CN111628648A - 具有比例积分（pi）控制补偿网络钳位的开关调节器 - Google Patents

具有比例积分（pi）控制补偿网络钳位的开关调节器 Download PDF

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Abstract

在负载瞬变或负载电流阶跃期间，可以将调节器电路的误差放大器暂时推动到饱和，并可以使补偿电容器放电。此外，本发明人已经认识到，在这种情况下，由于补偿电容器的缓慢充电引起的误差放大器的缓慢上升速率，瞬态响应性能会受到损害。通过使用各种技术，开关调节器电路可以包括比例积分(PI)补偿网络钳位电路，该钳位电路可以提供快速的系统瞬态响应和小静态电流，从而可以降低功耗。

Description

具有比例积分(PI)控制补偿网络钳位的开关调节器
相关申请的交叉引用
本申请要求2019年2月27日递交的申请号为16/287,887的美国申请的权益和优先权，其全部内容通过引用合并于此。
技术领域
本文件总体涉及但不限于开关模式功率转换器。
背景技术
即使在使用可能指定不当的输入电压源时，电压调节器也提供预定且基本恒定的输出电压。许多电子产品使用电压调节器将输入电压转换为可以高于或低于输入电压的经调节输出电压。因此，电压调节器可以同时用作电压转换器和电压稳定器。
存在两种主要类别的调节器，即线性调节器和开关调节器。例如，在线性调节器中，可以通过调节无源元件(例如，可变电阻器)以控制电流从电压源到负载的连续流动来调节输出电压。
另一方面，开关调节器实质上是DC-DC转换器，其通过接通和断开电流来控制输出电压而操作。开关调节器可以使用一个或多个开关装置以及电感器和电容器来存储能量并将能量转移到负载。这种调节器通过接通和断开开关元件来控制供应给负载的电压，从而调节以离散电流脉冲的形式传输通过电感器的功率的量。例如，电感器和电容器将所供应的电流脉冲转换成基本恒定的负载电流，从而调节负载电压。因此，可以基于指示输出电压和负载电流的反馈信号通过开关元件的开/关占空比调节来实现输出电压的调节。
发明内容
在负载瞬变或负载电流阶跃期间，可以将调节器电路的误差放大器暂时推动到饱和，并可以使补偿电容器放电。此外，本发明人已经认识到，在这种情况下，由于补偿电容器的缓慢充电引起的误差放大器的缓慢上升速率，瞬态响应性能会受到损害。通过使用本公开的各种技术，开关调节器电路可以包括比例积分(PI)补偿网络钳位电路，该钳位电路可以提供快速的系统瞬态响应和小静态电流，从而可以降低功耗。
在一些方面，本公开在于一种开关调节器电路，其用于将经调节电压下的电流供应给联接到负载的输出节点，所述开关调节器电路包含：功率级电路，其被配置为将所述电流供应给所述输出节点，所述功率级电路包括电感器和开关电路并且联接在输入节点和所述输出节点之间；误差放大器电路，其被配置为接收输出节点电压的表示并产生电流控制信号以通过控制电感器电流来将所述输出节点维持在所述经调节电压；补偿网络，其被联接到所述误差放大器电路的输出节点，所述补偿网络包括至少一个电阻器和至少一个电容器，所述至少一个电阻器联接在所述误差放大器电路的所述输出节点与控制节点之间，所述至少一个电容器联接在所述控制节点与地之间；钳位电路，其被联接到所述控制节点；以及控制电路，其被配置为接收所述电流控制信号并使用所述电流控制信号控制所述电感器电流。
在一些方面，本公开在于一种操作开关调节器电路以将经调节电压下的电流供应给联接到负载的输出节点的方法，所述方法包括：将所述电流供应给所述输出节点，所述功率级电路包括电感器和开关电路并且联接在输入节点和所述输出节点之间；接收输出节点电压的表示并产生电流控制信号以通过控制电感器电流来将所述输出节点维持在所述经调节电压；将补偿网络中的控制节点钳位到参考电压，所述补偿网络包括至少一个电阻器和至少一个电容器，所述至少一个电阻器联接在所述误差放大器电路的所述输出节点与所述控制节点之间，所述至少一个电容器联接在所述控制节点与地之间；以及使用所述电流控制信号控制所述电感器电流。
在一些方面，本公开在于一种用于将经调节电压下的电流供应给联接到负载的输出节点开关调节器电路，所述开关调节器电路包括：功率级电路，其被配置为将所述电流供应给所述输出节点，所述功率级电路包括电感器和开关电路并且联接在输入节点和所述输出节点之间；误差放大器电路，其被配置为接收输出节点电压的表示并产生电流控制信号以通过控制电感器电流来将所述输出节点维持在所述经调节电压；用于将补偿网络中的控制节点钳位到参考电压的装置，所述补偿网络包括至少一个电阻器和至少一个电容器，所述至少一个电阻器联接在所述误差放大器电路的所述输出节点与所述控制节点之间，所述至少一个电容器联接在所述控制节点与地之间；以及用于使所述用电流控制信号控制所述电感器电流的装置。
