JPH0683114B2 - エコ−キヤンセラ - Google Patents
エコ−キヤンセラInfo
- Publication number
- JPH0683114B2 JPH0683114B2 JP4716685A JP4716685A JPH0683114B2 JP H0683114 B2 JPH0683114 B2 JP H0683114B2 JP 4716685 A JP4716685 A JP 4716685A JP 4716685 A JP4716685 A JP 4716685A JP H0683114 B2 JPH0683114 B2 JP H0683114B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- filter
- register
- input signal
- linear prediction
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電話回線の２線式回線と４線式回線の回線変
換器のインピーダンス不整合により発生し、通話品質を
劣化させる原因となるエコー信号を消去するエコーキャ
ンセラに関するものである。
換器のインピーダンス不整合により発生し、通話品質を
劣化させる原因となるエコー信号を消去するエコーキャ
ンセラに関するものである。
従来の技術 近年、衛星通信システム等の長距離電話回線システムの
発展に伴い、前記システムで発生するエコー信号を通話
品質を劣化させることなく消去するエコーキャンセラが
注目され、半導体集積回路技術の進歩とあいまって実用
化の段階を迎えつつある。
発展に伴い、前記システムで発生するエコー信号を通話
品質を劣化させることなく消去するエコーキャンセラが
注目され、半導体集積回路技術の進歩とあいまって実用
化の段階を迎えつつある。
従来、エコーキャンセラのエコーパスの適応推定アルゴ
リズムとして、学習同定法に基くものが広くもちいられ
てきた。
リズムとして、学習同定法に基くものが広くもちいられ
てきた。
学習同定法に基くエコーキャンセラでは、白色雑音信号
のような相関性のない信号を入力した時は、良好な収束
特性を得ることができるが、音声信号のような強い相関
性を有する信号を入力した場合には、収束時間が長くな
るという問題点があった。例えば、板倉，西川，学習同
定法を用いたエコーキャンセラのエコー打消特性につい
て信学論（Ａ）Vol J60−A,No.11P.1015（Nov 1977） このような問題点を、演算量あるいはメモリ量をほとん
ど増加することなく、解決するエコーキャンセラとして
同一発明者が既に下記のエコーキャンセラを出願してい
る。
のような相関性のない信号を入力した時は、良好な収束
特性を得ることができるが、音声信号のような強い相関
性を有する信号を入力した場合には、収束時間が長くな
るという問題点があった。例えば、板倉，西川，学習同
定法を用いたエコーキャンセラのエコー打消特性につい
て信学論（Ａ）Vol J60−A,No.11P.1015（Nov 1977） このような問題点を、演算量あるいはメモリ量をほとん
ど増加することなく、解決するエコーキャンセラとして
同一発明者が既に下記のエコーキャンセラを出願してい
る。
以下図面を参照しながら、上述したエコーキャンセルに
ついて説明する。
ついて説明する。
第11図は上述したエコーキャンセラの構成図を示すもの
である。第11図において、45は受信側入力端子、46は受
信側出力端子、47は送信側入力端子、48は送信側出力端
子、49は予測係数算出器、50は第１の予測器、51は第１
の減算器、52は第１のレジスタ、53は第２の予測器、54
は第２の減算器、55は第２のレジスタ、56はたたみ込み
演算器、57は第３の減算器、58は修正器、59は第３は予
測器、60は加算器である。
である。第11図において、45は受信側入力端子、46は受
信側出力端子、47は送信側入力端子、48は送信側出力端
子、49は予測係数算出器、50は第１の予測器、51は第１
の減算器、52は第１のレジスタ、53は第２の予測器、54
は第２の減算器、55は第２のレジスタ、56はたたみ込み
演算器、57は第３の減算器、58は修正器、59は第３は予
測器、60は加算器である。
以上のように構成されたエコーキャンセラについて、以
下その動作を説明する。
下その動作を説明する。
なお、以下の説明では、エコーキャンセラ内部の信号は
時間に関してサンプリングされた離散的時間信号として
取扱うが、そのために必要なサンプラ及びホールド回路
については、周知のことであり、以下の説明では省略す
る。
時間に関してサンプリングされた離散的時間信号として
取扱うが、そのために必要なサンプラ及びホールド回路
については、周知のことであり、以下の説明では省略す
る。
今、時刻ｊにおける受信側入力信号をxj、送信側入力信
号をyj、送信側出力信号をejとする。また、時刻ｊにお
けるエコーパスの推定インパルス応答 を（１）式で表わすことにする。
号をyj、送信側出力信号をejとする。また、時刻ｊにお
けるエコーパスの推定インパルス応答 を（１）式で表わすことにする。
ここで、Ｎはインパルス応答のサンプル数を表わし、′
の記号はベクトルの転置を表わす。
の記号はベクトルの転置を表わす。
定められた時間長の受信側入力信号が入力されると、予
測係数算出器49では、前記受信側入力信号をＭ次の線形
予測モデルの出力信号とみなしてその線形予測係数ai
（ｉ＝1,2,……,M）を求める。線形予測係数を求めるア
ルゴリズムは、例えばDurbinの方法による。線形予測係
数算出器49では、線形予測係数を算出した後、前記線形
予測係数をもちいて線形予測フィルタを構成した時の安
定性判定を行ない、不安定と判定された場合には線形予
測係数の値を安定な値に切り替える。線形予測フィルタ
を安定に動作させるためには、すべての極がｚ平面上で
単位円内に存在しなければならない。したがってすべて
の極が単位円内に存在するように線形予測係数の値を制
限することにより、線形予測フィルタの安定動作を確保
する。たとえばＭ＝２の場合、第12図に示す三角形の領
域の内部にa1,a2の値が存在すれば、線形予測フィルタ
は安定に動作する。反対にa1,a2の値が前記領域の外部
に存在する場合には、a1,a2の値を強制的に前記領域の
内部の値に切り替えることにより安定動作を確保する。
測係数算出器49では、前記受信側入力信号をＭ次の線形
予測モデルの出力信号とみなしてその線形予測係数ai
