 전압 및 출력 전압의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압에 기초하여 출력 전압을 제어한다.

Description

전력 변환기, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법 및 집적회로{Power converter, method of controlling a hysteretic power converter and integrated circuit}
본 발명은 일반적으로 전력 변환기에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 히스테리시스(hysteretic) 전력 변환기에 관한 것이다.
전력 변환기, 예를 들면 직류(direct current: DC)-직류 변환기(DC-DC converter)는 다수의 전기 회로 응용품, 예를 들면 발광 다이오드(Light Emitting Diode:LED) 드라이버(driver) 회로에 사용된다. 직류-직류 변환기는 입력단의 하나로서 기준 전압을 가지는 히스테리시스 비교기를 포함한다. 변환기의 제어된 전압은 히스테리시스 레벨과 비교되어, 제어된 전압 레벨이 로우 문턱 포인트(low threshold point) 보다 낮으면 하이-사이드 스위치(high-side switch)가 턴온되고, 제어된 전압 레벨이 하이 문턱 포인트(high threshold point) 보다 높으면 로우-사이드 스위치(low-side switch)가 턴온된다.
그러나, 종래의 직류-직류 변환기는, 히스테리시스 비교기의 응답 시간 및/또는 루프 지연(loop delay) 때문에, 출력 전류를 부정확하게 하는 출력 오프셋(offset) 문제를 일으킨다. 집적회로에 있어서, 전류 부정확성 문제는 공정, 전압 및 온도(Process, Voltage, Temperature;PVT) 변동에 의해 더욱 악화된다. 예를 들어, 제어된 전압 레벨이 대응하는 문턱 포인트를 넘어갈 때 하이-사이드 또는 로우-사이드 스위치가 즉각적으로 작동한다고 가정하면, 변환기의 제어된 전압은 두 개의 히스테리시스 문턱 포인트 사이의 평균 레벨을 가지는 것으로 추측된다.
실제의 비교기 회로에서, 스위칭 동작을 위한 응답 시간이 있는데, 이것은 등가 문턱 레벨을 이탈시킨다. 이 이탈 레벨은 PVT 뿐만 아니라 비교기에 대한 입력의 슬루우 레이트(slew-rate)에 의존한다. 각각의 하이/로우 사이드 스위칭에 대응하는 비교기의 출력으로부터의 전체 루프 지연 또한 문턱 레벨을 PVT 변동과 함께 변화시킨다. 문턱 변동은 제어된 전압 및 전류의 부정확성을 유발시킨다.
첨부된 도면을 참조하여 아래에 본 발명을 설명한다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로(calibration circuit)를 가지는 일 예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기(buck converter))를 보여주는 개략 다이어그램이다.
도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 다른 예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)를 보여주는 개략 다이어그램이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 또 다른 예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)를 보여주는 개략 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 도 2의 일예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)의 파형을 보여주는 플롯이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 또 다른 예의 히스테리시스 전력 변환기(부스터 변환기(booster converter))를 보여주는 개략 다이어그램이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 도 1a, 도 1b, 도 2 및/또는 도 4의 예시적 히스테리시스 전력 변환기의 하나와 같은, 전력 변환기를 제어하는 방법의 흐름도이다.
각종 실시예의 제조 및 사용이 하기에 상세히 기술된다. 그러나 본 발명의 개시 내용은 폭넓게 다양한 특정 항목으로 구체화될 수 있는 응용가능한 많은 발명적 개념을 제공할 수 있음을 인식해야만 한다. 여기서 논의된 실시예들은 특정 제조법 및 사용법에 대한 예시일 뿐이며, 발명 개시의 범위를 한정하지 않는다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로(calibration circuit)를 가지는 일 예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기(buck converter))를 보여주는 개략 다이어그램이다. 히스테리시스 전력 변환기(100)는 히스테리시스 비교기(102), 보정 회로(calibration circuit, 104), 스위치(S1), 다이오드(105), 인덕터(L1), 캐패시터(C1), 로드(load,106) 예를 들면 발광 다이오드(LEDs), 버퍼(107) 및 레지스터(R1)를 포함한다. 레지스터(R1)는 로드(106)의 전류 레벨을 결정한다. 도 1a에서 히스테리시스 전력 변환기(100)가 LEDs용 드라이버로 사용되었지만, 히스테리시스 전력 변환기(100)용 다른 제품들은 LEDs 외의 다른 로드(106)를 가질 수 있다.