本综述旨在提供本专利申请的主题的概述。这并不旨在提供对本发明的排他或详尽的解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的进一步信息。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相同的数字可在不同的视图中描述类似的部件。具有不同字母后缀的相同数字可表示类似部件的不同示例。作为示例，附图通常以非限制方式说明本文件中讨论的各种实施例。
图1是DC/DC开关调节器电路的示例的示意图。
图2是描绘图1的电源的控制电压和峰值电感器电流之间的关系的曲线图。
图3示出了描绘图1的电源的波形的各种曲线图。
图4是DC/DC开关调节器电路的另一示例的示意图。
图5示出了描绘图4的电源的波形的各种曲线图。
图6是DC/DC开关调节器电路的另一示例的示意图。
图7示出了使用图6的开关调节器电路的第一实施方式描绘波形的各种曲线图。
图8示出了使用图6的开关调节器电路的第二实施方式描绘波形的各种曲线图。
图9是DC/DC开关调节器电路的另一示例的示意图。
图10是描绘图9的电源的比较器的输出与电压源之间的关系的曲线图。
图11示出了使用图9的开关调节器电路的第一实施方式描绘波形的各种曲线图。
图12示出了使用图9的开关调节器电路的第二实施方式描绘波形的各种曲线图。
具体实施方式
比例积分(PI)控制是一种反馈系统控制。在开关调节器电路中，PI补偿网络可以产生控制电压，该电压可以用于控制开关调节器中的电感器电流。PI补偿网络可以稳定和优化电源的闭环控制。本公开描述了在用于开关调节器电路的电压闭环控制中使用PI控制器补偿网络钳位电路的技术。
电压闭环控制可以包括误差放大器(EAMP)和PI补偿网络的组合。EAMP输出电流对应于实际输出电压与期望输出电压之间的差。EAMP输出电流可以流过PI补偿网络以产生控制电压，该控制电压可以用于控制开关调节器中的电感器电流。以这种方式，可以通过控制电感器电流来调节输出电压。
在负载瞬变或负载电流阶跃期间，可以将EAMP暂时推动到饱和，并可以使补偿电容器放电。此外，本发明人已经认识到，在这种情况下，由于补偿电容器的缓慢充电引起的EAMP的缓慢上升速率，瞬态响应性能会受到损害。通过使用本公开的各种技术，开关调节器电路可以包括PI补偿网络钳位电路，该电路可以通过提供快速系统瞬态响应和小静态电流来帮助提供对上述问题的解决方案，从而可以降低功耗。
图1是DC/DC开关调节器电路的示例的示意图。开关调节器电路115可以包括联接在输入节点VIN和输出节点VOUT之间的功率级10，例如升压开关模式电源。功率级10可以包括逻辑和驱动电路11，以控制包括一个或多个开关(诸如开关13，例如晶体管)的开关电路。功率级可以进一步包括电流感测元件15。可以基于电流感测元件15两端的电压降来测量通过电感器14的电感器电流IL1，该电压降使用电压放大器16来接收和放大。
电压放大器16可以产生表示电感器电流的输出电压VISENSE。如下所述，可以将输出电压VISENSE施加到比较器电路100，该比较器电路可以用于产生控制电感器电流的信号。以这种方式，第一反馈电路可以至少由电压放大器16和比较器100形成，以监测电感器电流并产生反馈信号VISENSE。
当逻辑和驱动电路11控制开关13闭合时，电感器电流IL1可以通过电感器14和开关13增加。当逻辑和驱动电路11控制开关13断开时，输入电压VIN使电感器电流IL1流过二极管12并流到联接到输出节点VOUT的负载，该输出节点为电容器20充电。负载22被表示为恒流源。
开关调节器115可以包括误差放大器(EAMP)电路40，该误差放大器电路被配置为接收输出电压VOUT的表示(诸如由电阻器30、32形成的分压器确定)。输出电压VOUT的表示在图1中示出为反馈电压VFB。以这种方式，第二反馈电路可以至少由电阻器30、32形成，以监测输出电压并产生反馈信号VFB。