（ｉ＝1,2,……,M）を求める。線形予測係数を求めるア
ルゴリズムは、例えばDurbinの方法による。線形予測係
数算出器49では、線形予測係数を算出した後、前記線形
予測係数をもちいて線形予測フィルタを構成した時の安
定性判定を行ない、不安定と判定された場合には線形予
測係数の値を安定な値に切り替える。線形予測フィルタ
を安定に動作させるためには、すべての極がｚ平面上で
単位円内に存在しなければならない。したがってすべて
の極が単位円内に存在するように線形予測係数の値を制
限することにより、線形予測フィルタの安定動作を確保
する。たとえばＭ＝２の場合、第12図に示す三角形の領
域の内部にa1,a2の値が存在すれば、線形予測フィルタ
は安定に動作する。反対にa1,a2の値が前記領域の外部
に存在する場合には、a1,a2の値を強制的に前記領域の
内部の値に切り替えることにより安定動作を確保する。
第１の予測器50では、以上のようにして求められた線形
予測係数と受信側入力信号とをもちいて（２）式にした
がって受信側入力信号の予測値▲ｘp j▼を作成する。
予測係数と受信側入力信号とをもちいて（２）式にした
がって受信側入力信号の予測値▲ｘp j▼を作成する。
第１の減算器51では、（３）式に示すように受信側入力
信号から受信側入力信号の予測値を差し引くことにより
受信側入力信号の残差信号ｊを作成する。
信号から受信側入力信号の予測値を差し引くことにより
受信側入力信号の残差信号ｊを作成する。
ｊ＝xj−▲ｘp j▼ ………（３） 第１のレジスタ52では、以上のようにして求められた受
信側入力信号の残差信号の信号列ｊを（４）式に示す
形で記憶する。
信側入力信号の残差信号の信号列ｊを（４）式に示す
形で記憶する。
ｊ＝（j,j-1,………，j-(N-1)）′ …（４） 第２の予測器53では、予測係数算出器49で算出器49で算
出した線形予測係数と送信側入力信号とをもちいて
（５）式にしたがって送信側入力信号の予測値▲ｙp j▼
を作成し、また、第２の減算器54では、（６）式に示す
ように送信側入力信号から送信側入力信号の予測値を差
し引くことにより送信側入力信号の残差信号ｊを作成
する。
出した線形予測係数と送信側入力信号とをもちいて
（５）式にしたがって送信側入力信号の予測値▲ｙp j▼
を作成し、また、第２の減算器54では、（６）式に示す
ように送信側入力信号から送信側入力信号の予測値を差
し引くことにより送信側入力信号の残差信号ｊを作成
する。
次に、前記第１のレジスタ52の内容と、エコーパスの推
定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している第
２のレジスタ55の内容とを、たたみ込み演算器56を使っ
て（７）式に示すようにたたみ込み、エコー信号の残差
信号の推定値ｊを作成する。
定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している第
２のレジスタ55の内容とを、たたみ込み演算器56を使っ
て（７）式に示すようにたたみ込み、エコー信号の残差
信号の推定値ｊを作成する。
第３の減算器57では、（８）式に示すように前記送信側
入力信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推
定値を差し引くことにより送信側出力信号の残差信号
ｊを作成する。
入力信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推
定値を差し引くことにより送信側出力信号の残差信号
ｊを作成する。
修正器58では、（９）式に示す学習同定法のアルゴリズ
ムにしたがって、第１のレジスタ52と第２のレジスタ55
の内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて第
２のレジスタ55の内容を修正して推定インパルス応答を
逐次修正する。（９）式でαは０＜α＜２の手数であ
り、 のユークリッドノルムを表わす。
ムにしたがって、第１のレジスタ52と第２のレジスタ55
の内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて第
２のレジスタ55の内容を修正して推定インパルス応答を
逐次修正する。（９）式でαは０＜α＜２の手数であ
り、 のユークリッドノルムを表わす。
第３の予測器59では、予測係数算出器49で求めた線形予
測係数と送信側出力信号とをもちいて（10）式に示すよ
うにして送信側出力信号の予測値▲ｅp j▼を作成し、ま
た、加算器60では、（11）式に示すように送信側出力信
号の残差信号と送信側出力信号の予測値を加え合わせる
ことにより送信側出力信号を作成する。
測係数と送信側出力信号とをもちいて（10）式に示すよ
うにして送信側出力信号の予測値▲ｅp j▼を作成し、ま
た、加算器60では、（11）式に示すように送信側出力信
号の残差信号と送信側出力信号の予測値を加え合わせる
ことにより送信側出力信号を作成する。
第１の予測器50と第１の減算器51、及び第２の予測器53
と第２の減算器54はそれぞれ線形予測逆フィルタを構成
しており、第３の予測器59と加算器60は線形予測フィル
タを構成している。
と第２の減算器54はそれぞれ線形予測逆フィルタを構成
しており、第３の予測器59と加算器60は線形予測フィル
タを構成している。
以上のように第11図に示す構成のエコーキャンセラによ
れば、線形予測モデルに基く受信側入力信号の相関性を
軽減する手段を設けることにより、音声信号のような強
い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束
特性を示すエコーキャンセラを演算量をほとんど増加さ
せることなく提供することができる。
れば、線形予測モデルに基く受信側入力信号の相関性を
軽減する手段を設けることにより、音声信号のような強
い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束
特性を示すエコーキャンセラを演算量をほとんど増加さ
せることなく提供することができる。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような従来の構成では、ハードウェ
ア化に際して次のような問題点を有していた。
ア化に際して次のような問題点を有していた。
すなわち、従来の構成では線形予測フィルタの安定性判
