IT8224025A1

IT8224025A1 - Metodo per provvedere la cancellazione di adattanento di eco-segnali nella trasmissione di informazioni digitali in duplex e apparecchiatura per la realizzazione di detto metodo

Info

Publication number: IT8224025A1
Application number: ITMI1982A024025A
Authority: IT
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1981-11-02
Filing date: 1982-11-02
Publication date: 1984-05-02
Also published as: DK306483A; WO1983001716A1; MY8600355A; EP0092570B1; AU9122282A; JPS58501850A; IT1153338B; MX152441A; YU244082A; FI74561B; NO157238C; BR8207953A; US4539674A; DK306483D0; SE426764B; EP0092570A1; KR840002785A; IE822605L; NO832420L; KR860002211B1

Description

DOCUMENTAZIONE

RILEGATA

Descrizione dell'invenzione avente per titolo:

"METODO. PER PROVVEDERE LA CANCELLAZIONE DI ADATTAMENTO DI ECO-SEGNALI NELLA TRASMISSIONE DI INFORMAZIONI DICITALI IN DUPLEX E APPARECCHIATU-RA PER LA REALIZZAZIONE DI DETTO METODO"

a nome: TELEFONANTIEBOLAGET LM ERICSSON a Stoccolma (Svezia) Inventori: Bengt Roland Carlqvist e Lars Tommy Edvard Svensson.

Depositata il: 2 - NOV. 1982

24025 nm*

RIASSUNTO

Metodo ed apparecchiatura, in un sistema di telecomunicazioni per la trasmissione di informazioni digitali in duplex su una coppia di conduttori di segnali, per regolare automaticamente un filtro di bilanciamento compreso in un circuito ad accoppiatore ibrido con

!

l'aiuto della calcellazione di adattamento di eco-segnali di modo che il trasmettitore locale dei dati non disturbi la ricezione locale dei dati, senza utilizzare alcuna particolare procedura di prova nell'iniziare detta cancellazione di adattamento degli eco-segnali. Si forma un segnale (? ) di controllo con l'aiuto del quale si fa in modo che K

l'unit? (KB) di correzione produca dei segnali per l'aggiornamento rapido dei paramenti di detto filtro (B) di bilanciamento, malgrado l'assenza di conoscenza riguardo il valore del segnale trasmesso dall'estremit? lontana dell'apparecchiatura all'istante iniziale, e malgrado il fatto che non si ottiene alcuna reazione tra la correzione di livello e l'adattamento del filtro. L'apparecchiatura comprende un quantificatore (Q) in cui viene quantificato un segnale ricevuto (r ) sottoposto a campionatura, ottenendosi un valore stimato (a ) di .K K dati inviato dalla estremit? lontana. Detto segnale esterno viene moltiplicato per un segnale di riferimento proveniente da una unit? di riferimento (V), il risultato essendo sottratto dal segnale ricevuto (r ) in modo da dar luogo a un segnale (e ) di errore. Il segno di

K K

detto segnale di errore viene correlato con il segnale stimato (? )

K

in un'unit? di correzione (KV) che calcola appunto una correzione {A V) da aggiungere al segnale di riferimento in modo da correggerlo. Il segno del segnale di errore (e ) viene anche aggiunto a detto segnale iv

stimato (a ) formando in questo modo detto segnale di controllo ( K oK,) che ? correlato con il vettore (b,) dei dati nell'unit? di correzione k

(KB) la quale calcola un valore di correzione (A c) che viene inviato all'entrata del filtro di bilanciamento onde correggere i paramenti del filtro.

???***???

La presente invenzione riguarda un metodo per provvedere alla cancellazione di adattamento di eco-segnali, nella trasmissione di informazioni digitali in duplex su una singola coppia di conduttori. La presente invenzione riguarda inoltre apparecchiature per la realizzazione di detto metodo.

In telefonia e nella tecnica di comunicazione dei dati, per impedire agli eco-segnali di influenzare la ricezione si provvede alla cancellazione di adattamento dei detti eco-segnali. Per esempio, in una linea ?m?dcm di dati a due conduttori, il trasmettitore in una delle direzioni a due conduttori c il ricevitore nell'altra di dette vi

direzioni, sono collegati alla linea a due fili attraverso un dispositivo d'accoppiamento ibrido, i dati (b ) essendo inviati dal trasmet-K

titore attraverso la linea ad un "modem" all'estremit? lontana, mentre per converso i dati (a ) vengono trasmessi dall'estremit?

K

remota al ricevitore locale "modem" attraverso la linea. A causa di deficienze dell'accoppiatore ibrido, ? inevitabile che una certa parte del flusso di dati (b ) passi attraverso esso dal trasmettitore

K

nel percorso del ricevitore, disturbando in questo modo la ricezione del flusso di dati (a,). Inoltre, segnali di disturbo si verificano k

sotto forma di eco-segnali provenienti dalla trasmissione locale, in corrispondenza dell'estremit? lontana, ma i segnali,di perdita attraverso l'accoppiatore sono quelli che dominano e che influenzano la ricezione in modo estremamente pesante. Questi segnali di perdita provenienti dal flusso locale (b ) di dati, i quali si verificano nel

K

rivelatore locale "modem" sotto forma di segnali di disturbo sono normalmente chiamati eco-segnali anche se non sono stati trasmessi attraverso la linea, riflessi e ritrasmessi al modem locale.