EAMP 40可以被配置为接收并响应于反馈信号VFB，并产生输出电流IVC和控制电压VC(在本公开中也称为电流控制信号或电流控制信号电压)。EAMP 40的输出电流IVC对应于实际输出电压VOUT与期望的经调节输出电压VOUT_REG之间的差，该经调节输出电压可以由施加到EAMP 40的参考电压VREF设置。通过控制电感器电流，可以使用输出电流IVC将输出节点VOUT维持在经调节输出电压。
电流IVC流过比例积分(PI)补偿网络以产生控制电压VC，该网络可以包括用于比例补偿的电阻器50和用于积分补偿的电容器52。补偿网络可以稳定和优化开关调节器的闭环控制。
可以将控制电压VC(或电流控制信号)施加到至少包括比较器电路100和斜坡比较器电路90的控制电路。控制电路可以至少使用电流控制信号或控制电压VC来控制电感器电流(例如，峰值电感器电流)。
在一些示例配置中，可以将偏移电压VOFFSET1 70添加到控制电压VC，从而产生电压VC1，然后可以将该电压施加到比较器电路100。偏移电压VOFFSET1 70可以帮助确保误差放大器40的操作电压在其线性区域内并且避免饱和。
电压VISENSE表示电感器电流感测信号。在一些示例配置中，可以将偏移电压VOFFSET272添加到电压VISENSE，从而产生电压VISENSE1，然后可以将该电压施加到比较器电路100。比较器电路100可以将电压VC1与电感器电流感测信号VISENSE1和来自斜坡补偿电路90的斜坡补偿信号VSLOPE之和进行比较。以这种方式，可以将电压VISENSE1和VSLOPE之和的峰值调节到控制电压VC1，作为结果，可以通过控制电压VC控制峰值电感器电流IL1以产生期望的输出电压VOUT。
偏移电压VOFFSET2可以帮助确保控制电压VC1可以低于电压VISENSE1，即使电压VISENSE低至0伏(V)时。这可以允许当负载电流ILOAD很小或者甚至为零时，比较器100的复位输出为高，以在施加时钟信号CLK时将触发器电路110(例如，SR锁存器)的Q输出保持为低。在这些情况下，即使在施加时钟信号CLK时，联接到触发器电路110的Q输出的逻辑和驱动电路11也可以控制开关13保持断开，以防止过大的电流递送到输出节点，从而维持期望的输出电压VOUT。
开关调节器115可以进一步包括控制电压VC电压限制电路，该电路可以包括设备60。在一些示例实施方式中，控制电压VC电压限制电路可以包括电压源62，以将控制电压VC电压限制为最大控制电压VCMAX，从而限制峰值电感器电流IL1_PEAK。设备60可以是晶体管，诸如双极结型晶体管(BJT)(例如，PNP BJT)或者是场效应晶体管(FET)(例如，p型FET)。
图2是描绘图1的电源的控制电压和峰值电感器电流之间的关系的曲线图。x轴表示峰值电感器电流IL1_PEAK，并且y轴表示控制电压VC。如图2所示，偏移电压VCOFFSET电压等于峰值电感器电流达到零的VC值，并且最大控制电压VCMAX可以提供控制电压VC的上限。限制控制电压VC可以限制峰值电感器电流IL1_PEAK。
图3示出了描绘图1的电源的波形的各种曲线图。图3所示的波形是响应于如在120处所示在时间t1施加的负载电流阶跃ILOAD。
在时间t1之前，可能在输出节点VOUT处施加非常小的ILOAD电流(或没有ILOAD电流)。在这种情况下，如122处所示，由于先前的操作(诸如输出电压VOUT过冲事件)，输出电压VOUT可以保持在比经调节电压VOUT_REG稍高的值持续较长时间，并且几乎没有电流将输出电压VOUT下拉。因此，在时间t1之前，施加到EAMP的反馈电压VFB可以稍高于参考电压VREF。作为结果，控制电压VC被拉至0V，并且图1的电容器52两端的电压VCAP被放电到0V，如124处所示。
当在时间t1将大的ILOAD电流阶跃施加到输出节点VOUT上时，如120处所示，输出电压VOUT开始下降，如126处所示。在输出电压VOUT下降到VOUT_REG以下之后，由图1的EAMP 40输出的控制电流IVC开始增加，如128处所示。
控制电压VC在时间t2增加到VCOFFSET，如130处所示。偏移电压VCOFFSET等于峰值电感器电流达到零的VC值，如图2所示。控制电流IVC在时间t3增加到其饱和电流，如134处所示。控制电流IVC流过图1的电阻器50和电容器52。图1的电阻器50和电容器52两端的电压之和产生控制电压VC。电阻器50两端的电压降与控制电流IVC成比例。电容器52两端的电压降是控制电流IVC的积分，因此其逐渐被充电。
在时间t1和时间t3之间，控制电压VC的增加主要归因于电阻器50两端的电压降。在时间t3之后，由于控制电流IVC达到饱和，电阻器50两端的电压停止增加，并且控制电压VC的增加仅归因于电容器52两端的电压降。