보정 회로(104)는 제어된 전압(Vfb)을 입력으로 수신하고(즉, 로드(106)의 전류를 제어하고) 그리고 보정된 전압 (Vcomp)을 가변 기준 레벨로서 상기 히스테리시스 비교기(102)의 양단(positive terminal)에 공급한다. 히스테리시스 비교기(102)의 음단(negative terminal)은 Vfb 입력을 수신한다. 보정 회로(104)는 저역통과필터(LPF, 108), 비교기(110), 충전 펌프(charge pump, 116), 캐패시터(C2), 전압 분배기(voltage divider, 112) 및 전압 클램프(voltage clamp, 114)를 포함하며, Vcomp를 동적으로 조절한다. 충전(charge) 펌프(116)는 스위치(S3 및 S4), 및 전류원(current sources, I1 및 I2)을 포함한다. LPF(108)는 제어된 전압 (Vfb)에서 고주파 성분을 여과함으로써 Vfb를 평균화하며, 이는 비교기(110)에서 Vref1, 즉 목표 전압과 비교된다. LPF(108)는 예를 들면 레지스터-캐패시터(RC) 필터일 수 있다. 비교기(110)는 히스테리시스를 갖지 않으며, 예를 들면 op-amp를 사용하여 구현될 수도 있다.
Vcomp와 Vfb 간의 차이, 예를 들면 (Vcomp - Vfb)가 히스테리시스 비교기(102)의 하이 히스테리시스 문턱 레벨(high hysteretic threshould level) (Vref_high, 양의 값) 또는 로우 히스테리시스 문턱 레벨(low hysteretic threshould level) (Vref_low, 음의 값)에 도달하면, 즉, Vfb가 각각 (Vcomp-Vref_high)의 로우 문턱 포인트 또는 (Vcomp-Vref_low)의 하이 문턱 포인트에 도달하면, 스위치(S1)(및 다이오드 (105))는 Vout 및 로드(106)를 통과한 전류가 소정 레벨에서 유지되도록 제어된다. 일예의 히스테리시스 비교기(102)에서, (Vcomp-Vfb)가 Vref_high 보다 크면, 그 출력은 논리 1이 된다. 유사하게 (Vcomp-Vfb)가 Vref_low 보다 작으면 그 출력은 논리 0이 된다. 히스테리시스 비교기(102) 출력은 스위치(S1)(및 다이오드 (105))를 제어한다.
예를 들면, (Vcomp - Vfb)가 하이 히스테리시스 문턱 레벨(Vref_high) 보다 크면, S1은 턴온된다. 스위치(S1)가 턴온되면, Vin의 전압 레벨은 인덕터(L1)로 공급되고, 다이오드(105)는 역바이어스(reverse-biased)(턴오프)되어, 인덕터(L1)를 통과한 전류가 증가하며, 이는 또한 Vfb를 증가시킨다. 따라서, (Vcomp-Vfb)가 Vref_high 보다 크면 (즉, Vfb가 로우 문턱 포인트(Vfb_low = Vcomp - Vref_high)보다 낮으면), Vfb가 증가된다.
(Vcomp - Vfb)가 로우 히스테리시스 문턱 레벨(Vref_low) 보다 작으면, 스위치(S1)는 턴오프된다. 스위치(S1)가 턴오프면, Vin의 전압 레벨은 더 이상 인덕터(L1)로 공급되지 않으며, 다이오드(105)는 순방향 바이어스(턴온)되어, 인덕터(L1)를 통한 전류는 감소하며, 이는 또한, Vfb를 감소시킨다. 다이오드(105)는 스위치(S1)의 보상(complement) 스위치로서의 기능을 한다. 따라서 (Vcomp-Vfb)가 Vref_low 보다 작으면 (즉, Vfb가 하이 문턱 포인트(Vfb_high = Vcomp - Vref_low)보다 높으면), Vfb가 감소된다.