Allo scopo di ridurre l'effetto di detti eco-segnali, in base alla tecnica precedente si dispone un filtro di bilanciamento di tipo digitale, normalmente uri filtro di risposta a impulsi finiti (FIR) collegato ai canali di trasmissione e ricezione. Di conseguenza il compito del filtro di.bilanciamento consiste nel dar luogo a un segnale proveniente dal flusso di trasmissione dei dati, questo segnale venendo sottratto da quello che si verifica all'ingresso del rivelatore, dopo aver attraversato l'accoppiatore ibrido e che contiene segnali di perdita provenienti dal canale di trasmissione. Comunque, per regolare rapidamente 1 parametri del filtro di bilanciamento,

cio? per provvedere una rapida convergenza in detto filtro, ? richie?

sta una grande correlazione tra il segnale analogico in arrivo nel

percorso di ricezione (nel seguito indicato con w(t) h(t)) e il

flusso b dei dati trasmessi. In ogni caso la presenza del segnale k

remoto w(t) proveniente dal flusso (a ) di dati fa diminuire questa K

correlazione e la correlazione di cui sopra ? lenta.

Pertanto la rapida convergenza del filtro di bilanciamento

richiede che in qualche modo si riesca ad eliminare, quando si

calcola la regolazione dei parametri, il segnale analogico lontano

w(t). Un noto metodo di eliminazione o di cancellazione di w(t) <

consiste nell'assicurare l'esclusione del trasmettitore relativo al?

l'estremit? lontana durante un periodo di prova nel quale sia possibi?

le effettuare la regolazione del filtro di bilanciamento. A questo

punto la qualit? della trasmissione dipende interamente dal successo

col quale si ? ottenuto l'adattamento durante il periodo di prova. Il

quale deve essere reso relativamente lungo. Sarebbe meglio se w(t)

potesse essere sottratto dal segnale in arrivo w(t) h(t). Nella

trasmissione digitale, soltanto w(t) raggiunge un limitato numero di

valori d'ampiezza negli istanti di prova (se si trascura l'interferen?

za d1intersimbolo) . Pertanto, con l'aiuto di un quantificatore negli

istanti K di prova ? possibile fare una stima w(k) di w(t). Dal

momento che non si conosce, di norma, l'attenuazione dovuta al cavo,

per ottenere una buona stima occorre effettuare qualche forma di

regolazione automatica di livello. Sono stati descritti differenti RJMERO-STUDia CONSULENZA BREVETT? ?

sistemi con filtri di adattamento, di bilanciamento e regolazione di adattamento, di livello, per esempio, nel "Adaptive Echo Cancellations/AGC Structures for Two Wire, Full Duplex Data Transmission", Bell System Techn. Journal 58 No 7 del settembre 1979 le regolazioni di livello utilizzano la correlazione del segnale ricevuto con una stima a, di livello della sequenza di dati trasmessa dall'estremit? k

lontana. Comunque, in molti casi pratici il segnale di perdita h(t) ? molto pi? grande di w(t). Quando il segnale r(t) di equilibrio attraversa il quantificatore altamente non lineare incorporato nel ricevitore, ? possibile perdere tutte le informazioni relative a w(t) se il filtro di bilanciamento non ? regolato in modo corretto. In questi casi 'a risulta molto pi? correlata con b, che con a,. Questo k k k fatto ha come risultato pratico che l'adattamento del filtro di bilanciamento e l'adattamento di livello si contrastano l'un l'altro e cos? non ? possibile ottenere la convergenza.

Lo scopo della presente invenzione consiste nel provvedere uri metodo per regolare un filtro di bilanciamento di tipo digitale, per esempio un filtro incorporato in un modem di dati a convergenza rapida senza speciali periodi di prova e senza che sia necessario ricorrere a regolazioni di adattamento di livello.

Riassumendo, il metodo di cui alla presente invenzione consiste nel formare, partendo dal flusso di dati che comprende sia il segnale lontano w(t) che 1'eco-segnale h(t) in arrivo al modem dei segnali di correzione al filtro di bilanciamento solo quando il livello del flusso in arrivo supera un dato valore di riferimento di modo che il 6 FUMERO-STUDIC CCTNSEfllENZA BfEBIfETTP

filtro viene corretto solo quando il livello del segnale in arrivo supera il valore di riferimento. Cos? facendo ? come se si escludesse il segnale remoto, ottenendo la rapida convergenza del filtro di bilanciamento (se si prescinde da un errore residuo accettabile).

Pi? in dettaglio, la presente invenzione fornisce un metodo per provvedere la cancellazione di adattamento di eco-segnali in un sistema di telecomunicazioni per la trasmissione di informazioni digitali in duplex su un'unica coppia di conduttori, attraverso la regolazione di un filtro di bilanciamento di modo che il segnale locale di trasmissione non disturbi il segnale locale di ricezione, e senza utilizzare una particolare procedura di prova, un segnale che rappresenta valori parametri memorizzato in detto filtro di bilanciamento essendo sottratto dal segnale di ricezione, il segnale (r(t)) cos? ottenuto essendo sottoposto a campionatura e il segnale cos? trattato quantificato in modo da dar luogo ad un primo segnale che costituisce una stima del flusso di dati inviati dall'estremit? lontana e rappresentati da un segnale d? linea caratterizzato dal fatto che il segnale in arrivo sottoposto a campionatura, viene paragonato con un valore di riferimento sensibile a primo segnale detto valore di riferimento variando in funzione della comparazione, nonch? dal fatto che si fa convergere detto filtro di bilanciamento verso una data molteplicit? di parametri con gradini determinati dalla correlazione tra i simboli trasmessi e un valore derivato dal segnale sottoposto a campionatura, dal valore di riferimento e dal primo segnale.