控制电压VC在达到最大电压VCMAX时停止增加，如136处所示。在时间t2电压VC增加到高于偏移电压VCOFFSET之后，电感器电流IL1_PEAK开始跟随控制电压VC，如138处所示。随着电感器电流IL1_PEAK继续增加，越来越多的电流被递送到输出节点VOUT。最终，比负载所要求的负载电流ILOAD更多的电流递送到输出节点VOUT，并且输出电压VOUT开始恢复，如142处所示。
电压ΔVOUT是经调节输出电压VOUT_REG与最低输出电压VOUT之间的电压差，如144处所示。响应时间TRESPONSE是时间t1处负载电流阶跃ILOAD与时间t4处电压VOUT恢复到ΔVOUT的10％之内时的时间间隔。电压ΔVOUT和时间TRESPONSE是重要的参数，通过这些参数可以评估开关调节器电路的瞬态响应性能。
如146处所示，由于图1中的电容器50两端的电压VCAP从0V逐渐充电，控制电压VC的斜升大大减慢。图1所示的DC/DC转换器具有大电压ΔVOUT和时间TRESPONSE，因此瞬态响应性能较差。
图4是DC/DC开关调节器电路的另一示例的示意图。图4中类似于图1的部件的部件用相似的附图标记进行标记，并且为了简洁目的，将不再描述。
图4的开关调节器电路215的瞬态响应可以通过包括控制电压VC最小电压钳位电路来改进，该钳位电路可以包括晶体管255和电压源256。晶体管255可以是BJT晶体管(例如，NPN)或者FET(例如，n型)。如图4所示，控制电压VC最小电压钳位电路可以联接到EAMP40的输出节点。更特别地，在图4所示的示例配置中，BJT晶体管255的发射极可以联接到EAMP 40的输出节点。
图5示出了描绘图4的电源的波形的各种曲线图。图5所示的波形是响应于在时间t1施加的负载电流阶跃ILOAD，如220处所示。如222处所示，控制VC电压在时间t1被钳位到VCCLAMP。这样，与图1的开关调节器115(其中，控制电压VC需要从0V升高到VCOFFSET(如图3所示))相比，控制电压VC花费更少的时间在时间t2到达偏移电压VCOFFSET。作为结果，电压ΔVOUT和响应时间TRESPONSE比图1的开关调节器115小得多，瞬态响应性能得到改善。
然而，本发明人已经认识到图4的控制电压VC钳位可能存在缺点。作为示例，当控制电压VC被钳位到电压VCCLAMP时，EAMP 40试图将控制电压VC下拉，这会引起大的DC静态电流IVC_MAX。作为另一示例，应将电压VCCLAMP设置成比电压VCOFFSET低电压裕度的值(下面的公式(1))，帮助确保电压VC1足够低以将比较器100的复位输出保持为低，从而使开关13保持断开：
VCCLAMP<VCOFFSET+VMARGIN 公式(1)
电压裕度会使控制电压VC钳位不太有效果。
如以下关于图6和图9所描述的，本发明人已经认识到，包括PI控制器补偿网络钳位可以克服图1和图4的开关调节器电路的缺点，以提供快速的系统瞬态响应和小静态电流。
图6是DC/DC开关调节器电路的另一示例的示意图。图6中类似于图1和图4的部件的部件用相似的附图标记进行标记，并且为了简洁目的，将不再描述。图6的开关调节器电路315描绘了具有PI控制器补偿网络钳位电路(例如，单向钳位电路)的升压转换器。
EAMP 40的输出电流IVC对应于实际输出电压VOUT与期望输出电压VOUT_REG之间的差，该期望输出电压可以由施加到EAMP 40的参考电压VREF设置。EAMP 40的输出电流IVC流过PI补偿网络，该网络可包括用于比例补偿的至少一个电阻器50和用于积分补偿的至少一个电容器52，以产生控制电压VC。
电容器52的一个端子可以在控制节点357VCAP处联接电阻器50的端子。电容器52的另一端子例如可以连接到地。电阻器50的另一端子可以连接到控制电压节点VC 360。
PI补偿网络钳位电路可以包括晶体管355和参考电压源356。晶体管355可以是BJT(例如，NPN)或FET(例如，n型)。在图6所示的示例配置中，BJT晶体管355的发射极端子可以联接到控制节点357VCAP。在使用n型FET(未示出)的配置中，FET的源极端子可以联接到控制节点357VCAP。单向钳位电压VCLAMP是参考电压源356的电压减去晶体管355导通时的基极-发射极电压降。在本公开中，钳位电压VCLAMP也被称为参考电压。