보정 회로(104)의 비교기(110)는 (저역통과필터(108)를 통해서) 평균화되어 제어된 전압(Vfb)을 예정된 목표 전압(Vref1)과 비교하고 그리고 스위치(S3 및 S4)를 제어한다. 평균화되어 제어된 전압(Vfb)이 예정된 목표 전압(Vref1)보다 작으면 비교기(110)의 출력은 충전(charge) 펌프(116)로 신호를 출력하여 스위치(S3)를 닫아서(그리고 스위치(S4)를 개방하고), 충전(charge) 캐패시터(C2)의 전압(Vc)을 증가시킨다. Vc는 전압 분배기(112) 및 전압 클램프 회로(114)를 통과하여, Vc의 분압(divided voltage)을 전압(Vcomp)으로서 히스테리시스 비교기(102)의 양단(positive terminal)으로 공급하는 것으로, 이 Vcomp은 이전 값 보다 높은 레벨의 Vcomp이 된다. 전압 클램프(114)는, 예를 들면 히스테리시스 전력 변환기(100)가 초기 개시 단계에 있을 때 Vcomp이 예정된 최대치를 넘지 않도록, Vcomp값을 제한한다.
Vcomp 레벨이 높아짐에 따라서, 히스테리시스 비교기(102)의 음단(negative terminal)에 연결된 Vfb는 히스테리시스 동작에서 Vcomp의 상단 기준 레벨(higher reference level) 주위에서 스윙(swing)한다. 따라서, 보정 회로(104)는, Vref1에 비교되는 평균화된 Vfb에 기초하여 Vcomp의 레벨을 조절함으로써 피드백 기능을 제공하고, 평균화되어 제어된 전압(Vfb)의 감소를 보상한다.
유사하게, 평균화되어 제어된 전압(Vfb)이 예정된 전압(Vref1)보다 크면, 비교기(110)의 출력은 충전(charge) 펌프(116)로 신호를 출력하여 스위치(S4)를 닫고(스위치(S3)를 개방하고), 이는 충전(charge) 캐패시터(C2)의 전압(Vc)을 감소시킨다. Vc는 전압 분배기(112) 및 전압 클램프 회로(114)를 통과하여, Vc의 분압을 전압 Vcomp로서 히스테리시스 비교기(102)의 양단(positive terminal)으로 공급하는데, 이 Vcomp은 이전 값 보다 낮은 레벨의 Vcomp이 된다. Vcomp 레벨이 낮아짐에 따라서, 히스테리시스 비교기(102)의 음단(negative terminal)에 연결된 Vfb는 히스테리시스 동작에서 Vcomp의 하단 기준 레벨(lower refrerence level) 주위에서 스윙(swing)한다. 따라서, 보정 회로(104)는, Vref1에 비교되는 Vfb에 기초하여 Vcomp의 레벨을 조절함으로써 피드백 기능을 제공하고 그리고 캐패시터 전압(Vc)을 방전하여 히스테리시스 비교기(102)에서 더 낮은 Vcomp이 되게 함으로써, 평균화되어 제어된 전압(Vfb)의 증가를 보상한다.
Vcomp이 전술한 바와 같이 보정 회로(104)에 의해 보정되는 동안, 히스테리시스 비교기(102)의 하이 문턱 포인트 및 로우 문턱 포인트, 즉 (Vcomp-Vref_low) 및 (Vcomp-Vref_high)는 Vfb의 관점에서 Vcomp 주위의 히스테리시스 윈도우(hysteretic window)를 통해서 형성된다. 이것은, 평균화된 Vfb를 예정된 값 Vref1에 동등하게 유지시키기 위해서 Vfb가 Vcomp에 기초하여 가변 및 보정된 하이/로우 문턱 포인트 양 지점 주위에서 스윙함을, 의미한다.