7 fllMEBO-m oCONSULENZABREVETTI?mc?:

Si procede ora a descrivere la presente invenzione con riferimento ai disegni allegati in cui:

fig. 1 ? uno schema a blocchi di un modem di dati che utilizza il metodo della presente invenzione}

fig. 2 ? un diagramma in funzione del tempo di un segnale lontano 5

fig. 3 illustra in un diagramma in funzione del tempo, esempi di un flusso di dati binari trasmesso dall'estremit? remota, corrispondenti a un segnale bifase in codice e a un eco-segnale che va al lato ricevente del modem;

fig. 4 mostra in un diagramma dei valori scelti dall'eco-segnale di cui sopra;

fig. 5 ? un diagramma di valori scelti 1 dal segnale remoto in ricezione,

fig. 6 c fig. 7 sono dei diagrammi di valori scelti dall'eco-segnale e dal segnale lontano oppure remoto paragonati'con un livello variabile di riferimento; e

fig. 8 rappresenta uno schema a blocchi di una realizzazione preferita di un'apparecchiatura realizzata secondo la presente invenzione .

In fig. 1 viene illustrato il metodo su cui si basa la presente invenzione. Una sequenza di dati, b comprendente degli uno che si

K

alternano a degli zero, viene inviata da un sorgente di dati, non motrata, per esempio un centralino telefonico, ad un'unit? trasmittente S comprendente un convertitore in codice per trasformare il flusso FUMERO-STUDIO CONSULENZA 8REVETTI s.nx,

binario, b per esempio in segnali bifase s(t) (analogici) in codice, vedere fig. 3? L'unit? trasmittente S ? collegata a un dispositivo ibrido G d'accoppiamento di tipo noto, che porta fuori il segnale bifase s(t) in codice, su una linea L a due conduttori. L'apparecchiatura illustrata in fig. 1 pu? essere una parte di un modem per la trasmissione di dati, i dati in uscita essendo rappresentati dal flusso binario b . La sequenza di dati in arrivo al modem dalla k

estremit? remota della linea L viene indicata con a, ed ? trasmessa k

da detta estremit? remota sulla linea L nello stesso tempo in cui avviene la trasmissione della sequenza b dei dati dall'unit? trasinittende S all'estremit? remota attraverso la linea L. Nel caso in esam?, il flusso a proveniente dalla estremit? remota ha luogo come K

un segnale analogico w(t) (codificato bifase) in corrispondenza del terminale d'entrata dell'accoppiatore ibrido 6, che va alla linea L. Passando attraverso detto accoppiatore 6 si ha un eco-segnale aggiunto h(t) proveniente dal flusso s(t) bifase codificato, proveniente, a sua vota, dal trasmettitore S. In questo modo, i segnali s(t) ed h(t) risultano pesantemente correlati. Dopo la filtrazione nel filtro LP passabanda, all'ingresso di un circuito addizionatore Al si ottiene un segnale w(t) h(t). Allo scopo di inibire l'effetto dell'eco-segnale h(t), tra l'ingresso all'unit? trasmittente S e un ingresso meno di detto circuito addizionatore Al, ? collegato un filtro B di bilanciamento, pi? opportunamente un filtro FIR. Detto filtro B di bilanciamento invia un segnale y(t) al circuito addizionatore Al, inteso a compensare 1'eco-segnale h(t), cio? r(t) y(t) w(t) v rUffltKU-SIUDID CONSULENZA BREVETTI s.n.c.

h(t) R?' w(t) . Il segnale r(t) viene applicato al circuito di campionatura SH in modo da campionare il segnale r(t) in dati istanti t in modo da determinare la formazione del segnale r(k) = r(t, . . In k k) fig. 3 sono mostrati il flusso di dati b unitamente al corrispondente segnale bifase s(t) codificato dopo il trasmettitore S e il segnale di perdita h(t).

Il segnale h(t) proveniente dal segnale s(t) proveniente a sua volta dal trasmettitore ? fortemente correlato a questo segnale e, almeno all'inizio della trasmissione, ? molto pi? forte in corrispondenza dell'entrata al filtro passa banda LP di quanto non lo sia il segnale lontano w(t). Pertanto il filtro B di bilanciamento dovrebbe inviare una segnale y(t) che ? anche fortemente correlato con il segnale s(t). Secondo il diagramma di fig. 3j una volta campionato il segnale r(t) nell'apposito circuito SH, agli istanti t , t . . si Jl ^ ottengono i valori r(k) (k= 1, 2, . . N). Perch? si abbia un filtro B di bilanciamento regolato in modo corretto, i segnali d'ingresso r(k) al rivelatore Q devono essere indipendenti dalla sequenza di dati b^ trasmessa negli istanti di campionatura t , cio? y(t ).

