TWI499188B - 電源轉換器與控制方法 - Google Patents

Description

電源轉換器與控制方法

本發明是有關於一種電源轉換器，且特別是有關於一種具有雙重模式的電源轉換器。

在習知的電源轉換器中常使用電感與電容來儲存能量，進而轉換成負載電路所需的電能。然而，在負載電路之電流產生快速的暫態變化時，電感無法即時地響應於前述的暫態變化而使得負載電路之電壓產生震盪的現象，造成電源轉換器的恢復時間增加。

本發明之一態樣提供一種電源轉換器。電源轉換器包電源轉換模組與控制模組。電源轉換模組包含電容。電源轉換模組用以將輸入電壓對電容充電而產生輸出電壓。控制模組用以對輸出電壓、預設負臨界值與預設正臨界值進行計算，以在輸出電壓低於負臨界電壓或高於正臨界電壓時，將電源轉換模組操作於一磁滯模式，其中控制模組在輸出電壓高於負補償電壓時，使輸入電壓停止對電容充 電，並在輸出電壓低於正補償電壓時，使輸入電壓繼續對電容充電。

本發明之另一態樣提供一種控制方法，此控制方法適用於電源轉換器，控制方法包含下列步驟：(a)對參考電壓、輸出電壓、預設負臨界值、預設正臨界值、正漣波臨界值與負漣波臨界值進行計算而產生多個運算信號；(b)根據多個運算信號而判定輸出電壓是否低於負臨界電壓或高於正臨界電壓，以將電源轉換器操作於磁滯模式；(c)根據多個運算信號而判定輸出電壓是否高於負補償電壓，以使輸入電壓停止對電容充電；(d)根據多個運算信號而判定該輸出電壓是否低於正補償電壓，以使輸入電壓繼續對電容充電；以及(e)在輸出電壓處於正漣波臨界值與負漣波臨界值之間時，將電源轉換器操作於一脈波寬度調變模式。

綜上所述，本發明之技術方案與現有技術相比具有明顯的優點和有益效果。本揭示內容之技術方案利用多個預設臨界值進行計算，而預先將電源轉換器操作於磁滯模式，以明顯改善輸出電壓的震盪現象與正、負脈衝現象。