보정 회로(104)에 의한 Vcomp으로의 동적이며 연속적인 Vfb의 피드백은, PVT 변동때문에 응답시간 및 루프 지연의 변동으로부터 기인할 수 있는 히스테리시스 비교기(102)의 문턱 포인트의 오프셋을 보상하여, Vfb(즉, Vout 일부분)가 잘 정의/제어된 예정값으로 제어된다. 따라서 로드(106)에 공급된 평균 로드 전류(load current)가 PVT에 걸쳐서 예정된 값에서 정확하게 유지된다. 예를 들면, 보정 회로(104)가 없다면, 평균화된 Vfb 및 로드 전류(또는 Vout) 값은 응답 시간 및 루프 지연 변동에 의해 예상된 것보다 작은 값이 나올 수 있다. 로드(106)에서 제어된 전류 에러는, 동일 동작 조건 하에서 보정 회로가 없는 다른 회로에 의한 20% 에러와 비교하여, PVT 변동(예를 들면, -40 내지 125 ℃에서의 각종 프로세스 코너(process corner))의 주어진 범위 전체에 걸쳐서 1% 아래의 변동으로 잘 제어된다.
히스테리시스 전력 변환기(100)는, 충전(charge) 펌프(116)의 전류-모드 충전/방전뿐만 아니라, 비교기(110)에서의 빠른 비교에 의해서 Vfb(또는 로드 전류)의 변동에 대한 빠른 응답을 가진다. 또한, 보정 회로(104)는 콤팩트하여서, 칩 면적으로 인한 불이익이 거의 발생하지 않는다. 나아가, 히스테리시스 전력 변환기(100)는 종래의 전력 변환기와 비교되어 전력 소비 또는 효율에 대해서 심각한 역효과를 나타내지 않는다.
예를 들면 변환기의 충전 속도, 응답 시간(밴드폭) 및 전압 이동 범위(swing range) 등을 제어하기 위해, 유연한 디자인이 히스테리시스 변환기(100)에 사용될 수 있다. 예를 들면, Vref1이 200mV이면, 50%를 넘는 변환 사용률(conversion duty cycle)을 가지는 몇몇 제품에서의 적절한 동작을 위해, Vcomp이 200mV보다 큰 어떤 범위, 예를 들면 250mV에 있을 수 있다. 전압 분배기(112)가 약 1/5의 분압값을 갖는다면, 전압 Vc는 250mV × 5 = 1.25V이어서 Vc는 전류원(I1 및/또는 I2)의 간편한 디자인을 위한 적절한 전압(예를 들면 충전(charge) 펌프(116)에서의 공급 전압의 반 정도)에서 동작될 수 있다.
도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 다른 예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)를 보여주는 개략 다이어그램이다. 히스테리시스 전력 변환기(101)는 도 1a의 다이오드(105) 대신에 스위치(S2)를 사용하여 구현되었다. 이 히스테리시스 전력 변환기(101)에 있어서, 히스테리시스 비교기(102)는 Vcomp 및 Vfb의 비교에 기초하여 스위치(S1) 및 스위치(S2)를 제어한다. Vcomp 와 Vfb의 차이, 즉 (Vcomp-Vfb)가 히스테리시스 비교기(102)의 하이 또는 로우 히스테리시스 문턱 레벨(Vref_high 또는 Vref_low)에 이르게 되면, 스위치(S1 및 S2)가 제어되어 Vout 및 로드(106)를 통한 전류가 소정 레벨에서 유지된다.