定が、特に高次の予測を行なう場合複雑になるという問
題点があった。
定が、特に高次の予測を行なう場合複雑になるという問
題点があった。
また、線形予測係数の量子化精度、あるいは線形予測係
数を算出するための演算の演算精度等の語長を十分大き
くとらないと動作が不安定となり、発振することがあっ
た。
数を算出するための演算の演算精度等の語長を十分大き
くとらないと動作が不安定となり、発振することがあっ
た。
本発明は上記問題点に鑑み、線形予測フィルタの安定性
判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安定に
動作し、ハードウェア化が容易なエコーキャンセラを提
供するものである。
判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安定に
動作し、ハードウェア化が容易なエコーキャンセラを提
供するものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のエコーキャンセラ
は、受信側入力信号を線形予測モデルの出力信号とみな
してそのPARCOR係数を求めるPARCOR係数算出器と、前記
受信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちいて前記受信
側入力信号に含まれる相関を除去し受信側入力信号の残
差信号を作成する第１の線形予測逆フィルタと、前記受
信側入力信号の残差信号を記憶する第１のレジスタと、
送信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちいて送信側入
力信号の残差信号を作成する第２の線形予測逆フィルタ
と、エコーパスの推定インパルス応答を記憶する第２の
レジスタと、前記第１のレジスタと前記第２のレジスタ
の内容をたたみ込みエコー信号の残差信号の推定値を作
成するたたみ込み演算器と、前記送信側入力信号の残差
信号から前記エコー信号の残差信号の推定値を差し引く
ことにより送信側出力信号の残差信号を作成する減算器
と、前記第１のレジスタと前記第２のレジスタの内容と
前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて前記第２の
レジスタの内容を修正して前記推定インパルス応答を逐
次修正する修正器と、前記送信側出力信号の残差信号と
前記PARCOR係数とをもちいて前記送信側出力信号の残差
信号に相関を付与し送信側出力信号を作成する線形予測
フィルタとから構成され、あるいは前記構成に、前記第
１の線形予測逆フィルタの直前に第１のプリエンファシ
スフィルタ、前記第２の線形予測逆フィルタの直前に第
２のプリエンファシスフィルタ、前記線形フィルタの直
後にデエンファシスフィルタをそれぞれ付加したものと
から構成されている。
は、受信側入力信号を線形予測モデルの出力信号とみな
してそのPARCOR係数を求めるPARCOR係数算出器と、前記
受信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちいて前記受信
側入力信号に含まれる相関を除去し受信側入力信号の残
差信号を作成する第１の線形予測逆フィルタと、前記受
信側入力信号の残差信号を記憶する第１のレジスタと、
送信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちいて送信側入
力信号の残差信号を作成する第２の線形予測逆フィルタ
と、エコーパスの推定インパルス応答を記憶する第２の
レジスタと、前記第１のレジスタと前記第２のレジスタ
の内容をたたみ込みエコー信号の残差信号の推定値を作
成するたたみ込み演算器と、前記送信側入力信号の残差
信号から前記エコー信号の残差信号の推定値を差し引く
ことにより送信側出力信号の残差信号を作成する減算器
と、前記第１のレジスタと前記第２のレジスタの内容と
前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて前記第２の
レジスタの内容を修正して前記推定インパルス応答を逐
次修正する修正器と、前記送信側出力信号の残差信号と
前記PARCOR係数とをもちいて前記送信側出力信号の残差
信号に相関を付与し送信側出力信号を作成する線形予測
フィルタとから構成され、あるいは前記構成に、前記第
１の線形予測逆フィルタの直前に第１のプリエンファシ
スフィルタ、前記第２の線形予測逆フィルタの直前に第
２のプリエンファシスフィルタ、前記線形フィルタの直
後にデエンファシスフィルタをそれぞれ付加したものと
から構成されている。
作用 本発明は上記した構成によって、線形予測フィルタの安
定性判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安
定に動作するエコーキャンセラを提供することができ
る。
定性判定が容易で、またより少ないビット数の語長で安
定に動作するエコーキャンセラを提供することができ
る。
すなわち、線形予測フィルタの安定性は、PARCOR係数算
出器ですべてのPARCOR係数ki（ｉ＝1,2,……,M）を|ki|
＜１を満足させることによって容易に保証することがで
きる。
出器ですべてのPARCOR係数ki（ｉ＝1,2,……,M）を|ki|
＜１を満足させることによって容易に保証することがで
きる。
また、線形予測フィルタにPARCOR係数をもちいたもので
は線形予測係数をもちいたものと比較してより少ないビ
ット数の語長で安定に動作させることができる。
は線形予測係数をもちいたものと比較してより少ないビ
ット数の語長で安定に動作させることができる。
プリエンファシスフィルタ及びデエンファシスフィルタ
を備えたものでは、PARCOR係数の算出を行なう前に受信
側入力信号をプリエンファシスフィルタを通すことによ
って前記受信側入力信号のスペクトル概形を平坦化する
ことができ、プリエンファシスフィルタをもちいない場
合と比較してPARCOR係数算出器内部の演算精度を３ビッ
トから４ビット減少させることができる。
を備えたものでは、PARCOR係数の算出を行なう前に受信
側入力信号をプリエンファシスフィルタを通すことによ
って前記受信側入力信号のスペクトル概形を平坦化する
ことができ、プリエンファシスフィルタをもちいない場
合と比較してPARCOR係数算出器内部の演算精度を３ビッ
トから４ビット減少させることができる。
実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明の第１の実施例におけるエコーキャンセ