為讓本揭示內容能更明顯易懂，所附符號之說明如下：

100、300‧‧‧電源轉換器

120‧‧‧電源轉換模組

Mn、Mp‧‧‧開關

122‧‧‧閘極驅動器

L‧‧‧電感

140‧‧‧控制模組

C、C1、C2‧‧‧電容

VIN‧‧‧輸入電壓

R、R1、R2、Ro、R3‧‧‧電阻

Vo‧‧‧輸出電壓

Vdrive‧‧‧驅動信號

Vo,r‧‧‧輸出電壓Vo之預定值

VTH2‧‧‧預設負臨界值

Io、Io1、Io2‧‧‧負載電流

VTH1‧‧‧預設正臨界值

iL‧‧‧電感電流

Vdc,max‧‧‧正漣波臨界值

iC‧‧‧電容電流

Vdc,min‧‧‧負漣波臨界值

iSQ‧‧‧電流

Vo,r‧‧‧輸出電壓Vo之預定值

Q1、Q2、Q3、Q2,H、Q3,H‧‧‧電荷量

Io、Io1、Io2‧‧‧負載電流

iL‧‧‧電感電流

m‧‧‧斜率

iC‧‧‧電容電流

Vo,1‧‧‧負補償電壓

iSQ‧‧‧電流

VREF‧‧‧參考電壓

342b‧‧‧減法器

342‧‧‧磁滯模式控制單元

342c‧‧‧控制器

342a‧‧‧預測電路

344‧‧‧脈波寬度調變模式控制單元

346‧‧‧模式切換電路

346a‧‧‧多工器

344a‧‧‧誤差放大器

346b‧‧‧單擊電路

344b‧‧‧比較器

VC1‧‧‧第一控制信號

VD‧‧‧偵測信號

VC2‧‧‧第二控制信號

Vic‧‧‧第一處理信號

VT‧‧‧選擇信號

Vsq‧‧‧第二處理信號

400‧‧‧方法

Vcal,1、Vcal,2、Vcal,3、Vcal,4‧‧‧運算信號

S402、S404、S406、S408、S410‧‧‧步驟

VEA‧‧‧誤差信號

520‧‧‧微分器

A1、OP1、OP2‧‧‧放大器

522‧‧‧平方器

M1、M2、M3、M4‧‧‧電晶體

Td‧‧‧延遲時間

VTH1,H‧‧‧正臨界電壓

t1u、t2u、t3u、t3,H、t4,H、ta、tb、tc、td、te、tf‧‧‧時間

VTH2,H‧‧‧負臨界電壓

為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1圖根據本發明之一實施例繪示一種電源轉換器之系統示意圖；第2A圖繪示一種習知的雙模式電源轉換器之輸出 電壓與負載電流的波形示意圖；第2B圖繪示一種僅操作於磁滯模式的習知電源轉換器之輸出電壓、與其中之電感上的電流與負載電流產生步升響應時之波形示意圖；第2C圖根據本發明之一實施例繪示第1圖所示之電源轉換器之輸出電壓與其電感上的電流與負載電流產生步升響應時之波形示意圖；第3圖根據本發明之一實施例繪示一種電源轉換器之系統示意圖；第4圖根據本發明之一實施例中繪示一種控制方法的流程圖；第5A圖根據本發明之一實施例繪示預測電路之示意圖；第5B圖根據本發明之一實施例繪示微分器之電路示意圖；第5C圖根據本發明之一實施例繪示平方器之電路示意圖；第5D圖根據本發明之一實施例繪示一種誤差放大器之電路示意圖；以及第6圖根據本發明之一實施例繪示第3圖所示之電源轉換器的操作波形示意圖。

下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所提 供之實施例並非用以限制本發明所涵蓋的範圍，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本發明所涵蓋的範圍。此外，圖式僅以說明為目的，並未依照原尺寸作圖。為使便於理解，下述說明中相同元件將以相同之符號標示來說明。

關於本文中所使用之『第一』、『第二』、...等，並非特別指稱次序或順位的意思，亦非用以限定本發明，其僅僅是為了區別以相同技術用語描述的元件或操作而已。

關於本文中所使用之『約』、『大約』或『大致』一般通常係指數值之誤差或範圍約百分之二十以內，較好地是約百分之十以內，而更佳地則是約百分五之以內。文中若無明確說明，其所提及的數值皆視作為近似值，即如『約』、『大約』或『大致』所表示的誤差或範圍。

另外，關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。

請參照第1圖，第1圖根據本發明之一實施例繪示一種電源轉換器之系統示意圖。如第1圖所示，電源轉換器100包含電源轉換模組120與控制模組140。

於此實施例中，電源轉換模組120包含開關Mn、開關Mp、電感L、電容C與閘極驅動器122。閘極驅動器122用以根據驅動信號Vdrive而驅動開關Mn與開關Mp， 以使開關Mp選擇性地導通而讓輸入電壓VIN對電感L與電容C充電，或使開關Mn選擇性地導通而讓電感L與電容C放電，藉此於電容C上產生相應的輸出電壓Vo至負載電路。

控制模組140用以對輸出電壓Vo、預設負臨界值VTH2與預設正臨界值VTH1進行計算，以在輸出電壓Vo低於負臨界電壓VTH2,H或高於正臨界電壓VTH1,H時，將電源轉換模組120操作於磁滯(hysteresis)模式。

此外，控制模組140還在輸出電壓Vo高於負補償電壓Vo,1時，使輸入電壓VIN停止對電容C充電，並在輸出電壓Vo低於正補償電壓Vo,2時，使輸入電壓VIN繼續對電容C充電。

於本發明之另一實施例，控制模組140更在輸出電壓處於正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min之間時將電源轉換模組120操作於脈波寬度調變模式。

以下段落將說明控制模組140之操作概念，進而說明上述電源轉換器100的功能與應用。為了較明瞭的闡述，以下先介紹一種習知的雙模式電源轉換器之操作概念，進而介紹上述實施例中之控制模組140之操作方式。