PI补偿网络钳位电路允许当控制节点处的电压高于电压VCLAMP时控制节点357处的电压VCAP移动，但是当控制节点处的电压试图移动到低于电压VCLAMP的电压时，可以将电容器52钳位到电压VCLAMP。
因为仅电容器52两端的电压被钳位到钳位电压VCLAMP，所以流过电阻器50的电流IVC可以产生电压降以将控制电压VC降低到低于电压VCLAMP。因此，可以将电压VCLAMP设置成等于偏移电压VCOFFSET，而不被公式(1)限制，从而使钳位更加有效。
使用图6的PI补偿网络钳位方法的另一益处是，当电阻器50的电阻R足够大时，诸如基于下面的公式(2)，电阻器50可以将EAMP 40推动到饱和，导致DC待机或静态电流低于最大控制电压电流IVC_MAX：
R>VCLAMP/IVC_MAX 公式(2)
以这种方式，例如，当控制信号被拉动接地时，至少一个电阻器的电阻可以被配置为限制误差放大器的DC静态电流。
图7示出了使用图6的开关调节器电路的第一实施方式描绘波形的各种曲线图，其中，钳位电压VCLAMP设置成等于偏移电压VCOFFSET。图7所示的波形是响应于在时间t1施加的负载电流阶跃ILOAD，如320处所示。如322处所示，由于控制电压VC在时间t1被钳位到电压VCOFFSET，因此与图4的开关调节器电路215相比，控制电压VC花费较少的时间在时间t2到达偏移电压VCOFFSET。作为结果，电压ΔVOUT和响应时间TRESPONSE比图4的开关调节器215小得多，瞬态响应性能得到改善。另外，DC待机或静态电流低于图4的开关调节器215，从而降低了功耗。
在第一实施方式中，PI控制补偿网络钳位电压VCLAMP可以设置成等于峰值电感电流IL1_PEAK达到零时的控制电压VC值(电压VCOFFSET)。可以实现快速的瞬态响应，并且可以通过补偿电阻器50降低DC待机或静态电流。
图8示出了使用图6的开关调节器电路的第二实施方式描绘波形的各种曲线图。图8所示的波形是响应于在时间t1施加的负载电流阶跃ILOAD，如420处所示。在图6的开关调节器电路315的第二实施方式中，可以将电压VCLAMP设置成高于偏移电压VCOFFSET，如422处所示。可以使用电阻器50的电阻R、最大控制电压电流IVC_MAX和偏移电压VCOFFSET根据公式(3)确定可以设置的电压VCLAMP的最大值：
VCLAMP<VCOFFSET+(IVC_MAX·R) 公式(3)
基于公式(3)，参考电压可以被配置为设置成低于某一电压，在该电压下，电压VC仍然可以被拉到足够低，以在轻负载或零负载情况下通过误差放大器将电感器电流保持为零安培。
当电流控制信号电压低于钳位电压VCLAMP时，如公式(4)所示，图6的电源电路在比例控制下操作：
VC<VCLAMP 公式(4)
比例控制可以提供具有更高控制误差的快速瞬态响应。比例控制中的VOUTDC偏移可以通过公式(5)估计：
VOUT_OFFSET＝(VC-VCLAMP)/(R·gm)·(R1+R2)/R2 公式(5)
其中，gm是晶体管355的跨导，R1是电阻器30的电阻，R2是图6的电阻器32的电阻。
当电流控制信号电压VC高于钳位电压VCLAMP时，如公式(6)所示，图6的开关调节器电路在比例积分控制下操作：
VC>VCLAMP 公式(6)
在第二实施方式中，由于控制电压VC在时间t1被钳位到甚至高于偏移VCOFFSET的电压VCLAMP，因此与图7所示的第一实施方式相比，控制电压VC花费更少的时间在时间t2到达偏移电压VCOFFSET。作为结果，第二实施方式的电压ΔVOUT和响应时间TRESPONSE小于在时间t1将控制电压VC钳位到电压VCOFFSET的第一实施方式。另外，实现了期望的瞬态响应性能。基于公式(3)至(6)和图8，第二实施方式可以提供允许在瞬态响应速度和输出电压待机精度之间进行折衷的技术。
在第二实施方式中，当控制电压VC低于钳位电压时，图6的开关调节器电路315在比例控制下操作，这导致输出电压DC偏移。当控制电压VC高于钳位电压时，图6的开关调节器电路315在比例积分控制下操作，这不产生输出电压DC偏移。因为电压VCLAMP高，所以花费较少的时间对补偿电容器52充电，从而实现快速的瞬态响应。
图9是DC/DC开关调节器电路的另一示例的示意图。图9中类似于图1、图4和图6的部件的部件用相似的附图标记进行标记，并且为了简洁目的，将不再描述。图9的开关调节器电路415描绘了具有自适应PI控制器补偿网络钳位电路(例如，自适应单向钳位电路)的升压转换器。