K K

Il rivelatore Q ? un circuito quantificatore che, per semplicit?, in questa sede ? da considerare come comprendente un camparatore che decide se i valori di campionatura r(k) sono maggiori oppure minori di zero. La quantit? 'a che si ha in corrispondenza dell 'usci-

K

ta del quantificatore Q vale 1 se r(k)70 oppure -1 se r(k)^0 e da una valutazione dei dati a, inviati dall'estremit? remota.

k

Il blocco V ? un'unit? di riferimento in cui, sotto forma FUMERQ-STUDIO CONSULENZA BREVETTI s.n.o.

digitale viene immagazzinato un valore di riferimento. L'uscita di detta unit? ? collegata a un'entrata di un moltiplicatore M la cui altra entrata ? collegata all'uscita di detto quantizzatore Q. Un'entrata di un secondo circuito addizionatore A2 ? collegata all'uscita del moltiplicatore e l'altra entrata del secondo circuito addizionatore ? collcgata all'entrata del 'quantificatore Q. L'uscita del circuito addizionatore A2 ? collegata a un circuito SG che da luogo a segni. L'uscita da quest'ultimo ?, a sua volta, collegata a un terzo circuito addizionatore A3 e a un'entrata di un'unit? KV di correzione per correggere il valore di riferimento memorizzato nell'unit? di riferimento V. Detta unit? KV di correzione ? collegata attraverso la sua seconda entrata all'uscita del quantificatore Q e pu?, ad esempio, essere una unit? moltiplicatrice. Una terza entrata a detta unit? KV di correzione, collegata all'unit? di riferimento V viene alimentata dal valore di riferimento proveniente da questa unit? e il nuovo valore possibilmente corretto viene inviato all'unit? di riferimento V attraverso l'uscita di detta unit? di correlazione KV. I livelli di riferimento di detta unit? V di riferimento possono possibilmente controllare i livelli del quantificatore Q, come indicato dal collegamento tratteggiato.

Pertanto all'uscita di detto quantificatore Q si viene ad avere un valore stimato 'a (1 oppure -1) dei dati a trasmessi dall'estre-

K K

mit? lontana. Dopo la moltiplicazione per un valore v(k) di riferimen11 FUMER? - STUDIO CONSULENZA BREVETTI s.n.c.

to effettuata nel dispositivo M a ci? preposto, si ottiene, all'usci?

ta del circuito addizionatore ?2 un valore e, = r(k) - . v(k). Nel k k

caso in cui w(t) ? un segnale bifase modulato, 'a' = , 1, e quindi ? K

possibile ottenere di e,:

k

e = r(k)-v(k) per Ca = 1)

K K

e = r(k)+v(k) per Ca =-l)

K K

Il segno di si ottiene all'uscita del circuito SG c pu?

quindi essere 1. Il segno di detto segnale e di errore ? in K

correlazione con il valore^ nell'unit? KV che calcola una correziok

ne da aggiungere a v(k). Il segno di e, ottenuto all'uscita dell1uni- ,

K

t? SG denota se il valore di? * v(k) era maggiore oppure minore del

K

valore r(k). Il quale, a sua volta, sta ad indicare quanto il segnale

r(t) ricevuto si ? avvicinato al segnale ricevuto w(t) dopo aver

superato l'accoppiatore ibrido (addizione di h(t)) e dopo la sottra?

zione del segnale y(t) dal filtro di bilanciamento. Il segno di e si?

K

somma a 'aL nel c ircuito add i zionat ore A3 e vi ene inviat o , att raver s o k

una prima entrata a una seconda unit? di correzione KB per detto

filtro equilibratore B. A questa unit?, attraverso una seconda e una

terza entrata, vengono inoltre inviati il livello v(k) di riferimento

e i paramentri cj(k) del filtro di bilanciamento. A questo punto,

l'unit? KB di correzione calcola i nuovi parametri cj(k+l) di detto

filtro B che si hanno in corrispondenza dell'unit? collegata a

un'entrata di controllo di detto filtro stesso. La correlazione della

quantit? E , = sign e, a1, con il flusso b, dei dati viene FUMER? -SI li DIO CONSULENZA BREVET1I s.tu,

effettuata in detta unit? KB, la relazione esistente tra il valore stimato del segnale lontano w(t) rappresentato da sign e ^ e il K K

flusso b, dei dati trasmessi ? stabilita. Nel caso in cui l'unit? di k

correzione KB trova che le quantit? , e b. siano tra loro k k

correlate, cio? che esiste una relazione indesiderabile tra i dati l?, k ricevuti e il flusso b dei dati, allora i parametri cj del filtro di

K

bilanciamento verranno corretti in modo da ridurre questa correlazione. D'altro canto nel caso in cui le grandezze ??, e b, non sono k k correlate non esiste alcuna relazione tra ?a, e b,. Cosi il filtro di k k

bilanciamento pu? essere considerato come converso e le correzioni non cambiano in maniera apprezzabile la regolazione dei parametri cj.