예를 들면, (Vcomp - Vfb)가 하이 히스테리시스 문턱 레벨(Vref_high) 보다 크면, S1은 턴온된다(그리고 S2는 턴오프된다). 스위치(S1)가 턴온되면, 즉 닫히면(그리고 S2가 개방되면), 인덕터(L1)를 통한 전류는 증가하고 이는 또한 Vfb를 증가시킨다. (Vcomp - Vfb)가 로우 히스테리시스 문턱 레벨(Vref_low) 보다 작으면, S1은 턴오프된다(그리고 S2는 턴온된다). 스위치(S1)가 턴오프되면, 즉 개방되면(그리고 S2가 닫히면), 인덕터(L1)를 통한 전류는 감소하고 이는 또한 Vfb를 감소시킨다. 레지스터(R1)는 로드(106)의 전류 레벨을 결정한다. 히스테리시스 전력 변환기(101)에서의 보정 회로(104)의 기능은 전술한 바와 같이 도 1a의 회로와 유사하다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 또 다른 예의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)를 보여주는 개략 다이어그램이다. 도 1a 및 도 1b의 히스테리시스 전력 변환기(100 및 101)에서는, 히스테리시스 비교기(102)가 Vcomp 와 Vfb의 차이에 기초한 하이 및 로우 히스테리시스 문턱 레벨(Vref_high 및 Vref_low)을 가진다. 평균화된 Vfb를 예정된 값 Vref1에 동등하게 유지하기 위해서, 가변적이며 Vcomp에 기초하여 보정된 Vfb는 (Vcomp-Vref_high) 및 (Vcomp-Vref_low) 양 주위에서 움직인다.
비교하면, 히스테리시스 전력 변환기(200)에 있어서, 두개의 비교기(202 및 204)는 히스테리시스 비교기가 아니다. 비교기(202)의 음단(negative terminal)으로 공급되는 보정된 Vcomp은 히스테리시스 전력 변환기(200)에서 하이 문턱 포인트로서의 기능을 한다. 기준 전압(Vref2)은 비교기(204)의 양단(positive terminal)으로 공급되어 히스테리시스 전력 변환기(200)에서 로우 문턱 포인트로서의 기능을 한다. Vref2는 예정된 값, 예를 들면 150mV로 고정된다.
비교기(202)의 출력은 SR_래치(SR_latch, 206)를 통해서 스위치(S2)를 인에블시키는 신호(Sig_stop)이다. 비교기(204)의 출력은 SR_래치(SR_latch, 208)를 통해서 스위치(S1)를 인에블시키는 신호(Sig_start)이다. 예를 들면, Vfb가 Vcomp보다 더 높은 레벨이면, 신호(Sig_stop)는 논리 1(하이)이며, 반면 신호(Sig_start)는 논리 0(로우)이다. SR_래치(206)의 출력(Vg2)이 논리 1(하이)이면 스위치(S2)가 턴온되고 SR_래치(208)의 출력(Vg1)이 논리 0(로우)이면 스위치(S1)가 턴오프된다. 이는 Vfb의 레벨을 감소시킨다. 유사하게, Vfb가 Vref2보다 낮은 레벨이면 상기의 것과 반대 현상이 발생하여 Vfb의 레벨이 증가한다. 다른 실시예에서, Vref2 대신에 보정된 전압 Vcomp를 비교기(204)에 공급하고 그리고 Vcomp 대신에 다른 기준 전압(Vref3)을 비교기(202)에 공급함으로써 유사한 보정/동적 조절이 구현될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 도 2의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)의 파형을 보여주는 플롯이다. 이 실시예에서는, Vin는 48V, 목표 Vout은 40V, 사용율(duty cycle)은 83%(사용율은 1회 사이클 시간에 대한 스위치(S1)가 턴온될 때의 시간 비율이다.), 목표 로드(예를 들면 LED)전류가 200mA이다. Vref1은 200mV에 설정되었고, Vref2는 150mV에 설정되었다.
스위치(S1 및 S2)가 인에블 또는 디스에이블될 때 Sig_start 및 Sig_stop 파형이 나타난다. 도 3의 Vcomp 파형은 Vcomp이 약 300mV로 지속적으로 보정되어서 응답시간 및 루프 지연 변동에도 불구하고 Vfb가 두개의 기준 레벨, 즉 150mV 및 300mV에서 움직여서(swing) 평균화된 200mV의 Vfb를 가짐을 나타낸다. 로드 전류 파형은 로드 전류(load current)가 약 200mV에서 유지됨을 보이며, 출력전압(output voltgage, Vout) 파형은 Vout이 약 40V에서 유지됨을 보인다.