EAMP 40的输出电流IVC对应于实际输出电压VOUT与期望输出电压VOUT_REG之间的差，该期望输出电压可以由施加到EAMP 40的参考电压VREF设置。EAMP 40的输出电流IVC流过PI补偿网络，该网络可包括用于比例补偿的至少一个电阻器50和用于积分补偿的至少一个电容器52，以产生控制电压VC。
电容器52的一个端子可以在控制节点457处联接到电阻器50的端子。电容器52的另一端子例如可以连接到地。电阻器50的另一端子可以连接到控制电压节点VC 460。
PI补偿网络钳位电路可以包括钳位晶体管455和参考电压源456。晶体管455可以是BJT(例如，NPN)或FET(例如，n型)。在图9所示的示例配置中，BJT晶体管455的发射极端子可以联接到控制节点457。在使用n型FET(未示出)的配置中，FET的源极端子可以联接到控制节点457。单向钳位电压VCLAMP是参考电压源456的电压V2减去晶体管455导通时的基极-发射极电压降。
与图6中的电路315相比，图9中所示的电路415包括比较器电路462以建立自适应PI补偿网络钳位。比较器462具有输入电压滞后。比较器462将控制电压VC(也称为电流控制信号)与另一参考电压VREF1(例如，阈值电压)进行比较，并产生逻辑信号V1。逻辑信号V1是可以调节包括晶体管455和电压源456的钳位电路的钳位控制信号。更具体地，逻辑信号V1被施加到电压源456以改变其输出电压V2，如图10所示。如果钳位控制信号处于第一逻辑电平，则比较器462可以产生钳位控制信号以禁用钳位电路，并且如果钳位控制信号处于第二逻辑电平，则比较器启用钳位电路。
参考电压VREF1(阈值电压)可以选择为等于或低于峰值电感器电流达到零安培时的控制电压VC值的值(电压VCOFFSET)。在时间t1，电压VC低于电压VREF1，并且比较器462将信号V1从逻辑低翻转为逻辑高，这指示电流ILOAD为零。电压V2被拉动到0V，这实际上禁用了PI补偿网络钳位。在时间t1之后，允许控制节点457的电压VCAP低于VCLAMP。作为结果，EAMP 40DC待机或静态电流进一步降低。在时间t2，电流ILOAD从零增加，导致输出电压VOUT减小。作为响应，控制电压VC增加。当控制VC高于电压VREF1时，比较器462将电压V1从逻辑高翻转为逻辑低。恢复电压V2，并再次激活PI补偿网络钳位。控制节点457的电压VCAP立即被拉动到VCLAMP，从而实现快速的瞬态响应。
图10是描绘图9的电源的比较器的输出与电压源之间的关系的曲线图。更特别地，图10描绘了图9中的比较器462的输出信号V1与图9中的电压源456的电压V2之间的关系。
图11示出了使用图9的开关调节器电路的第一实施方式描绘的波形的各种曲线图，其中，VCLAMP设置成等于偏移电压VCOFFSET。图11所示的波形是响应于在时间t1施加的负载电流阶跃ILOAD，如520处所示。PI控制补偿网络钳位在时间t1之前被禁用，这可以允许将控制节点电压457VCAP拉动到0V，从而产生非常小的电流IVC。EAMP DC待机或静态电流在时间t1之前被最小化。在时间t1，控制电压VC开始增加。当控制电压VC上升到高于参考电压VREF1时，PI控制补偿网络钳位被激活，控制节点457的电压VCAP立即被拉动到钳位电压VCLAMP，从而实现了快速的瞬态响应。
图12示出了使用图9的开关调节器电路的第二实施方式描绘波形的各种曲线图。图12所示的波形是响应于在时间t1施加的负载电流阶跃ILOAD，如620处所示。在图9的开关调节器电路415的第二实施方式中，钳位电压VCLAMP可以设置成高于偏移电压VCOFFSET，如622处所示。PI控制补偿网络钳位在时间t1之前被禁用，这可以允许将控制节点电压457VCAP拉动到0V，从而产生非常小的电流IVC。EAMP DC待机或静态电流在时间t1之前被最小化。在时间t1，控制电压VC开始增加。当控制电压VC上升到高于VREF1时，PI控制补偿网络钳位被激活，控制节点457的电压VCAP立即拉动到钳位电压VCLAMP，从而实现快速的瞬态响应。在PI控制补偿网络钳位被激活之后，图9的415的第二实施方式的操作实质上与图6的315的第二实施方式相同，因此可以应用公式(3)至(6)。电路415的第二实施方式实现比第一实施方式甚至更快的瞬态响应。第二实施方式可以提供一种允许在瞬态响应速度和输出电压待机精度之间进行折衷的技术。
注释
本文描述的每个非限制性方面或示例可以独立，或者可以与其他示例中的一个或多个以各种排列或组合进行组合。