Fig. 2 illustra la relazione esistente tra il segnale ricevuto r(k) di campionatura, il segnale remoto w(t) il livello v(k) di riferimento e il segnale e di errore. Agli istanti t si suppone, in K 1

un caso, che r(k) = r(k) e li = 1, e sar? quindi maggiore di zero

X K K

e il segno di e ? 1. Nell'altro caso, quando r(k) = r(k) <L.v(k),

K XX.

e ? minore di zero e il segno di e ? -1. Corrispondentemente si tro-K K

va che per/av1 = -1, e, . ? minore di zero quando r(k 1) = r (k k k 1

1) e e ? maggiore di zero quando r(k 1) = r(k 1) . Come verr? X K+1 XX descritto nel seguito, si ha una correzione del filtro di bilanciamento B quando e ? maggiore di zero e quando e, ? minore di zero.

K K 1

Come menzionato in precedenza, detto filtro B di bilanciamento ? del tipo FIR, cio? del tipo in cui il segnale in uscita, in ogni istante, dipende solamente da un numero limitato N di campioni del segnale di entrata, cio? della sequenza bR di dati. La fun2?one del fUMERU-SlUUIU bUJN?uuuMtH um-Mu, ..

filtro ? determinata dai suoi paramentri c . . c e da N valori 1 M

consecutivi del segnale d'entrata b . . b, ? il segnale di k-1 k-N+1

uscita (digitale) y^ = ?:cJbk-j? c y(t) ? il corrispondente segnale

analogico.

Come descritto con riferimento a fig. 8, il filtro di bilancia?

mento pu? anche essere un cosiddetto filtro memoria in cui vengono

appunto memorizzati i coefficienti cj per essere poi scelta da un

indirizzo j = a (b ). Il segnale digitale d'uscita y viene quindi ad le K

essere il coefficiente cj (k).

Si passa ora a descrivere in maniera dettagliata il procedimen?

to di cui alla presente invenzione, con riferimento alle figg. 4 a 7

che mostrano il caso di flusso b, di dati trasmessi dal trasmettitore k

S, costituito di 1' alternati e in cui viene aggiornato solo un

coefficiente c del filtro B. Se si suppone b = 1, h(t) secondo fig.

1 K

4 assume il valore b = 1 contemporaneamente dato che si assume che

il valore del flusso remoto di dati w(t) = 1. La correzione y(t) si

suppone uguale a zero. Pertanto r(k) sar? uguale a: w(k) h(k) = a

+ b = 2, secondo fig. 6 (a = 1, b = 1) un dato livello v(k) =

essendo pi? basso del valore di r(k). In tal caso ? = 1, 'a) . v(k) =

K K

V , e, = r, - V 0, il segno e = 1 e ? = 1+1 = 2. Dato che ? e o k k o k k '-"k b sono entrambi positivi, sar? calcolata una correzione positiva del K

coefficiente. Contemporaneamente l'unit? KV di correzione indica che

l'errore del livello di riferimento ? positivo e quindi bisogna

aumentare il livello di riferimento v(k). Facendo crescere il coeffi-

cientc c

1 fino a c

2 contemporaneamente alla crescita del livello di riferimento v(k), il valore r(k) = w(k) h(k) - y(k) si avviciner?

al nuovo livello v(k+l) di cui.a fig; 7 (b = 1, a - 1) e il filtro di

bilanciamento convincer? a convergere.

Se si suppone che i flussi a e b di dati sono tale che a = ?1 (a

K K

rappresenta i dati lontani) e b = 1 (rappresenta il segnale di

perdita h(t)),.allora secondo fig. 6 r(k) assume un valore minore di

v(k) = V . In tal caso: e = r(k) - V <.0, segno e = -1 ed ? = -1 o k o k k 1 - 0. Il fatto che il segnale di errore ? pi? piccolo di zero e che

?- = 0 implica che il livello di riferimento sar? accresciuto ma che k

il coefficiente e resta invariato. Per i casi a = 1, a = -1, b = -1

si ottiene rispettivamente che il livello di riferimento si riduce *

con il coefficiente c^ invariato e detto livello di riferimento

aumenta con il coefficiente c^ accresciuto. Riassumento, con il

metodo proposto, la situazione ? che se il valore assoluto dei valori

r(k) dei segnali ? maggiore di quello di un dato livello v(k) di

riferimento, entrambi i livelli di riferimento risultano aumentati e

il coefficiente c del filtro di bilanciamento viene variato, mentre

se / r(k) / ? pi? piccolo di v(k) si riduce solo il livello di

riferimento v(k). All'inizio della trasmissione, il segnale di perdi?

ta h(t) ? grande rispetto al segnale remoto (b = 1, a = 1 oppure b

= -1, a = -1) e il livello di riferimento aumenta contemporaneamente

all 'aumentare di c dando luogo a una riduzione di r(t) - y(t) w(t).

A questo punto il filtro di bilanciamento converge dipendentemente

dall'aumento del coefficiente c e di v(k) (il segnale e, di errore k

diventa sempre pi? piccolo). Una volta ottenuta la convergenza del - ^ - FUMERO-STUDIQ CONSULENZA BREVETTI WlA

filtro di bilanciamento, il segnale ricevuto rappresentato da r(t) = h(t) - y(t) w(t) ? molto vicino al segnale lontano se si fa eccezione di un errore residuo che dipende dal valore della lunghezza di avanzamento dei parametri c di detto filtro di bilanciamento. In questo modo ? stato cancellato l'effetto della convergenza del filtro di bilanciamento in funzione del segnale lontano e quindi anche il summenzionato problema della convergenza del filtro di bilanciamento.