보정회로(104)가 없는 종래의 회로의 경우에 있어서, 전류 에러는 주어진 PVT 변동 범위에 걸쳐서 10~20% 이었다. 예를 들면, 200mV에서의 타켓 로드 전류를 가지는 종래의 회로에 있어서, 로드 전류(load current)는 175mA이며 또는 12.5% 에러를 보였다. 비교하면, 보정 회로(104)를 사용하는 일예의 히스테리시스 전력 변환기는 동일한 동작 조건하에서 1% 또는 그 이하의 에러를 보인다. 또한 LED 드라이버 응용품의 일예에서는, 디밍 기능(dimming function, 사용율을 감소시킴)에 응용될 때 보정 회로(104)를 구비한 히스테리시스 전력 변환기는 잘 동작했다. 예를 들면, 사용율이 10%일 때, 전류 정확성은 목표 로드 전류 20mA의 0.25% 이내이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 보정 회로를 가지는 또 다른 예의 히스테리시스 전력 변환기(부스터 변환기(booster converter))를 보여주는 개략 다이어그램이다. 히스테리시스 전력 변환기(400)는 도 1a, 도 1b 및/또는 도 2의 강압형 변환기 대신에 부스터 변환기이다. 부스터 변환기(400)는 인덕터(L2), 스위치(S5) 및 다이오드(402)를 포함한다. 스위치(S5)가 닫히면, 인덕터(L2)를 통한 전류는 증가한다. S5가 열릴 때 인덕터 전류는 로드(106)를 통해 흐르고 Vfb는 감소한다. 보정 회로(104)는 도 1a의 히스테리시스 전력 변환기(강압형 변환기)에 대해 위에서 기술된 것과 유사하게 기능한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 도 1a, 도 1b, 도 2 및/또는 도 4의 예시적 히스테리시스 전력 변환기의 하나와 같은 전력 변환기를 제어하는 방법의 흐름도이다. 단계 502에서, 전력 변환기(예를 들면 100, 101, 200 또는 400)의 출력 전압(output voltage)의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압(예를 들면 Vfb)이 보정 회로(예를 들면 104)에 공급된다. 단계 504에서, 보정 회로(예를 들면 104)는 보정 전압(예를 들면 Vcomp)을 히스테리시스 전력 변환기(예를 들면 100, 101, 200 또는 400)의 제 1 비교기(예를 들면 102 또는 202)로 공급한다. 단계 506에서, 제 1 비교기(예를 들면 102 또는 202)는 보정 전압(예를 들면 Vcomp)과 출력 전압의 적어도 일부분(예를 들면 Vfb)을 기초로 하여 출력 전압(예를 들면 Vout)을 제어한다.
각종 실시예에서, 보정 회로(예를 들면 104) 내의 제 2 비교기(예를 들면 110)는 피드백 전압(예를 들면 Vfb)를 수신한다. 비교기(예를 들면 110)는 피드백 전압(예를 들면 Vfb)을 제 1 기준 전압(Vref1)과 비교한다. 제 2 비교기(예를 들면 110)는 보정 비교기 출력을 공급한다. 보정 비교기 출력은 보정 회로(예를 들면 104) 내의 충전(charge) 펌프(예를 들면 116)를 제어한다. 충전(charge) 펌프(예를 들면 116)는 보정 전압(예를 들면 Vcomp)을 공급한다.
각종 실시예에서, 보정 회로(예를 들면 104) 내의 전압 분배기(예를 들면 112)는 충전(charge) 펌프(예를 들면 116)로부터 나온 출력 전압(예를 들면 Vc)을 분할한다. 분할된 출력은 보정 전압(예를 들면 Vcomp)으로서 공급된다. 보정 회로(예를 들면 104) 내의 전압 클램프(예를 들면 114)는 보정 전압(예를 들면 Vcomp)을 제한한다. 보정 회로(예를 들면 104) 내의 저역통과필터(예를 들면 108)는 피드백 전압(Vfb)을 평균화한다.