以上详细描述包括对形成详细描述的一部分的附图的参考。附图通过说明方式示出了可以实践本发明的具体实施方式。这些实施例在本文也被称为“示例”。此类示例可以包括除了所示出或描述的元素之外的元素。然而，本发明人还考虑了仅提供示出或描述的那些元件的实施例。此外，本发明人还考虑了关于特定示例(或其一个或多个方面)或关于本文示出或描述的其他示例(或其一个或多个方面)使用示出或描述的那些元件(或其一个或多个方面)的任何组合或排列的示例。
在本文件与通过引用并入的任何文件之间的使用不一致的情况下，以本文件的用法为准。
在本文件中，如在专利文件中常见的那样，使用术语“一”或“一个”来包括一个或多于一个，这独立于“至少一个”或“一或多个”的任何其他示例或用法。在本文件中，除非另有指示，否则术语“或”用于指代非排他性的，例如“A或B”包括“A而不是B”、“B而不是A”以及“A和B”。在所附权利要求中，使用术语“包括(including)”和“其中(in which)”作为相应术语“包含(comprising)”和“其中(wherein)”的简明英语等同物。而且，在以下权利要求中，术语“包括”和“包含”是开放式的，即，包括除列在权利要求中的此类术语之后的那些元件之外的元件的系统、设备、物品、组成、配方或处理程序仍然被视为属于所述权利要求的范围。此外，在以下权利要求中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅被用作标签，而不旨在对其对象施加数字要求。
可至少部分地以机器或计算机实现本文描述的方法示例。一些示例可以包括用指令编码的计算机可读介质或机器可读介质，所述指令可操作来配置电子设备以执行如上述示例中描述的方法。此类方法的实现可以包括代码，诸如微码、汇编语言代码、高级语言代码等。此类代码可以包括用于执行各种方法的计算机可读指令。代码可以形成计算机程序产品的一部分。此外，代码可以有形地存储在一个或多个易失性、非暂时性或非易失性有形计算机可读介质上，诸如在执行期间或其他时间。这些有形计算机可读介质的示例可以包括但不限于硬盘、可移动磁盘、可移动光盘(例如，光盘和数字视频盘)、磁带、存储卡或记忆棒、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等。
以上描述意在说明而并非限制。例如，上述实施例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。诸如本领域一般技术人员在查看以上描述时可以使用其他实施例。提供摘要以符合37C.F.R.§1.72(b)，从而允许读者快速确定技术公内容开的性质。在提交时应理解，其不会被用来解释或限制权利要求的范围或含义。而且，在以上具体实施方式中，可以将各种特征组合在一起以简化本公开。这不应当被解释为意图是未主张保护的公开功能对于任何权利要求是必不可少的。相反，发明主题可能在于少于特定公开实施方式的所有特征。进一步地，在一个示例中，以下权利要求特此被结合到具体实施方式中作为示例或实施例，其中每个权利要求独立地作为单独的实施例，并且可以预期，此类实施例可以各种组合或排列彼此组合。因此，应参考所附权利要求以及此类权利要求的等同物的全部范围来确定本发明的范围。

Claims (20)

1.一种开关调节器电路，其用于将经调节电压下的电流供应给联接到负载的输出节点，所述开关调节器电路包含：
功率级电路，其被配置为将所述电流供应给所述输出节点，所述功率级电路包括电感器和开关电路并且联接在输入节点和所述输出节点之间；
误差放大器电路，其被配置为接收输出节点电压的表示并产生电流控制信号以通过控制电感器电流来将所述输出节点维持在所述经调节电压；
补偿网络，其被联接到所述误差放大器电路的输出节点，所述补偿网络包括至少一个电阻器和至少一个电容器，所述至少一个电阻器联接在所述误差放大器电路的所述输出节点与控制节点之间，所述至少一个电容器联接在所述控制节点与地之间；
钳位电路，其被联接到所述控制节点；以及
控制电路，其被配置为接收所述电流控制信号并使用所述电流控制信号控制所述电感器电流。
2.根据权利要求1所述的开关调节器电路，其中，所述钳位电路是单向的并且被配置为将所述控制节点的最小电压限制为参考电压。
3.根据权利要求2所述的开关调节器电路，其中，所述参考电压被配置为设置成等于将峰值电感器电流设置成零安培的所述电流控制信号的电压。
4.根据权利要求3所述的开关调节器电路，其中，所述至少一个电阻器的电阻被配置为当所述控制信号被拉动到地时限制所述误差放大器的DC静态电流。