ラの構成図を示すものである。第１図において、１は受
信側入力端子、２は受信側出力端子、３は送信側入力端
子、４は送信側出力端子、５はPARCOR係数算出器、６は
第１の線形予測逆フィルタ、７は第１のレジスタ、８は
第２の線形予測逆フィルタ、９は第２のレジスタ、10は
たたみ込み演算器、11は減算器、12は修正器、13は線形
予測フィルタである。
ラの構成図を示すものである。第１図において、１は受
信側入力端子、２は受信側出力端子、３は送信側入力端
子、４は送信側出力端子、５はPARCOR係数算出器、６は
第１の線形予測逆フィルタ、７は第１のレジスタ、８は
第２の線形予測逆フィルタ、９は第２のレジスタ、10は
たたみ込み演算器、11は減算器、12は修正器、13は線形
予測フィルタである。
以上のように構成されたエコーキャンセラについて、以
下その動作を説明する。
下その動作を説明する。
まず、受信側入力信号が入力されると、PARCOR係数算出
器５では、前記受信側入力信号をＭ次の線形予測モデル
の出力信号とみなしてそのPARCOR係数ki（ｉ＝1,2,…
…,M）を求める。PARCOR係数を求めるアルゴリズムとし
ては、Durbinの方法、Le Rouxの方法、板倉の変形格子
法等が知られているが、本実施例ではこれらの方法のう
ち必要なメモリ量が最も少ないという点でハードウェア
化に適した変形格子法による。
器５では、前記受信側入力信号をＭ次の線形予測モデル
の出力信号とみなしてそのPARCOR係数ki（ｉ＝1,2,…
…,M）を求める。PARCOR係数を求めるアルゴリズムとし
ては、Durbinの方法、Le Rouxの方法、板倉の変形格子
法等が知られているが、本実施例ではこれらの方法のう
ち必要なメモリ量が最も少ないという点でハードウェア
化に適した変形格子法による。
変形格子法ではPARCOR係数の算出と、入力信号と前記PA
RCOR係数をもちいて前記入力信号に含まれる相関を除去
し入力信号の残差信号を作成する線形予測逆フィルタソ
ングを同時に行なう。
RCOR係数をもちいて前記入力信号に含まれる相関を除去
し入力信号の残差信号を作成する線形予測逆フィルタソ
ングを同時に行なう。
第２図にPARCOR係数をもちいる線形予測逆フィルタのシ
グナルブロック図、第３図に変形格子法による第ｉ次の
PARCOR係数算出器のシグナルブロック図を示す。
グナルブロック図、第３図に変形格子法による第ｉ次の
PARCOR係数算出器のシグナルブロック図を示す。
第２図において、14は信号入力端子、15は残差信号出力
端子であり、141〜14Mは単位サンプル時間の遅延素子
（以下に示すシグナルブロック図でも同様にz-1で表示
している）である。Ai（ｚ）は入力信号に対する第ｉ次
の前向予測残差信号▲ε(i) f▼のシステム関数を表わ
し、Bi（ｚ）は入力信号に対する第ｉ次の後向予測残差
信号▲ε(i) b▼のシステム関数を表わす。
端子であり、141〜14Mは単位サンプル時間の遅延素子
（以下に示すシグナルブロック図でも同様にz-1で表示
している）である。Ai（ｚ）は入力信号に対する第ｉ次
の前向予測残差信号▲ε(i) f▼のシステム関数を表わ
し、Bi（ｚ）は入力信号に対する第ｉ次の後向予測残差
信号▲ε(i) b▼のシステム関数を表わす。
第２図に示すシグナルブロック図は、（12）式を初期値
として（13）式の漸化式を表わす。
として（13）式の漸化式を表わす。
第Ｍ次の前向予測残差信号▲ε(M) f▼がＭ次の線形予測
逆フィルタの出力として残差信号出力端子15に出力され
る。
逆フィルタの出力として残差信号出力端子15に出力され
る。
第３図において、16は第（ｉ−１）次の前向予測残差信
号入力端子、17は第（ｉ−１）次の後向予測残差信号入
力端子、18は第ｉ次のPARCOR係数出力端子である。
号入力端子、17は第（ｉ−１）次の後向予測残差信号入
力端子、18は第ｉ次のPARCOR係数出力端子である。
第３図に示す第ｉ次のPARCOR係数算出器の各端子は第２
図の対応する点とそれぞれ接続され、線形予測逆フィル
タの入力信号から第１次のPARCOR係数算出器で第１次の
PARCOR係数を算出し、次に前記第１次のPARCOR係数をも
ちいて第１次の前向及び後向予測残差信号を算出し、次
に前記第１次の前向及び後向予測残差信号をもちいて第
２次のPARCOR係数算出器で第２次のPARCOR係数を算出
し、次に前記第２次のPAOCOR係数をもちいて第２次の前
向及び後向予測信号残差信号を算出する、……というよ
うに動作することによってＭ個のPARCOR係数及び残差信
号を算出する。
図の対応する点とそれぞれ接続され、線形予測逆フィル
タの入力信号から第１次のPARCOR係数算出器で第１次の
PARCOR係数を算出し、次に前記第１次のPARCOR係数をも
ちいて第１次の前向及び後向予測残差信号を算出し、次
に前記第１次の前向及び後向予測残差信号をもちいて第
２次のPARCOR係数算出器で第２次のPARCOR係数を算出
し、次に前記第２次のPAOCOR係数をもちいて第２次の前
向及び後向予測信号残差信号を算出する、……というよ
うに動作することによってＭ個のPARCOR係数及び残差信
号を算出する。
第３図において、161,171は２乗算出器、162,172はロー
パスフィルタ（LPF）、180は割算器を表わす。− の記号が信号の時間に関する平均（ローパスフィルタ
を通過した信号）を表わすものとすれば、第ｉ次のPARC
OR係数kiは（14）式で与えられ、第３図は（14）式をシ
グナルブロック図として表わしたものである。
パスフィルタ（LPF）、180は割算器を表わす。− の記号が信号の時間に関する平均（ローパスフィルタ
を通過した信号）を表わすものとすれば、第ｉ次のPARC
OR係数kiは（14）式で与えられ、第３図は（14）式をシ
グナルブロック図として表わしたものである。
PARCOR係数をもちいた線形予測フィルタが安定に動作す
るための条件は|ki|＜１（ｉ＝1,2,…,M）を満足するこ
とである。（14）式から精度が無限大の場合、|ki|≦１
となるが、実際には有限ビット数が語長の影響によって
|ki|≧１となる場合があり、こうした場合にはPARCOR係
数の値を強制的に|ki|＜１となるように切り替えること
によって線形予測フィルタを常に安定に動作させること
ができる。
るための条件は|ki|＜１（ｉ＝1,2,…,M）を満足するこ