각종 실시예에서, 제 3 비교기(예를 들면 204)는 제 2 기준 전압(예를 들면 Vref2)은 수신하며, 제 3 비교기(예를 들면 204) 및 제 1 비교기(예를 들면 202)는 보정 전압(예를 들면 Vcomp), 피드백 전압(예를 들면 Vfb) 및 제 2 기준 전압(예를 들면 Vref2)에 기초하여 출력 전압(예를 들면 vout)을 제어한다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 히스테리시스 전력 변환기는 비교기, 보정 회로, 및 출력 전압을 가지는 출력 노드를 구비한다. 출력 전압의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압은 보정 회로에 연결되게 배열된다. 보정 회로는 보정 전압을 비교기에 공급하도록 구성된다. 비교기는 보정 전압과 피드백 전압에 기초하여 출력 전압을 제어한다.
본 발명의 실시예들에 따르면, 히스테리시스 전력 변환기를 위한 방법은, 히스테리시스 전력 변환기의 출력 전압의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압을 보정 회로에 공급하는 것을 포함한다. 보정 회로는 보정 전압을 히스테리시스 전력 변환기 내의 비교기에 공급한다. 비교기는 보정 전압 및 피드백 전압에 기초하여 출력 전압을 제어한다.
당해 기술분야의 통상의 기술자는 본 출원의 개시 내용에 대한 많은 변형예가 있음을 이해할 것이다. 실시예 및 그의 이점들이 상세히 기술되었지만, 첨부된 청구항에 의해 정의된 실시예의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서, 본 발명을 다양하게 수정하고, 치환하고 그리고 변경할 수 있음을 인식해야 한다. 또한, 본 출원의 범위는, 명세서 내에서 기재된 공정, 기계, 방법 및 단계(step)에 대한 특정 실시예로 한정되도록 하는 것은 아니다. 이 기술 분야의 당업자는, 본 출원의 개시 내용으로부터, 본 명세서에서 기재된 해당 실시예와 실질적으로 동일한 기능을 수행하거나 또는 실질적으로 동일한 효과를 획득할 수 있는, 현존하는 또는 이후에 개발될 공정, 기계, 방법 및 단계가 개시 내용에 따라 유용될 수 있음을, 손쉽게 이해할 것이다.
전술한 방법 실시예는 예시적 단계를 보여준 것으로 이들은 설명된 순서대로 반드시 수행될 것이 요구되는 것은 아니다. 본 출원의 개시 실시예의 사상 및 범위 내에서 단계들이 추가, 대체, 순서변경될 수 있으며,그리고/또는 적당하다면 삭제될 수도 있다. 다른 청구항 및/또는 다른 실시예를 결합하는 실시예들도 본 발명의 개시 범위 내이며, 이 개시 내용을 검토한 후에는 당업자에는 자명할 것이다.

Claims (10)

  1. 제 1 비교기,
    보정 회로, 및
    출력 전압을 가지도록 배열된 출력 노드를 구비하되,
    상기 보정 회로는 보정 전압을 상기 제 1 비교기로 공급하도록 구성되며, 상기 제 1 비교기는, 상기 보정 전압 및 상기 출력 전압의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압에 응답하여, 상기 출력 전압을 제어하기 위한 논리 0 또는 논리 1의 출력 신호를 발생시키도록 구성되는 것인, 히스테리시스 전력 변환기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 보정 회로는, 상기 피드백 전압을 수신하도록 구성되고, 상기 피드백 전압을 제 1 기준 전압과 비교하여 보정 비교기 출력을 제공하는 제 2 비교기; 및 충전 펌프를 구비하며,
    상기 보정 비교기 출력은 상기 충전 펌프를 제어하도록 배열되고, 상기 충전 펌프는 상기 보정 전압을 공급하도록 구성되는, 히스테리시스 전력 변환기.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 보정 회로는, 상기 충전 펌프로부터의 출력 전압을 분할하고 분할된 출력 전압을 상기 보정 전압으로서 공급하도록 구성된 전압 분배기; 상기 보정 전압을 제한하도록 구성된 전압 클램프; 및 상기 피드백 전압을 평균화하도록 구성된 저역통과필터를 더욱 구비하며,
    상기 충전 펌프는 적어도 하나의 스위치 및 적어도 하나의 전류원을 포함하는, 히스테리시스 전력 변환기.
  4. 제 2항에 있어서, 제 2 기준 전압을 수신하며, 상기 보정 전압, 상기 피드백 전압 및 상기 제 2 기준 전압을 기초로 하여 제 1 비교기와 함께 상기 출력 전압을 제어하도록 구성된 제 3 비교기; 및 상기 제 1 비교기와 제 3 비교기에 연결된 2개의 래치를 더욱 포함하는, 히스테리시스 전력 변환기.
  5. 히스테리시스 전력 변환기의 출력 전압의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압을 보정 회로에 공급하는 단계;
    상기 보정 회로가 상기 히스테리시스 전력 변환기 내의 제 1 비교기로 보정 전압을 공급하는 단계; 및
    상기 제 1 비교기가 상기 보정 전압 및 상기 출력 전압의 적어도 일부분에 응답하여, 상기 출력 전압을 제어하기 위한 논리 0 또는 논리 1의 출력 신호를 발생시키는 단계를 포함하는, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 보정 회로 내의 제 2 비교기가 상기 피드백 전압을 수신하는 단계; 상기 제 2 비교기가 상기 피드백 전압을 기준 전압에 비교하는 단계; 보정 비교기 출력 전압을 공급하는 단계; 상기 보정 비교기 출력 전압에 따라서 상기 보정 회로 내의 충전 펌프를 제어하는 단계; 상기 충전 펌프가 상기 보정 전압용 충전 펌프 전압을 공급하는 단계; 상기 보정 회로 내의 전압 분배기가 상기 충전 펌프 전압을 분할하는 단계; 및 분할된 충전 펌프 전압을 상기 보정 전압으로서 공급하는 단계를 더욱 포함하는, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법.
  7. 제 5항에 있어서, 상기 보정 회로 내의 전압 클램프가 상기 보정 전압을 제한하는 단계; 및 상기 보정 회로 내의 저역통과필터가 상기 출력 전압의 적어도 일부분을 평균화하는 단계를 더욱 포함하는, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법.
  8. 제 5항에 있어서, 제 2 비교기가 기준 전압을 수신하는 단계; 및 상기 제 2 비교기 및 상기 제 1 비교기가 상기 보정 전압, 상기 피드백 전압 및 상기 기준 전압을 기초로 하여 상기 출력 전압을 제어하는 단계를 더욱 포함하는, 히스테리시스 전력 변환기를 제어하는 방법.
  9. 출력 전압을 가지도록 배열된 출력 노드; 상기 출력 전압의 적어도 일부분을 나타내는 피드백 전압을 수신하도록 배열된 제 1 비교기; 상기 제 1 비교기의 출력에 연결된 스위치; 및 보정 회로를 포함하는 히스테리시스 전력 변환기를 포함하는 집적 회로로,
    상기 보정 회로는, 상기 피드백 전압을 수신하도록 구성되며 상기 피드백 전압을 기준 전압에 비교하고 보정 비교기 출력 전압을 제공하는 제 2 비교기; 및 상기 보정 비교기 출력에 따라서 상기 제 2 비교기에 의해 제어된 충전 펌프 전압을 공급하도록 구성된 충전 펌프를 포함하며,
    상기 피드백 전압은 상기 보정 회로에 연결되도록 배열되고, 상기 보정 회로는 상기 충전(charge) 펌프 전압으로부터의 보정 전압을 상기 제 1 비교기에 공급하도록 구성되고, 상기 제 1 비교기는 상기 보정 전압 및 피드백 전압에 기초하여 상기 스위치를 제어하는 것인, 히스테리시스 전력 변환기를 포함하는 집적 회로.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 보정 회로는, 상기 충전 펌프 전압을 분할하고 분할된 충전 전압을 상기 보정 전압으로 공급하도록 구성된 전압 분배기; 상기 보정 전압을 제한하는 전압 클램프; 및 상기 피드백 전압을 평균화하도록 구성된 저역통과필터를 더욱 포함하는 것인, 집적회로.
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