Facendo riferimento a Fig. 8, si descrive ora un'apparecchiatura che mette in pratica il metodo proposto. In questa figura non si notano pi? il trasmettitore S, l'accoppiatore ibrido 6 e il filtro passa basso LP. Il segnale w(t) h(t) viene inviato dal filtro passa basso al circuito addizionatore Al la cui altra entrata riceve un segnale y(t) dall'uscita di un convertitore DAI digitale - analogico. Il segnale di uscita r(t) = w(t.) h(t) - y(t) viene campionato nel circuito SH e d? luogo a un segnale digitale r(k) (k = 1, 2 . . . N) in corrispondenza degli istanti di campionatura (intervallo di campionatura, T) e con ampiezza variabile, che va all'entrata di un quantificatore Q. Nel caso semplice illustrato, questo comprende un amplificatore operazionale, Q funzionante come comparatore, la sua entrata pi? essendo collegata al circuito di campionatura SH e la sua entrata meno al potenziale di. riferimento 0 (terra). In questo modo detto comparatore Q decide se i livelli dei segnali sotto campionatura sono maggiori oppuri minori di zero. Tale impiego di un quantificatore pu? essere possibile solo se devono essere rivelati solo due livelli del segnale in arrivo w(t) h(t). Pertanto il valore ^ di

K uscita da detto comparatore Q ? ancora 0 oppure 1.

L'apparecchiatura di cui alla presente invenzione comprende inoltre l'unit? di riferimento V, comprendente, ? sua volta, un'unit? di memoria indicata con MV, un convertitore digitale - analogico DA2 collegato all'uscita di detta unit? MV, un circuito addizionatore A4 c due circuiti moltiplicatori M3 e M4? Nell'unit?? MV di cui sopra viene memorizzato un valore di riferimento v(k) che viene utilizzato in entrambi i comparatori J1 e J2 una volta effettuata la sua trasformazione nel corrispondente valore analogico in detto convertitore. Il valore v(k) pu? essere aggiornato nella memoria MV attraverso un'entrata di scrittura collegata all'uscita del circuito addizio- , natore A4- Un'entrata di questo circuito A4 ? collegata all'uscita dell'unit? MV, mentre l'altra entrata ? collegata all'uscita del moltiplicatore ?4? Il moltiplicatore M3 collegato a un'entrata del moltiplicatore M4 .d? luogo a un valore v(k) che in alcune condizioni logiche, si presenta all'uscita del moltiplicatore M4 di cui sopra determinando cos? un nuovo valore v(k) da scrivere nella memoria MV.

I comparatori J1 e J2 sono ciascuno collegati con le loro entrate meno e pi? all'uscita del convertitore digitale - analogico DA2 e con le loro entrate pi? e meno all'uscita del circuito SH di campionatura in cui si verifica la quantit? r(k). Tra l'entrata pi? del comparatore J2 e il convertitore DA2 di cui sopra ? collegato un circuito invertitore II. Le uscite dai comparatori Q e J2 sono collegato a un circuito 01 di coincidenza con le entrate invertitricij l'uscita da detto circuito ? collegata a un'entrata di un circuitomiscelatore E1 la cui seconda entrata ? collegata al comparatore Jl. Detti comparatori J1 e J2 comparano quindi i valori campioni r(k) con il valore analogico v(k) e - v(k) rispettivamente, cio? decidono se i valori campioni r(k) sono maggiori di un livello positivo v(k) di riferimento oppure minori di un livello negativo -v(k) di riferimento. La logica 01, E1 assume di conseguenza uno stato corrispondente ai diversi casi che possono verificarsi (questo viene esaminato di seguito in dettaglio).

All'uscita del circuito misceltore E1 e del compartore Q ? collegato un circuito atto a determinare il segno, il quale comprende due piastre di coincidenza 02, 03, un circuito E2 esclusivo -miscelatore e tre commutatori controllabili K1 a K3 per inviare uno stato 1, 0 oppure -1 in risposta agli stati binari che si hanno in corrispondenza delle uscite delle rispettive piastre. Le uscite dei commutatori sono mutuamente collegate in modo da dar luogo all'uscita del circuito che dermina il s?gno. Questa uscita ? collegata a un'entrata di un primo moltiplicatore MI la cui seconda entrata ? collegata a un secondo moltiplicatore M2. In corrispondenza di un'entrata del moltiplicatore M2 si ha il valore v(k) proveniente dall'unit? MV di memoria dell'unit? di riferimento, mentre all'altra entrata, si ha un valore costanteo^(in forma digitale. Nel caso in cui il filtro B di bilanciamento ? .un filtro FIR di tipo convezionale contenente collegamenti di ritardo e moltiplicatori, le uscite della unit? K1 a K3 sono collegate a un'entrata di un moltiplicatore M5, la sua altra entrata ricevendo il flusso di dati b, (vedi fig. 2). In k

questo caso per? c'? un filtro memoria che viene descritto di

seguito. Un circuito addizionatore A5 ? collegato attraverso un'entra?

ta all'uscita del moltiplicatore MI e attraverso la sua altra entrata

all'uscita di una memoria CH per coefficienti contenuta nel filtro B

di bilanciamento di cui sopra. Il quale pu? comprendere un filtro FIR

che ? un filtro memoria di tipo noto.