請參照第2A圖，第2A圖繪示一種習知的雙模式電源轉換器之輸出電壓與負載電流的波形示意圖。如第2A圖所示，習知的雙模式電源轉換器可操作於磁滯(hysteresis)模式與脈波寬度調變模式。習知的雙模式電源轉換器直接根據預先設置好的預設負臨界值VTH2、預設正臨界值 VTH1、正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min來判斷需操作於磁滯模式或脈波寬度調變模式。關於雙模式電源轉換器的結構及操作等背景知識在此不多贅述，中華民國專利號I352488專利可作為參考文件。

請參照第2B圖，第2B圖繪示一種僅操作於磁滯模式的習知電源轉換器時之輸出電壓、與其中之電感上的電流與負載電流產生步升響應時之波形示意圖。

如第2B圖所示，當負載電流Io產生步升(step-up)響應時，負載電流Io自Io1提升至Io2時，輸出電壓Vo亦產生相對應地偏移。為了方便理解，此處可參考第1圖中所示之電源轉換模組120。如先前所述，由於電感L無法即時地反應負載電路之電流Io的暫態變化，故電容C需對輸出端開始放電而補償電感電流iL與負載電流Io之間的差異，進而導致輸出電壓Vo產生負脈衝(undershoot)的現象。當此負脈衝的現象造成輸出電壓Vo低於負漣波臨界值Vdc,min時，習知的電源轉換器會操作於磁滯模式，而使電容C於時間t1u至t3u內以最大的電流進行充電。

當電感電流iL於時間t2u達到Io2時，輸出電壓Vo仍比正漣波臨界值Vdc,max低，故電容C仍以最大的電流進行充電至時間t3u，對電容C之充電電流用以回復在時間t2u後的輸出電壓Vo。此外，在第2B圖中所示的三角區域Q1與Q2分別代表電容C在時間t1u與時間t3u之間的放電與充電時所對應的之電荷量。一般而言，電荷量Q1會大致相同於電荷量Q2。

於時間t3u時，輸出電壓Vo到達正漣波臨界值Vdc,max，習知的電源轉換器會停止讓輸入電壓VIN對電容C進行充電。由於此時電感L之電流i_L 大於Io2，故電感L會對電容C進行充電(即電荷量Q3)，造成輸出電壓Vo上升而導致了前述的震盪現象。換句話說，由於電容C充電之電荷量Q2與Q3小於放電之電荷量Q1，亦即Q1<Q2+Q3，故使得電容C開始進行放電，而產生了震盪現象。

此外，同理可得，當負載電流Io產生步降(step-down)響應時，輸出電壓Vo會產生正脈衝(overshoot)的現象，當輸出電壓Vo到達負漣波臨界值Vdc,min時，電容C仍進行放電，造成輸出電壓Vo下降而導致了前述的震盪現象。

請參照第2C圖，第2C圖根據本發明之一實施例繪示第1圖所示之電源轉換器100之輸出電壓Vo與其電感上的電流與負載電流產生步升響應時之波形示意圖。

為了解決上述的震盪現象，本發明所揭示之控制模組140可藉由前述的預設負臨界值VTH1、預設正臨界值VTH2來大致計算前述的電荷量Q3，以在輸出電壓Vo低於負臨界電壓VTH2,H或高於正臨界電壓VTH1,H時，而於時間t3,H時即預先地將電源轉換模組120操作於磁滯模式。

於此實施例中，如第3圖所示，為了能使電容C充電之電荷量Q2,H與Q3,H能夠大致等於放電之電荷量Q1以降低震盪現象，故假設電荷量Q1、Q2,H與Q3,H滿足下 式：Q1=Q2,H+Q3,H…式(1)。

如先前所述，在電荷量Q2,H所對應之三角區域中，電感L會以最大電流對電容C進行充電。因此，此三角區域之斜率m可預估為：m=-Vo/L。由於輸出電壓Vo自時間t3,H至t4,H之間的變化較小，故在下述的分析中將之視為常數。