とである。（14）式から精度が無限大の場合、|ki|≦１
となるが、実際には有限ビット数が語長の影響によって
|ki|≧１となる場合があり、こうした場合にはPARCOR係
数の値を強制的に|ki|＜１となるように切り替えること
によって線形予測フィルタを常に安定に動作させること
ができる。
したがってPARCOR係数算出器５はＭ個の第３図に示す各
次数のPARCOR係数算出器とその安定性判定及び確保を行
う部分とから成る。
次数のPARCOR係数算出器とその安定性判定及び確保を行
う部分とから成る。
上記のようにして、PARCOR係数算出器５では受信側入力
信号のPARCOR係数を算出し、第１の線形予測逆フィルタ
６では前記受信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちい
て前記受信側入力信号に含まれる相関を除去し受信側入
力信号の残差信号ｊを作成する。
信号のPARCOR係数を算出し、第１の線形予測逆フィルタ
６では前記受信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちい
て前記受信側入力信号に含まれる相関を除去し受信側入
力信号の残差信号ｊを作成する。
第１のレジスタ７では、以上のようにして求められた時
刻ｊにおける受信側入力信号の残差信号の信号列ｊを
（４）式に示す形で記憶する。
刻ｊにおける受信側入力信号の残差信号の信号列ｊを
（４）式に示す形で記憶する。
第２の線形予測逆フィルタ８では、PARCOR係数算出器５
で算出したPARCOR係数と送信側入力信号とをもちいて送
信側入力信号の残差信号ｊを作成する。
で算出したPARCOR係数と送信側入力信号とをもちいて送
信側入力信号の残差信号ｊを作成する。
第２の線形予測逆フィルタ８の動作は第１の線形予測逆
フィルタ６の動作と同一である。
フィルタ６の動作と同一である。
次に、前記第１のレジスタ７の内容と、エコーパスの推
定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している第
２のレジスタ９の内容とを、たたみ込み演算器10を使っ
て（15）式に示すようにたたみ込み、エコー信号の残差
信号の を作成する。
定インパルス応答を（１）式に示す形で記憶している第
２のレジスタ９の内容とを、たたみ込み演算器10を使っ
て（15）式に示すようにたたみ込み、エコー信号の残差
信号の を作成する。
減算器11では、（16）式に示すように前記送信側入力信
号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推定値を
差し引くことにより送信側出力信号の残差信号ｊを作
成する。
号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推定値を
差し引くことにより送信側出力信号の残差信号ｊを作
成する。
修正器12では、（17）式に示す学習同定法のアルゴリズ
ムにしたがって、第１のレジスタ７と第２のレジスタ９
の内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて第
２のレジスタ９の内容を修正して推定インパルス応答を
逐次修正する。
ムにしたがって、第１のレジスタ７と第２のレジスタ９
の内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて第
２のレジスタ９の内容を修正して推定インパルス応答を
逐次修正する。
ここでαは０＜α＜２の定数である。
線形予測フィルタ13では、前記送信側出力信号の残差信
号とPARCOR係数算出器５で求めたPARCOR係数とをもちい
て前記送信側出力信号の残差信号に相関を付与し送信側
出力信号を作成する。
号とPARCOR係数算出器５で求めたPARCOR係数とをもちい
て前記送信側出力信号の残差信号に相関を付与し送信側
出力信号を作成する。
第４図にPARCOR係数をもちいる線形予測フィルタのシグ
ナルブロック図を示す。第４図に示す線形予測フィルタ
と第２図に示す線形予測逆フィルタとは互いに逆フィル
タの関係にあり、第４図に示す線形予測フィルタは（1
3）式を変形した次の（18）式を実現している。
ナルブロック図を示す。第４図に示す線形予測フィルタ
と第２図に示す線形予測逆フィルタとは互いに逆フィル
タの関係にあり、第４図に示す線形予測フィルタは（1
3）式を変形した次の（18）式を実現している。
第４図において、19は残差信号入力端子、20は信号出力
端子である。
端子である。
一般にフィルタを挿入すると信号に遅延が発生するの
で、フィルタの挿入位置によっては適応制御に遅れを生
じ、動作が不安定となることがあるが、本実施例では、
適応制御ループ内すなわち（17）式を計算するのに必要
なループ内にはフィルタが存在せず、フィルタはすべて
ループの外側に存在するので、適応制御の遅れによる不
安定動作は生じない。
で、フィルタの挿入位置によっては適応制御に遅れを生
じ、動作が不安定となることがあるが、本実施例では、
適応制御ループ内すなわち（17）式を計算するのに必要
なループ内にはフィルタが存在せず、フィルタはすべて
ループの外側に存在するので、適応制御の遅れによる不
安定動作は生じない。
以上のように第１の実施例によれば、線形予測モデルに
よる相関性を軽減する手段、すなわちPARCOR係数算出器
と第１及び第２の線形予測逆フィルタと線形予測フィル
タを設けることにより、音声信号のような強い相関性を
有する受信側入力信号に対しても良好な収束特性を示す
エコーキャンセラを提供することができる。また本実施
例では線形予測係数のパラメータとしてPARCOR係数をも
ちいることによって線形予測フィルタの安定性を容易に
保証することができ、少ないビット数の語長で安定に動
作し、ハードウェア化に適したエコーキャンセラを提供
することができる。
よる相関性を軽減する手段、すなわちPARCOR係数算出器
と第１及び第２の線形予測逆フィルタと線形予測フィル
タを設けることにより、音声信号のような強い相関性を
有する受信側入力信号に対しても良好な収束特性を示す
エコーキャンセラを提供することができる。また本実施
例では線形予測係数のパラメータとしてPARCOR係数をも
ちいることによって線形予測フィルタの安定性を容易に
保証することができ、少ないビット数の語長で安定に動
作し、ハードウェア化に適したエコーキャンセラを提供
することができる。