5.根据权利要求2所述的开关调节器电路，其中，所述参考电压被配置为设置成等于将峰值电感器电流设置成大于零安培的所述电流控制信号的电压。
6.根据权利要求5所述的开关调节器电路，其中，当所述电流控制信号电压低于所述参考电压时，将所述补偿网络设置成比例(P)控制。
7.根据权利要求5所述的开关调节器电路，其中，当所述电流控制信号电压高于所述参考电压时，将所述补偿网络设置成比例积分(PI)控制。
8.根据权利要求5所述的开关调节器电路，其中，所述参考电压被配置为设置成低于某一电压，在所述某一电压下，仍然能够将所述电流控制信号拉动到足够低以在轻负载或零负载时通过所述误差放大器将所述电感器电流保持为零安培。
9.根据权利要求1所述的开关调节器电路，其进一步包括：
比较器，其具有输入滞后，所述比较器被配置为将所述电流控制信号与阈值电压进行比较，并产生钳位控制信号以调节所述钳位电路。
10.根据权利要求9所述的开关调节器电路，其中，所述阈值电压被配置为设置成等于将峰值电感器电流设置成零安培的所述电流控制信号的电压。
11.根据权利要求9所述的开关调节器电路，其中，所述阈值电压被配置为设置成低于将峰值电感器电流设置成零安培的所述电流控制信号的电压。
12.根据权利要求9所述的开关调节器电路，其中，所述比较器被配置为：如果所述钳位控制信号处于第一逻辑电平，则产生所述钳位控制信号以禁用所述钳位电路，并且如果所述钳位控制信号处于第二逻辑电平，则启用所述钳位电路。
13.一种操作开关调节器电路以将经调节电压下的电流供应给联接到负载的输出节点的方法，所述方法包括：
将所述电流供应给所述输出节点，所述功率级电路包括电感器和开关电路并且联接在输入节点和所述输出节点之间；
接收输出节点电压的表示并产生电流控制信号以通过控制电感器电流来将所述输出节点维持在所述经调节电压；
将补偿网络中的控制节点钳位到参考电压，所述补偿网络包括至少一个电阻器和至少一个电容器，所述至少一个电阻器联接在所述误差放大器电路的所述输出节点与所述控制节点之间，所述至少一个电容器联接在所述控制节点与地之间；以及
使用所述电流控制信号控制所述电感器电流。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，将所述补偿网络中的所述控制节点钳位到所述参考电压包括：使用单向钳位电路来钳位所述控制节点，所述方法进一步包含：
当所述控制节点处的电压高于所述参考电压时，允许所述控制节点处的电压移动；和
当所述控制节点处的电压试图移动到低于所述参考电压的电压时，将所述控制节点处的电压钳位到所述参考电压。
15.根据权利要求13所述的方法，其进一步包含：
将所述参考电压设置成等于将峰值电感器电流设置成零安培的所述电流控制信号的电压。
16.根据权利要求13所述的方法，其进一步包含：
将所述参考电压设置成等于将峰值电感器电流设置成大于零安培的所述电流控制信号的电压。
17.根据权利要求16所述的方法，其进一步包含：
当所述电流控制信号电压低于所述参考电压时，将所述补偿网络设置成比例(P)控制。
18.根据权利要求16所述的方法，其进一步包含：
当所述电流控制信号电压高于所述参考电压时，将所述补偿网络设置成比例积分(PI)控制。
19.一种用于将经调节电压下的电流供应给联接到负载的输出节点的开关调节器电路，所述开关调节器电路包含：
功率级电路，其被配置为将所述电流供应给所述输出节点，所述功率级电路包括电感器和开关电路并且联接在输入节点和所述输出节点之间；
误差放大器电路，其被配置为接收输出节点电压的表示并产生电流控制信号以通过控制电感器电流来将所述输出节点维持在所述经调节电压；
用于将补偿网络中的控制节点钳位到参考电压的装置，所述补偿网络包括至少一个电阻器和至少一个电容器，所述至少一个电阻器联接在所述误差放大器电路的所述输出节点与所述控制节点之间，所述至少一个电容器联接在所述控制节点与地之间；以及
用于使所述用电流控制信号控制所述电感器电流的装置。
20.根据权利要求19所述的开关调节器电路，其中，用于将所述补偿网络中的所述控制节点钳位到所述参考电压的所述装置包括：
用于当所述控制节点处的电压高于所述参考电压时允许所述控制节点处的电压移动的装置；和
用于当所述控制节点处的电压试图移动到低于所述参考电压的电压时将所述控制节点处的电压钳位到所述参考电压的装置。
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