Detto filtro B contiene un registro SB degli spostamenti con N

posizioni., un registro AE per gli indirizzi onde formare un indirizzo

dagli N valori in posizioni e una memoria CH per coefficienti. Il

registro SB degli spostamenti immagazzina i valori b^, b^ , b^

Questi valori danno luogo a una presentazione a (b ) intera. Nel K

registro AE degli indirizzi si forma un indirizzo J= a (b ) per J\ mettere in evidenza un dato coefficiente c . (k) contenuto in detta J

memoria CH per coefficienti. All'uscita del filtro di bilanciamento

si ottiene un numero di valori digitali c. i quali danno il segnale

y(t) attraverso il convertitore DAI. L'uscita del circuito addiziona?

tore A5 ? collegato a un'entrata della memoria CH per aggiornare i

coefficienti c;(k) a c. (k+1). Il segnale y(t) viene sommato al J J .

segnale analogico w(t) in arrivo del filtro passa basso in modo da

dar luogo al segnale r(t).

Si passa ora a descrivere pi? in dettaglio il funzionamento del?

l'apparecchiatura con riferimento al diagramma rispetto al tempo di

cui a fig. 3? Nella quale viene illustrato il flusso di dati binari

n) trasmessi da una data sorgente (centralino telefonico) all'unit? trasmettente S. La quale pu? comprendere un'unit? codificatrice di

tipo convenzionale che pu? convertire detto flusso di dati in codi?

ce bifase e in fig. 3 ? illustrato un corrispondente segnale analogi?

co s(t) codificato bifase. Come descritto in precedenza una parte del

segnale s(t) di cui sopra passa attraverso l'accoppiatore G e vien

addizionato come il segnale h(t), al segnale analogico w(t) bifase

codificato, in corrispondenza della linea L. Dopo aver effettuato la

campionatura del segnale r(t) = w(t) h(t) - y(t) si ottengono i

valori campione r(k). A questo punto i comparatori Q e Jl, J2 di cui

a fig. 8, decidono se questi valori campione sono pi? grandi oppure

pi? piccoli di zero e se i loro valori assoluti sono maggiori oppure

minori del livello di riferimento v(k). Se si suppone che ciascuno

dei comparatori Q e Jl, J2 dia 1 se il livello in corrispondenza

della associata entrata pi? ? pi? elevato di quello che si ha

all'entrata meno, e 0 se il livello ? pi? basso, ? possibile

preparare la seguente tabella.

II III IV

Entrata, r(k)j?-0 e r(k)J>0 e r(k)<_0 e r(k) <.0 e Quantificatore Q:

r(k) ^v(k) r(k)<_v(k) /r(k)/>/v(k) /r(k)/<r/v(k)/

Uscita(a,Ir)

Comparatore Q: 1

Uscita ,

piastra

miscelatrice E1

Uscita 8 ,=

segnale e 1 0 -1

k

Uscita circuito ai *v(k)?b c .(k) c .(k)- c .(k)

J J J

Addizionatore ?5 c.(k) - cf\ v(k) b

J k

Uscita circuito addizionatore A4 (/? l)v(k) v(k) (/6 l)v(k) v(k)

Uscita E3 1 0 1 0

Nei casi I e III della tabella di cui sopra, il valore r(k) del

segnale ? pi? grande di. quello del livello v(k) di riferimento,

risultando maggiorato di un valore (l+y4 ) v(k). Inoltre i parametri

c del filtro saranno corretti di un fattore c?{?v(k).

J

Nel caso I questo fattore sar? positivo, cio? i parametri

saranno accresciuti se b = 1 e negativi se b = -1, mentre nel caso K K III negativi se b, = 1 e positivi se b, = -1.

k k

nei casi II e IV il valore r(k) del segnale ? pi? piccolo di

quello del livello (v(k) di riferimento. Questo sar? quindi ridotto

del fattore (1 ) v(k). D'altro lato i parametri c^. del filtro non

vengono corretti in quanto 0 = 0.

K

Dopo la convergenza del fitro di bilanciamento rimane un

errore residuo le cui dimensioni sono proporzionali alla grandezza

delle lunghezze .di gradino impiegate per aggiornare i parametri

c.(k). Per livelli di segnali ricevuti r(k) pi? elevati, pu? essere

tollerato un errore residuo pi? elevato che nel caso di livelli di

segnali pi? bassi. Dato che il valore di riferimento v(k) rappresenta

una misura della forza del segnale r(k), ? possibile accelerare FUMERO-STUDIO CONSULENZA BREVETTI s.n.c.

ulteriormente la convergenza se si controlla attraverso un valore di riferimento la lunghezza del gradino. In fig. 1 ? stato riportato un collegamento tratteggiato tra le unit? V e Q, cio? la quantificazione dei valori r(k) campione in arrivo dipende dal livello di riferimento v(k). All'inizio della regolazione r(k) risulta tipicamente dominato dalla contribuzione proveniente dal trasmettitore locale S, cio? h(k). A questo punto il valore di riferimento v(k) si adatta ad un livello determinato dal campione h(k) e l'adattamento viene realizzato con grande lunghezza di gradino. Per gradi, man mano che continua la convergenza, r(k) diminuisce e cos? il valore di riferimento v(k) fino a quando il filtro B di bilanciamento non ha raggiunto la completa convergenza, se si fa eccezione per un accettabile errore residuo.