以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。
説明する。
第５図は本発明の第２の実施例のエコーキャンセラのブ
ロック図を示すものである。第５図において、21は受信
側入力端子、22は受信側出力端子、23は送信側入力端
子、24は送信側出力端子、25は第１のプリエンファシス
フィルタ、26はPARCOR係数算出器、27は第１の線形予測
逆フィルタ、28は第１のレジスタ、29は第２のプリエン
ファシスフィルタ、30は第２の線形予測逆フィルタ、31
は第２のレジスタ、32はたたみ込み演算器、33は減算
器、34は修正器、35は線形予測フィルタ、36はデエンフ
ァシスフィルタである。
ロック図を示すものである。第５図において、21は受信
側入力端子、22は受信側出力端子、23は送信側入力端
子、24は送信側出力端子、25は第１のプリエンファシス
フィルタ、26はPARCOR係数算出器、27は第１の線形予測
逆フィルタ、28は第１のレジスタ、29は第２のプリエン
ファシスフィルタ、30は第２の線形予測逆フィルタ、31
は第２のレジスタ、32はたたみ込み演算器、33は減算
器、34は修正器、35は線形予測フィルタ、36はデエンフ
ァシスフィルタである。
第５図の第２の実施例の構成で第１図の第１の実施例の
構成と異なるのは、第２の実施例では第１及び第２のプ
リエンファシスフィルタとデエンファシスフィルタを新
たに設けた点である。
構成と異なるのは、第２の実施例では第１及び第２のプ
リエンファシスフィルタとデエンファシスフィルタを新
たに設けた点である。
以下第２の実施例の構成と動作について、第１の実施例
と異なる点に関して説明する。
と異なる点に関して説明する。
第１のプリエンファシスフィルタ25は受信側入力信号を
入力信号としてその高域周波数成分を強調する。PARCOR
係数算出器26及び第１の線形予測逆フィルタ27の入力信
号はこの第１のプリエンファシスフィルタ25を通過した
受信側入力信号である。
入力信号としてその高域周波数成分を強調する。PARCOR
係数算出器26及び第１の線形予測逆フィルタ27の入力信
号はこの第１のプリエンファシスフィルタ25を通過した
受信側入力信号である。
第６図にプリエンファシスフィルタのシグナルブロック
図の一例を示す。第６図において、37は信号入力端子、
38は信号出力端子である。第６図に示すプリエンファシ
スフィルタのシステム関数Ｆ（ｚ）は（19）式で与えら
れる。
図の一例を示す。第６図において、37は信号入力端子、
38は信号出力端子である。第６図に示すプリエンファシ
スフィルタのシステム関数Ｆ（ｚ）は（19）式で与えら
れる。
Ｆ（ｚ）＝１−μz-1 ………（19） ここでμはプリエンファシスの度合を決める定数で、音
声の場合たとえばμ＝0.9375に選ばれる。
声の場合たとえばμ＝0.9375に選ばれる。
第２のプリエンファシスフィルタ29は第１のプリエンフ
ァシスフィルタ25と同一の特性を有するフィルタで送信
側入力信号を入力信号としその高域周波数成分を強調す
る。第２の線形予測逆フィルタ30の入力信号はこの第２
のプリエンファシスフィルタ29を通過した送信側入力信
号である。
ァシスフィルタ25と同一の特性を有するフィルタで送信
側入力信号を入力信号としその高域周波数成分を強調す
る。第２の線形予測逆フィルタ30の入力信号はこの第２
のプリエンファシスフィルタ29を通過した送信側入力信
号である。
デエンファシスフィルタ36は第１のプリエンファシスフ
ィルタ25の逆フィルタで線形予測フィルタの出力信号を
入力としてその高域周波数成分を抑圧することにより送
信側出力信号を作成する。
ィルタ25の逆フィルタで線形予測フィルタの出力信号を
入力としてその高域周波数成分を抑圧することにより送
信側出力信号を作成する。
第７図にデエンファシスフィルタのシグナルブロック図
を示す。第７図において、39は信号入力端子、40は信号
出力端子である。第７図のデエンファシスフィルタは第
６図のプリエンファシスフィルタと互いに逆フィルタの
関係にあり、したがってそのシステム関数Ｇ（ｚ）は
（20）式で与えられる。
を示す。第７図において、39は信号入力端子、40は信号
出力端子である。第７図のデエンファシスフィルタは第
６図のプリエンファシスフィルタと互いに逆フィルタの
関係にあり、したがってそのシステム関数Ｇ（ｚ）は
（20）式で与えられる。
以上のように第２の実施例では、第１及び第２のプリエ
ンファシスフィルタ及びデエンファシスフィルタを設け
ることにより、受信側入力信号のスペクトル概形を平坦
化することができ、スペクトル概形が平坦化された入力
信号に対してPARCOR係数の算出を行なうので前記フィル
タをもちいない場合と比較してPARCOR係数算出器内部の
演算精度を３ビットから４ビット減少させることができ
る。
ンファシスフィルタ及びデエンファシスフィルタを設け
ることにより、受信側入力信号のスペクトル概形を平坦
化することができ、スペクトル概形が平坦化された入力
信号に対してPARCOR係数の算出を行なうので前記フィル
タをもちいない場合と比較してPARCOR係数算出器内部の
演算精度を３ビットから４ビット減少させることができ
る。
なお、第１の実施例及び第２の実施例において線形予測
フィルタ及び線形予測逆フィルタはPARCOR係数をもちい
るものとしたが、PARCOR係数を算出して線形予測フィル
タの安定性確保を行った後、PARCOR係数を線形予測係数
ai（ｉ＝1,2,……,M）に変換して線形予測係数をもちい
る線形予測フィルタ及び線形予測逆フィルタをもちいて
もよい。
フィルタ及び線形予測逆フィルタはPARCOR係数をもちい
るものとしたが、PARCOR係数を算出して線形予測フィル
タの安定性確保を行った後、PARCOR係数を線形予測係数
ai（ｉ＝1,2,……,M）に変換して線形予測係数をもちい
る線形予測フィルタ及び線形予測逆フィルタをもちいて
もよい。
第８図に線形予測係数をもちいる線形予測逆フィルタの
シグナルブロック図を示す。第８図において、41は信号
入力端子、42は残差信号出力端子である。第８図に示す
線形予測逆フィルタのシステム関数Ｐ（ｚ）は（21）式
で与えられる。
シグナルブロック図を示す。第８図において、41は信号
入力端子、42は残差信号出力端子である。第８図に示す
線形予測逆フィルタのシステム関数Ｐ（ｚ）は（21）式
で与えられる。
第９図に線形予測係数をもちいる線形予測フィルタのシ
グナルブロック図を示す。第９図において、43は残差信