此外，如先前第1圖所示，可得知電感電流iL、電容電流iC與負載電流Io具有下式之關係：iC=iL-Io，故在電荷量Q3,H所對應之三角區域中，可得知其垂直高度即為電容C上之電流iC。據此，可推算出一預測電壓△V3,H，如下述式(2)所示，其中Vo,r為輸出電壓Vo之預定值，亦即為正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min之中間值：

因此，如第2C圖所示，在負載電流Io產生步升響應時，當輸出電壓Vo高於負補償電壓Vo,1時(即時間t3,H)，即可將電源轉換器100停止對電容C進行充電，以減少震盪現象，其中負補償電壓Vo,1可由下式(3)而推算之：Vo,1=Vo,r-△V3,H…式(3)。

同樣地，在負載電流Io產生步降響應時，當輸出電壓Vo低於正補償電壓Vo,2時，可將電源轉換器100開 始對電容C進行充電，以減少震盪現象，其中正補償電壓Vo,2可由下式(4)而推算之：Vo,2=Vo,r+△V3,H…式(4)。

因此，控制模組140在輸出電壓Vo高於負補償電壓Vo,1時，藉由關閉開關Mp而使輸入電壓VIN停止對電容C充電，並在輸出電壓Vo低於正補償電壓Vo,2時，藉由導通開關Mp而使輸入電壓VIN繼續對電容C充電，以減少震盪現象。

此外，為了減少前述的輸出電壓Vo產生的負脈衝與正脈衝的現象，控制模組140更藉由對輸出電壓Vo、預設負臨界值VTH2與預設正臨界值VTH1進行計算，以在輸出電壓Vo低於負臨界電壓VTH2,H或高於正臨界電壓VTH1,H時，將電源轉換模組120預先操作於磁滯模式。相較於習知的雙模式電源轉換器與僅操作於磁滯模式的電源轉換器，本揭示內容所示之電源轉換器300可提前操作於磁滯模式，以使電容C透過最大的電流先進行充電或放電，藉此減少負脈衝與正脈衝的現象。

上述的負臨界電壓VTH2,H與正臨界電壓VTH1,H可經由下式(6)所推得：

請參照第3圖，第3圖根據本發明之一實施例繪示一種電源轉換器之系統示意圖。相較於第1圖，在第3圖中的控制模組140包含磁滯模式控制單元342、脈波寬度調 變模式控制單元344與模式切換電路346。

磁滯模式控制單元342用以在輸出電壓Vo低於前述的負臨界電壓VTH2,H，或高於正臨界電壓VTH1,H時產生第一控制信號VC1與偵測信號VD。脈波寬度調變模式控制單元344用以在輸出電壓Vo位於正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min之間時，產生第二控制信號VC2。模式切換電路346用以根據偵測信號VD而選擇性地輸出第一控制信號VC1或第二控制信號VC2為前述的驅動信號Vdrive。

請參照第4圖，第4圖根據本發明之一實施例中繪示一種控制方法400的流程圖。為了方便說明，第3圖所示之電源轉換器300之操作會與控制方法400一併說明。

首先，假設輸出電壓Vo處於穩定的狀態，因此電源轉換器300操作於脈波寬度調變模式。當輸出電壓Vo產生暫態變化時，在步驟S402中，控制模組140對參考電壓VREF、輸出電壓Vo、預設負臨界值Vth2、預設正臨界值Vth1、正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min進行計算而產生多個運算信號Vcal,1~Vcal,4。

在步驟S404中，控制模組140根據多個運算信號Vcal,1~Vcal,4而判定輸出電壓Vo是否低於負臨界電壓VTH1,H或高於正臨界電壓VTH2,H，而將電源轉換器300操作於磁滯模式。

舉例而言，如第3圖所示之實施例，前述的磁滯模式控制單元342包含預測電路342a、減法器342b與控制器 342c。預測電路342a用以根據參考電壓VREF與輸出電壓Vo而產生第一處理信號Vic與第二處理信號Vsq。

減法器342b用以對輸出電壓Vo、第二處理信號Vsq、預設負臨界值VTH2、預設正臨界值VTH1、正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min進行運算而產生多個運算信號Vcal~Vcal4。控制器342c用以對第一處理信號Vic、第二處理信號Vsq與多個運算信號Vcal,1~Vcal,4進行比較而產生第一控制信號VC1與偵測信號VD。