RIVENDICAZIONI

1) Metodo per provvedere la cancellazione di adattamento di eco-segnali in un sistema di telecomunicazioni per la trasmissione di informazioni digitali in duplex su un'unica coppia di conduttori, attraverso la regolazione di un filtro di bilanciamento di modo che il segnale locale di trasmissioni non disturbi il segnale locale di ricezione e senza utilizzare una particolare procedura, di prova, un segnale (y(t)) che rappresenta valori parametri (c^.(k)) memorizzato in detto filtro di bilanciamento essendo sottratto dal segnale di ricezione (w(t) h(t)), il segnale (r(t)) cos? ottenuto essendo sottoposto a campionatura e il segnale cos? trattato quantificato in modo da dar luogo a un primo segnale ) che costituisce una stima

K

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del flusso (a ) di dati inviato dall'estremit? lontana e rappresentali

ti da un segnale di linea (w(t)) caratterizzato dal fatto che il

segnale in arrivo (r(k)) sottoposto a campionatura, viene paragonato

con un valore di riferimento (a* ? v(k)) sensibile al primo segnale iv

(a ), detto valore di riferimento variando in funzione della comparak

zione, nonch? dal fatto che si.fa convergere detto filtro di bilancia?

mento verso una data molteplicit? di parametri (c.(k)) con gradini J

determinati dalla correzione tra i simboli (b,) trasmessi e un valore k

(S ,) derivato dal segnale (r(k)) sottoposto a campionatura, dal K

valore di riferimento (a * v(k)) e dal primo segnale (a!).

K K

2) Metodo come in 1) caratterizzato dal fatto che il

primo segnale (a!) viene moltiplicato per un livello {v(k)) di K

riferimento in modo da dar luogo a detto valore di riferimento (a .

v(k)) e che detto valore di riferimento viene sottratto dal valore

(r(k)) sottoposto a campionatura in modo da produrre un segnale di

errore, dal fatto che si forma un segnale simbolo per detto segnale

di. errore (e ) che viene correlato con il primo segnale di modo che K

il livello di riferimento (v(k)) viene cambiato con un dato valore

per cui il segnale di errore diminuisce, nonch? dal fatto che detto

segnale simbolo viene sommato al primo segnale (a ) per dar luogo al K

valore (?, ) derivato da detto primo segnale, detto valore (? )

K K

essendo correlato con i simboli (b,) dei dati trasmessi, il risultato

della correlazione determinando un segnale di controllo che va a

detto filtro di bilanciamento per correggere i suoi parametri (c.(k))

di modo che in presenza di correlazioni i parametri vengono cambiati per cambiare il valore di detto segnale (y(t)), mentre in assenza di

correlazione i parametri non vengono cambiati per cui risulta cancel?

lato l'effetto sulla convergenza di detto filtro di bilanciamento,

derivante da detto segnale di linea (w(t))-

3) Apparecchiatura atta a mettere in pratica il metodo come in

1) e 2), nel campo della trasmissione di. dati, in cui un?unit?

trasmettitrice (S) trasmette simboli b, codificati di dati e un k

rivelatore riceve simboli di dati su una linea duplex (L) proveniente

da un?estremit? lontana, un filtro di bilanciamento (B) essendo

collegato tra i percorsi di trasmissione e ricezione per sottrarre un

segnale (y(t)) da un segnale w(t) 'h(t) in arrivo da un accoppiatore

ibrido (G) di modo che il segnale d'entrata del rivelatore risulti

indipendente dai simboli b dei dati trasmessi, caratterizzato da

K

un'unit? (Q) di quantificazione collegata in corrispondenza del per?

corso di ricezione per valutare i simboli a dei dati trasmessi K

dall'estremit? remota sulla connessione duplex, un'unit? memoria (v)

per memorizzare in forma digitale un livello v(k) di riferimento, una

prima unit? moltiplicatrice (M) per moltiplicare il valore stimatoAa^

per detto livello v(k) di riferimento un primo circuito addizionatore

(?2) per dar luogo a un segnale di errore e che d? la differenza tra K

il segnale r(k) sottoposto a campionatura applicato all'unit? (Q) di

quantificazione e detto livello di riferimento, un circuito (SG) per

la formazione dei segni, il quale serve appunto per dar luogo al

segno di detto segnale di errore e , un secondo circuito addizionato-

re (A3) per formare un valore ? k dal segno del segnale di errore e

Claims

il valore valutato oppure stimato a , una prima unit? di correzione K

(K V) per detta unit? (V) di memoria in modo da dar luogo a un valore /$ ' v(k) di correzione a detto livello di riferimento nel caso in cui detto segnale di errore indica che il valore stimato superi detto livello di riferimento, una seconda unit? {K B) di correzione per detto filtro (B) di bilanciamento onde produrre i valori corretti mediante correlazione con il valore ottenuto da detta seconda unit? addizionatrice (A3) e i simboli b, dei dati inviati dall'unit? k

trasmettitrice per i parametri c.(k) del filtro di bilanciamento, che determinano dai simboli trasmessi b, dei dati, il valore di detto k

segnale y(t) perch? venga sottratto dal segnale in arrivo,

ac/

?

*

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