号入力端子、44は信号出力端子である。第９図に示す線
形予測フィルタのシステム関数Ｑ（ｚ）は（22）式で与
えられる。
グナルブロック図を示す。第９図において、43は残差信
号入力端子、44は信号出力端子である。第９図に示す線
形予測フィルタのシステム関数Ｑ（ｚ）は（22）式で与
えられる。
また、第１の実施例及び第２の実施例において、インパ
ルス応答の逐次推定アルゴリズムとしては学習同定法に
よるものをもちいたが、これ以外のアルゴリズム（たと
えば最急降下法によるもの）をもちいてもよい。
ルス応答の逐次推定アルゴリズムとしては学習同定法に
よるものをもちいたが、これ以外のアルゴリズム（たと
えば最急降下法によるもの）をもちいてもよい。
第10図はCCITTのREC G.227で規定された擬似音声信号
に対するエコーキャンセラの収束特性に関する実験結果
の一例を示すものである。第10図で実線が線形予測モデ
ルによる相関性を軽減する手段を設けた場合の、また破
線が前記手段を備えていないエコーキャンセラの収束特
性である。実験にもちいたエコーキャンセラの主要なパ
ラメータは、サンプリング周波数＝8kHz,N＝128,α＝１
である。第10図より線形予測モデルによる相関性を軽減
する手段を設ける効果は明らかである。
に対するエコーキャンセラの収束特性に関する実験結果
の一例を示すものである。第10図で実線が線形予測モデ
ルによる相関性を軽減する手段を設けた場合の、また破
線が前記手段を備えていないエコーキャンセラの収束特
性である。実験にもちいたエコーキャンセラの主要なパ
ラメータは、サンプリング周波数＝8kHz,N＝128,α＝１
である。第10図より線形予測モデルによる相関性を軽減
する手段を設ける効果は明らかである。
発明の効果 以上のように本発明は、線形予測モデルによる相関性を
軽減する手段を設けることにより、音声信号のような強
い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束
特性を示すエコーキャンセラを提供することができる。
軽減する手段を設けることにより、音声信号のような強
い相関性を有する受信側入力信号に対しても良好な収束
特性を示すエコーキャンセラを提供することができる。
また、線形予測のパラメータとしてPARCOR係数をもちい
ることによって線形予測フィルタの安定動作を容易に保
証することができ、少ないビット数の語長で安定に動作
し、ハードウェア化に適したエコーキャンセラを提供す
ることができる。
ることによって線形予測フィルタの安定動作を容易に保
証することができ、少ないビット数の語長で安定に動作
し、ハードウェア化に適したエコーキャンセラを提供す
ることができる。
さらに、プリエンファシスフィルタ及びデエンファシス
フィルタを備えたものでは、上記のフィルタを用いない
場合と比較してPARCOR係数算出器の演算精度を減らすこ
とができる。
フィルタを備えたものでは、上記のフィルタを用いない
場合と比較してPARCOR係数算出器の演算精度を減らすこ
とができる。
すなわち上記フィルタを用いた場合、PARCOR係数算出器
のビット数を３〜４ビット減らしても、フィルタを用い
ない場合と同等のエコー低減効果が得られる。
のビット数を３〜４ビット減らしても、フィルタを用い
ない場合と同等のエコー低減効果が得られる。
また、本発明によるエコーキャンセラは、音声信号等の
相関性の高い信号それ自身を使って伝送系の推定を行う
他の応用に対しても有効であり、たとえば拡声電話機に
おけるハウリング防止、転送電話システムのシンギング
防止等にも適用できる。
相関性の高い信号それ自身を使って伝送系の推定を行う
他の応用に対しても有効であり、たとえば拡声電話機に
おけるハウリング防止、転送電話システムのシンギング
防止等にも適用できる。
第１図は本発明の第１の実施例におけるエコーキャンセ
ラのブロック図、第２図はPARCOR係数をもちいる線形予
測逆フィルタのシグナルブロック図、第３図は変形格子
法による第ｉ次のPARCOR係数算出器のシグナルブロック
図、第４図はPARCOR係数をもちいる線形予測フィルタの
シグナルブロック図、第５図は本発明の第２の実施例に
おけるエコーキャンセラのブロック図、第６図はプリエ
ンファシスフィルタのシグナルブロック図、第７図はデ
エンファシスフィルタのシグナルブロック図、第８図は
線形予測係数をもちいる線形予測逆フィルタのシグナル
ブロック図、第９図は線形予測係数をもちいる線形予測
フィルタのシグナルブロック図、第10図は擬似音声信号
に対するエコーキャンセラの収束特性図、第11図は従来
のエコーキャンセラのブロック図、第12図は２次の線形
予測係数の安定領域を表わす線図である。 １……受信側入力端子、２……受信側出力端子、３……
送信側入力端子、４……送信側出力端子、５……PARCOR
係数算出器、６……第１の線形予測逆フィルタ、７……
第１のレジスタ、８……第２の線形予測逆フィルタ、９
……第２のレジスタ、10……たたみ込み演算器、11……
減算器、12……修正器、13……線形予測フィルタ、21…
…受信側入力端子、22……受信側出力端子、23……送信
側入力端子、24……送信側出力端子、25……第１のプリ
エンファシスフィルタ、26……PARCOR係数算出器、27…
…第１の線形予測逆フィルタ、28……第１のレジスタ、
29……第２のプリエンファシスフィルタ、30……第２の
線形予測逆フィルタ、31……第２のレジスタ、32……た
たみ込み演算器、33……減算器、34……修正器、35……
線形予測フィルタ、36……デエンファシスフィルタ。
ラのブロック図、第２図はPARCOR係数をもちいる線形予
測逆フィルタのシグナルブロック図、第３図は変形格子
法による第ｉ次のPARCOR係数算出器のシグナルブロック
図、第４図はPARCOR係数をもちいる線形予測フィルタの
シグナルブロック図、第５図は本発明の第２の実施例に
おけるエコーキャンセラのブロック図、第６図はプリエ
ンファシスフィルタのシグナルブロック図、第７図はデ
エンファシスフィルタのシグナルブロック図、第８図は
線形予測係数をもちいる線形予測逆フィルタのシグナル
ブロック図、第９図は線形予測係数をもちいる線形予測
フィルタのシグナルブロック図、第10図は擬似音声信号
に対するエコーキャンセラの収束特性図、第11図は従来
のエコーキャンセラのブロック図、第12図は２次の線形
予測係数の安定領域を表わす線図である。 １……受信側入力端子、２……受信側出力端子、３……