下述段落將描述第3圖中之磁滯模式控制單元342之具體實施方式，但本發明並不以此為限，本領域具有通常知識者可藉由相同概念使用不同的電路架構進行實現。

請一併參照第5A圖至第5C圖，第5A圖根據本發明之一實施例繪示預測電路之示意圖，第5B圖根據本發明之一實施例繪示微分器之電路示意圖，第5C圖根據本發明之一實施例繪示平方器之電路示意圖。

如第5A圖所示，預測電路342a包含微分器520與平方器522。根據前述式(2)，為了推估預測電壓△V3,H，預測電路342a利用微分器520取得電容iC之資訊。如第5B圖所示，微分器520包含放大器A1、電容C1與電阻R1。如第5B圖所示，可推估第一處理信號Vic為：

其中Vic,ac表示為第一處理信號Vic之交流值，且 Vic,ac=-(R1*C1*iC)/C，第一處理信號Vic與電容電流ic成正比，故可藉由第一處理信號Vic得知電容電流ic的資訊。

再者，平方器522用以對第一處理信號Vic進行平方運算並與參考電壓VREF進行相加而產生第二處理信號Vsq。舉例來說，如使用如第5C圖之平方器電路結構時，第二處理信號Vsq等於電流iSQ*R，若假設電晶體M1、M3之尺寸(W/L)與電晶體M2、M4相同時，iSQ可推估為：

其中kp為電晶體M1、M2之製程參數，Vtp為電晶體M1、M2之臨界電壓，VSG3為電晶體M3之源極與閘極之電壓差，iSQ,ac與iSQ,dc分別為電流iSQ之交流值與直流值，Vsq,ac與Vsq,dc分別為第二處理信號Vsq之交流值與直流值。根據式(8)，可推得：Vsq,ac=R*kp*(W/L)*(iC)² …式(9)。

將式(9)與式(2)相較，可得知兩者皆正比於電容電流iC的平方，故可藉由平方器522所產生的第二處理信號Vsq之交流值Vsq,ac來推估預測電壓△V3,H。

據此，控制模組140可藉由前述的式(6)與式(9)而利用第二處理信號Vsq來判斷輸出電壓Vo是否低於負臨界電壓VTH2,H或高於正臨界電壓VTH1,H。當輸出電壓Vo低於負臨界電壓VTH2,H或高於正臨界電壓VTH1,H時， 其相關推導可表示為下式(10a)與式(10b)：

在式(10a)與式(10b)中的運算信號Vcal,1與Vcal,2可透過第3圖中的減法器342b來產生。減法器342b將輸出電壓Vo減去預設負臨界值VTH2並相加第二處理信號Vsq之直流值Vsq,dc而產生第一運算信號Vcal,1。減法器342b將預設正臨界值VTH1相加直流值Vsq,dc並減去輸出電壓Vo以產生第二運算信號Vcal,2。

請再次參照第4圖，在步驟S406中，控制模組140根據運算信號Vcal,3而判定輸出電壓Vo是否高於負補償電壓Vo,1，以使輸入電壓VIN停止對電容C充電。或者，在步驟S408中，控制模組140根據運算信號Vcal,4而判定輸出電壓Vo是否低於正補償電壓Vo,2，以使輸入電壓VIN繼續對電容C充電。

在步驟S410中，控制模組140根據輸出電壓Vo是否處於正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min之間，以將電源轉換器300操作於脈波寬度調變模式。舉例而言，在步驟S406與步驟S408中，控制模組140可藉由式(3)、式(4)與式(9)以利用第二處理信號Vsq來判斷輸出電壓Vo是否高於負補償電壓Vo,1或低於正補償電壓 Vo,2，以選擇性地使輸入電壓VIN對電容C充電。當輸出電壓Vo高於負補償電壓Vo,1或低於正補償電壓Vo,2時，其相關推導可表示為下式(11a)與式(11b)：

在式(11a)與式(11b)中的運算信號Vcal,3與Vcal,4亦透過減法器342b而產生。減法器342b將正漣波臨界值Vdc,max相加第二處理信號Vsq的直流值Vsq,dc並減去輸出電壓Vo以產生運算信號Vcal,3，減法器342b將輸出電壓Vo減去負漣波臨界值Vdc,min並相加直流值Vsq,dc以產生運算信號Vcal,4。

需特別說明的是，依據不同的減法器342b的實施方式，在本發明之另一實施例，可事先估測式(10a)中的Vth2-Vsq,dc之值、式(10b)中的Vth1+Vsq,dc之值、式(11a)中的Vdc,max+Vsq,dc之值與式(11b)中的Vdc,min-Vsq,dc之值，再輸入至減法器342b進行運算。但本發明並不以此為限，本領域具有通常知識者可視實際需求相應設計。

此外，藉由式(7)，控制模組140可透過第一處理信號Vic與參考電壓VREF而得知負載電流Io是發生步升響應或步降響應，進而搭配前述的運算信號Vcal,3與Vcal,4來決定是否要讓輸入電壓VIN繼續對電容C充電。

根據式(7)可得知，當負載電流Io發生步升響應時，因為電容C之電流iC會是一個負值，故第一處理信號Vic會大於參考電壓VREF。反之，當負載電流Io發生步降響應時，第一處理信號Vic會小於參考電壓VREF。

因此，前述的控制器342c可根據式(10a)~式(11b)而設置以在第二處理信號Vsq大於運算信號Vcal,1與第一處理信號Vic大於參考電壓VREF時(亦即負載電流Io發生步升響應，且輸出電壓Vo產生負脈衝現象時)，或是在第二處理信號Vsq大於運算信號Vcal,2小於參考電壓VREF時(亦即負載電流Io發生步降響應，且輸出電壓Vo產生正脈衝現象時)，產生偵測信號VD。

同樣地，控制器342c更設置以在第二處理信號Vsq大於運算信號Vcal,4(亦即輸出電壓Vo大於正補償電壓Vo,2)與第一處理信號Vic大於參考電壓VREF時，或是在第二處理信號Vsq大於運算信號Vcal,3(亦即輸出電壓Vo小於負補償電壓Vo,1)與第一處理信號Vic小於該參考電壓VREF時產生第一控制信號VC1。

此外，於本發明各實施例中，控制器342c可利用數位電路或使用數位信號處理器晶片實現，本領域具有通常知識者可視實際應用彈性設置，本發明並不以此為限。

請再次參照第3圖，如第3圖所示，於本發明各個實施例中，脈波寬度調變模式控制單元344包含誤差放大器344a與比較器344b。誤差放大器344a用以根據輸出電壓Vo與參考電壓VREF而產生誤差信號VEA。比較器344b 用以根據誤差信號VEA與三角波而產生第二控制信號VC2。

請參照第5D圖，第5D圖根據本發明之一實施例繪示一種誤差放大器之電路示意圖。為了使電源轉換器300可具有較快的響應速度與穩定度，可使用如第5D圖所示的誤差放大器344a之兩級式放大器的架構。誤差放大器344a包含電阻R1、R2、R3、Ro與電容C1、C2，其中Ro為放大器OP2之等效輸出電阻。電阻R1與電容C1會形成一第一零點，電阻R3與電容C2會形成一第二零點，而電阻R3、Ro與電容C2會形成一個極點，其中第一與第二零點可補償電源轉換模組120中電感L與電容C所形成的極點，故電源轉換器300整體之頻寬可由電阻R3、Ro與電容C2形成之極點所決定。

如先前第3圖所示，模式切換電路346包含多工器346a與單擊(one-shot)電路346b。多工器346a用以根據選擇信號VT而選擇輸出第一控制信號VC1或第二控制信號VC2，以作為驅動信號Vdrive。

舉例而言，當選擇信號VT為邏輯1時，多工器346a可選擇輸出第一控制信號VC1為驅動信號Vdrive，以將電源轉換模組120操作於磁滯模式。或者，當選擇信號VT為邏輯0時，多工器346a可選擇輸出第二控制信號VC2為驅動信號Vdrive，以將電源轉換模組120操作於脈波寬度調變模式。

單擊電路346b用以根據偵測信號VD而產生選擇 信號VT，其中單擊電路346b在負載電流Io產生變動時，將選擇信號VT之電壓準位於一延遲時間Td內維持不變，以將電源轉換器100持續操作於磁滯模式。

請參照第6圖，第6圖根據本發明之一實施例繪示第3圖所示之電源轉換器的操作波形示意圖。如第6圖所示，負載電流Io發生步升響應，於時間ta時，輸出電壓Vo低於負臨界電壓Vth2,H，選擇信號VT會為1，而將電源轉換模組120操作於磁滯模式。此時，開關Mp為導通且開關Mn為關閉，因此電容C可被輸入電壓VIN與電感L快速地充電，藉此減少了輸出電壓Vo的負脈衝現象。

於時間tb時，輸出電壓Vo高於負補償電壓Vo,1(未繪示)，電源轉換器300可藉由單擊電路346b而將開關Mp設置為關閉與開關Mn設置為導通至時間tc，以使電容C經開關Mn放電，進而降低輸出電壓Vo的震盪現象，其中時間tb與時間tc之時間差即為前述的延遲時間Td。

而在時間tc後，因輸出電壓Vo穩定處於正漣波臨界值Vdc,max與負漣波臨界值Vdc,min之間，故電源轉換模組120操作於脈波寬度調變模式(即前述之步驟S410)。

同樣地，於時間td時，輸出電壓Vo高於正臨界電壓Vth1,H，選擇信號VT會為1，而將電源轉換模組120操作於磁滯模式。此時，開關Mp為關閉且開關Mn為導通，電容C可經由開關Mn快速地放電，以減少輸出電壓Vo的正脈衝現象。

於時間te時，輸出電壓Vo2低於正補償電壓 Vo,2(未繪示)，電源轉換器300可藉由單擊電路346b而將開關Mp設置為導通與開關Mn設置為關閉至時間tf，而使輸入電壓VIN開始對電容C充電，進而降低輸出電壓Vo的震盪現象。

綜上所述，本發明所揭示之電源轉換器與控制方法可利用對多個預設臨界值進行計算，而預先將電源轉換器操作於磁滯模式，以明顯改善輸出電壓的震盪現象與正、負脈衝現象。

雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧電源轉換器

Mn、Mp‧‧‧開關

L‧‧‧電感

C‧‧‧電容

120‧‧‧電源轉換模組

122‧‧‧閘極驅動器

140‧‧‧控制模組

VIN‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

VTH2‧‧‧預設負臨界值

VTH1‧‧‧預設正臨界值

Vdc,max‧‧‧正漣波臨界值

Vdc,min‧‧‧負漣波臨界值

Vdrive‧‧‧驅動信號

iL‧‧‧電感電流

iC‧‧‧電容電流

Io‧‧‧負載電流

Claims (9)

1. 一種電源轉換器，包含：一電源轉換模組，包含一電容，其中該電源轉換模組用以將一輸入電壓對該電容充電而產生一輸出電壓；以及一控制模組，用以對該輸出電壓、一預設負臨界值與一預設正臨界值進行計算，以在該輸出電壓低於一負臨界電壓或高於一正臨界電壓時，將該電源轉換模組操作於一磁滯模式，其中該控制模組在該輸出電壓高於一負補償電壓時，使該輸入電壓停止對該電容充電，並在該輸出電壓低於一正補償電壓時，使該輸入電壓繼續對該電容充電，其中該控制模組更在該輸出電壓處於一正漣波臨界值與一負漣波臨界值之間時，將該電源轉換模組操作於一脈波寬度調變模式。
2. 如請求項1所述之電源轉換器，其中該電源轉換模組根據一驅動信號而使該輸入電壓選擇性地對該電容充電，其中該控制模組包含：一磁滯模式控制單元，用以在該輸出電壓低於該負臨界電壓時或高於該正臨界電壓時，產生一第一控制信號與一偵測信號；以及一脈波寬度調變模式控制單元，用以在該輸出電壓於該正漣波臨界值與該負漣波臨界值之間時，產生一第二控制信號；以及 一模式切換電路，用以根據該偵測信號而選擇性地輸出該第一控制信號或該第二控制信號，以作為該驅動信號。
3. 如請求項2所述之電源轉換器，其中該磁滯模式控制單元包含：一預測電路，用以根據一參考電壓與該輸出電壓而產生一第一處理信號與一第二處理信號；一減法器，用以對該輸出電壓、該第二處理信號、該正漣波臨界值、該負漣波臨界值與該預設正臨界值與該預設負臨界值進行運算而產生複數個運算信號；以及一控制器，用以對該第一處理信號、該第二處理信號與該些運算信號進行比較而產生該第一控制信號與該偵測信號。
4. 如請求項3所述之電源轉換器，其中該預測電路包含：一微分器，用以對該輸出電壓進行微分並與該參考電壓進行相加而產生該第一處理信號；以及一平方器，用以對該第一處理信號進行平方運算並與該參考電壓進行相加而產生該第二處理信號。
5. 如請求項3所述之電源轉換器，其中該些運算信號包含一第一運算信號、一第二運算信號、一第三運算信號與一第四運算信號，其中該減法器將該輸出電壓減去該預 設負臨界值並相加該第二處理信號之一直流值而產生該第一運算信號，該減法器將該預設正臨界值相加該直流值並減去該輸出電壓以產生該第二運算信號，該減法器將該正漣波臨界值相加該直流值並減去該輸出電壓以產生該第三運算信號，該減法器將該輸出電壓減去該負漣波臨界值並相加該直流值以產生該第四運算信號，其中該控制器在該第二處理信號大於該第一運算信號與該第一處理信號大於該參考電壓時，或在該第二處理信號大於該第二運算信號與該第一處理信號小於該參考電壓時，產生該偵測信號，該控制器更在該第二處理信號大於該第四運算信號與該第一處理信號大於該參考電壓時，或在該第二處理信號大於該第三運算信號與該第一處理信號小於該參考電壓時產生該第一控制信號。
6. 一種控制方法，適用於一電源轉換器，該電源轉換器包含一電容，該電源轉換器用以將一輸入電壓對該電容充電而產生一輸出電壓至一負載電路，該控制方法包含：對一參考電壓、該輸出電壓、一預設負臨界值、一預設正臨界值、一正漣波臨界值與一負漣波臨界值進行計算而產生複數個運算信號；根據該些運算信號而判定該輸出電壓是否低於一負臨界電壓或高於一正臨界電壓，以將該電源轉換器操作於一磁滯模式；以及根據該些運算信號而判定該輸出電壓是否高於一負補 償電壓，以使該輸入電壓停止對該電容充電根據該些運算信號而判定該輸出電壓是否低於一正補償電壓，以使該輸入電壓繼續對該電容充電；以及在該輸出電壓處於一正漣波臨界值與一負漣波臨界值之間時，將該電源轉換器操作於一脈波寬度調變模式。
7. 如請求項6所述之控制方法，其中該電源轉換器根據一驅動信號而使該輸入電壓選擇性地對該電容充電，其中產生該些運算信號的步驟包含：對該輸出電壓進行微分並與一參考電壓相加而產生一第一處理信號；以及對該第一處理信號進行平方運算並與該參考電壓進行相加而產生一第二處理信號；將該輸出電壓減去該預設負臨界值並相加該第二處理信號之一直流值而產生該些運算信號中之一第一運算信號；將該預設正臨界值相加該直流值並減去該輸出電壓以產生該些運算信號中之一第二運算信號；將該正漣波臨界值相加該直流值並減去該輸出電壓以產生該些運算信號中之一第三運算信號；以及將該輸出電壓減去該負漣波臨界值並相加該直流值以產生該些運算信號中之一第四運算信號。
8. 如請求項7所述之控制方法，其中在該第二處理信 號大於該第一運算信號與該第一處理信號大於該參考電壓時，或在該第二處理信號大於該第二運算信號與該第一處理信號小於該參考電壓時，將該電源轉換器操作於該磁滯模式。
9. 如請求項7所述之控制方法，更包含：在該負載電路上之一負載電流產生變動時，將該電源轉換器維持操作於該磁滯模式一延遲時間。