送信側入力端子、４……送信側出力端子、５……PARCOR
係数算出器、６……第１の線形予測逆フィルタ、７……
第１のレジスタ、８……第２の線形予測逆フィルタ、９
……第２のレジスタ、10……たたみ込み演算器、11……
減算器、12……修正器、13……線形予測フィルタ、21…
…受信側入力端子、22……受信側出力端子、23……送信
側入力端子、24……送信側出力端子、25……第１のプリ
エンファシスフィルタ、26……PARCOR係数算出器、27…
…第１の線形予測逆フィルタ、28……第１のレジスタ、
29……第２のプリエンファシスフィルタ、30……第２の
線形予測逆フィルタ、31……第２のレジスタ、32……た
たみ込み演算器、33……減算器、34……修正器、35……
線形予測フィルタ、36……デエンファシスフィルタ。
Claims (2)
- 【請求項１】受信側入力信号を線形予測モデルの出力信
号とみなしてそのPARCOR係数を求めるPARCOR係数算出器
と、前記受信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちいて
前記受信側入力信号に含まれる相関を除去し受信側入力
信号の残差信号を作成する第１の線形予測逆フィルタ
と、前記受信側入力信号の残差信号を記憶する第１のレ
ジスタと、送信側入力信号と前記PARCOR係数とをもちい
て送信側入力信号の残差信号を作成する第２の線形予測
逆フィルタと、エコーパスの推定インパルス応答を記憶
する第２のレジスタと、前記第１のレジスタと前記第２
のレジスタの内容をたたみ込みエコー信号の残差信号の
推定値を作成するたたみ込み演算器と、前記送信側入力
信号の残差信号から前記エコー信号の残差信号の推定値
を差し引くことにより送信側出力信号の残差信号を作成
する減算器と、前記第１のレジスタと前記第２のレジス
タの内容と前記送信側出力信号の残差信号とをもちいて
前記第２のレジスタの内容を修正して前記推定インパル
ス応答を逐次修正する修正器と、前記送信側出力信号の
残差信号と前記PARCOR係数とをもちいて前記送信側出力
信号の残差信号に相関を付与し送信側出力信号を作成す
る線形予測フィルタとから構成されていることを特徴と
するエコーキャンセラ。 - 【請求項２】受信側入力信号の高域周波数成分を強調す
る第１のプリエンファシスフィルタと、前記第１のプリ
エンファシスフィルタを通過した受信側入力信号を線形
予測モデルの出力信号とみなしてそのPARCOR係数を求め
るPARCOR係数算出器と、前記第１のプリエンファシスフ
ィルタを通過した受信側入力信号と前記PARCOR係数とを
もちいて前記受信側入力信号に含まれる相関を除去し受
信側入力信号の残差信号を作成する第１の線形予測逆フ
ィルタと、前記受信側入力信号の残差信号を記憶する第
１のレジスタと、前記第１のプリエンファシスフィルタ
と同一の特性を有し送信側入力信号の高域周波数成分を
強調する第２のプリエンファシスフィルタと、前記第２
のプリエンファシスフィルタを通過した送信側入力信号
と前記PARCOR係数とをもちいて送信側入力信号の残差信
号を作成する第２の線形予測逆フィルタと、エコーパス
の推定インパルス応答を記憶する第２のレジスタと、前
記第１のレジスタと前記第２のレジスタの内容をたたみ
込みエコー信号の残差信号の推定値を作成するたたみ込
み演算器と、前記送信側入力信号の残差信号から前記エ
コー信号の残差信号の推定値を差し引くことにより送信
側出力信号の残差信号を作成する減算器と、前記第１の
レジスタと前記第２のレジスタの内容と前記送信側出力
信号の残差信号とをもちいて前記第２のレジスタの内容
を修正して前記推定インパルス応答を逐次修正する修正
器と、前記送信側出力信号の残差信号と前記PARCOR係数
とをもちいて前記送信側出力信号の残差信号に相関を付
与した出力信号を作成する線形予測フィルタと、前記第
１のプリエンファシスフィルタの逆フィルタで前記線形
予測フィルタの出力信号を入力としてその高域周波数成
分を抑圧することにより送信側出力信号を作成するデエ
ンファシスフィルタとから構成されていることを特徴と
するエコーキャンセラ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4716685A JPH0683114B2 (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | エコ−キヤンセラ |
| US06/758,806 US4672665A (en) | 1984-07-27 | 1985-07-25 | Echo canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4716685A JPH0683114B2 (ja) | 1985-03-08 | 1985-03-08 | エコ−キヤンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61206330A JPS61206330A (ja) | 1986-09-12 |
| JPH0683114B2 true JPH0683114B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=12767482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4716685A Expired - Lifetime JPH0683114B2 (ja) | 1984-07-27 | 1985-03-08 | エコ−キヤンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683114B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001003316A1 (en) * | 1999-07-02 | 2001-01-11 | Tellabs Operations, Inc. | Coded domain echo control |
-
1985
- 1985-03-08 JP JP4716685A patent/JPH0683114B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61206330A (ja) | 1986-09-12 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |