FR2625386A1 - Amplificateur en cascode modifie - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un amplificateur qui est sensible à un signal d'entrée pour produire un signal de sortie. Selon l'invention, le signal d'entrée vers l'amplificateur 200 est couplé à une porte d'un premier transistor PMOS MP1 qui fonctionne en amplificateur inverseur à source commune; son drain est couplé à la source d'un second transistor PMOS MP2 par une borne de jonction; un signal de sortie est développé au drain du second transistor; la borne de jonction est couplée à une porte d'un troisième transistor PMOS MP3 qui fonctionne comme un amplificateur inverseur à source commune; le drain du troisième transistor MP3 est couplé à la porte du second transistor MP2 pour maintenir la tension de drain du premier transistor MP1 sensiblement constante lorsque le signal d'entrée change, lequel maintient l'impédance de sortie au drain du second transistor MP2 à l'état haut. L'invention s'applique notamment aux intégrateurs de signaux d'un modulateur Sigma-Delta.

Description

La présente invention se rapporte à un montage

amplificateur à utiliser, par exemple, dans un intégra-

teur de signaux d'un modulateur Sigma-Delta. (úA).

Par exempte, dans un décodeur stéréo qui utilise des techniques numériques, un convertisseur analogique-numérique est utilisé pour convertir un signal stéréo analogique sur bande de base en un signal numérique de sortie. Le signal numérique de sortie est traité dans le décodeur stéréo pour former une paire de signaux audio décodés qui, généralement, sont appelés signal audio du canal gauche et signal audio du canal

droit, respectivement.

Un signal stéréo sur bande de base qui, est par exemple selon le standard BTSC, peut avoir une largeur de bande de 75 kHz. Par conséquent, l'allure de conversion analogique-numérique requise doit être supérieure au minimum requis par le critère d'échantillonnage de Nyquist, comme par exemple 200 kHz. Afin d'obtenir un rapport minimum prédéterminé signal/bruit, la résolution de quantification du mot de sortie du convertisseur analogique-numérique peut, par exemple, devrait être de

bits.

Dans un agencement selon l'invention, le convertisseur analogiquenumérique fonctionne en tant que convertisseur analogique-numérique 2IL qui utilise,

avantageusement, la technologie métal-oxyde-semi-

conducteur (MOS) comme, par exemple, la technologie CMOS (métal-oxydesemiconducteur complémentaire). La technologie CMOS offre avantageusement un fonctionnement relativement rapide avec une faible consommation de puissance. Un convertisseur analogique-numérique typique comprend un étage intégrateur de signaux répondant à un signal de somme. Le signal de somme est formé par l'addition d'un signal d'entrée analogique et d'un signal analogique intérieurement produit à deux niveaux. Un signal de sortie de l'intégrateur est couplé à une borne d'entrée d'un détecteur de seuil qui produit un signal numérique à deux niveaux ayant un premier état lorsque le signal de sortie de l'intégrateur est plus faible qu'un premier niveau prédéterminé et ayant autrement un second état. Le signal produit par le détecteur de seuil est stocké dans une bascule ou flip- flop à une allure prédéterminée. Le signal à la sortie de la bascule est utilisé pour produire la portion

de signal analogique à deux niveaux du signal de somme.

Un intégrateur de signaux, selon un aspect de l'invention, est construit en utilisant un réseau d'un

condensateur commuté opérant à une fréquence donnée.

L'intégrateur de signaux comprend un amplificateur, selon un autre aspect de l'invention, et un condensateur d'intégration de signaux qui est couplé entre une borne

d'entrée inverse et une borne de sortie de l'amplifica-

teur. La charge externe couplée à la borne de sortie de l'amplificateur qui contient le condensateur

d'intégration forme une haute impédance.

Afin d'obtenir de faibles distorsions harmoniques, ou une haute linéarité qui est meilleure, par exemple, que 0,1%, le gain à l'état stable ou en courant continu de l'amplificateur doit dépasser une valeur minimale prédéterminée. Comme la charge externe qui est couplée à l'amplificateur forme une haute impédance, un gain élevé en circuit ouvert en courant continu peut être obtenu en maintenant élevée l'impédance

interne à la sortie de l'amplificateur.

Une capacitance entre électrodes qui se développe à l'entrée de l'amplificateur peut être non linéaire et peut affecter de manière néfaste la linéarité de l'amplificateur. Par conséquent, il est souhaitable de réduire l'effet appelé de Miller sur la capacitance d'entrée de l'amplificateur, afin de maintenir faible

l'effet de la capacitance d'entrée.

Un amplificateur, selon un aspect de l'invention, comprend une borne d'entrée pour appliquer un signal d'entrée. L'amplificateur comprend des premier et second transistors, chacun ayant des première et seconde électrodes respectives formant des trajets de conduction principale entre eux et ayant des électrodes respectives de commande. La conduction des trajets de conduction principale est contr8lée par des potentiels entre l'électrode de commande et la première électrode des transistors respectifs. L'électrode de commande du premier transistor est couplée à la borne d'entrée. La seconde électrode du premier transistor est couplée à la première électrode du second transistor. Un moyen d'amplification de tension ayant des bornes d'entrée et de sortie qui sont couplées à la première électrode et à l'électrode de commande, respectivement, du second transistor applique une contre-réaction négative à la première électrode du second transistor pour empocher sensiblement des changements de potentiel à la seconde électrode du premier transistor afin d'augmenter l'impédance de sortie présentée à la seconde électrode du

second transistor.

L'invention sera mieux comprise et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaÂtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - les figures IA et lB qui, ensemble, forment la figure 1, illustrent un schéma d'un convertisseur analogique-numérique Sigma-Delta qui contient un intégrateur de signaux, selon un aspect de l'invention; et - la figure 2 montre le schéma détaillé d'un amplificateur selon un autre aspect de l'invention, qui est incorporé dans l'intégrateur de signaux de la figure 1. La figure 1 illustre un convertisseur analogique-numérique 100. Le convertisseur 100 comprend un intégrateur de signaux 110 qui utilise la

technique du circuit à condensateur commuté.

L'intégrateur 110 reçoit, à une borne d'entrée 110a, un signal analogique d'entrée 160 qui doit être converti en son équivalent numérique et reçoit un signal intérieurement produit, à des niveaux DIG, à une borne 11Ob. L'intégrateur 110 produit un signal SOR à une borne de sortie 200c d'un amplificateur 200. Le signal d'entrée 160 peut par exemple être un signal stéréo sur bande de base généré, par exemple, par un décodeur de modulation de fréquence d'un téléviseur, non représenté sur les

figures, qui, par exemple, est selon le standard BTSC.

L'amplificateur 200 a'une borne d'entrée inverse 200a. Un condensateur d'intégration C3 est couplé entre les bornes 200c et 200a. Une borne d'entrée directe 200b est couplée à une tension continue VREF. La réponse en circuit fermé de'l'amplificateur et du condensateur de contre réaction a tendance à établir le potentiel à l'entrée inverse 200a de l'amplificateur 200 au niveau de

la tension VREF.

Le signal d'entrée 160 à la borne 110a est couplé à une première borne Cla d'un condensateur C1 via, par exemple, une porte conventionnelle de transmission à transistors complémendtaires Tl. La porte de transmission T1, qui utilise la technologie CMOS, est commandée par des signaux complémentaires d'horloge P2N et P2DN forçant la paire correspondante de transistors de la porte de transmission T1 à être conductrice lorsque le signal P2D est VRAI ou haut. L'autre borne du condensateur C1 est couplée, par une porte de transmission T6, à la borne d'entrée inverse 200a de I'amplificateur 200. La porte de transmission T6 est commandée par des signaux complémentaires d'horloge P2 et P2N, la rendant conductrice lorsque le signal P2 est VRAI, ou haut. Les portes de transmission T1 et T6 sont simultanément conductrices pendant une première portion de chaque période, par exemple, du signal P2D, et sont toutes deux

non conductrices pendant une seconde portion de celle-ci.

Ainsi, les portes de transmission T1 et T6 fonctionnent à la fréquence du signal P2D, c'est-à-dire par exemple,

11 MHz.

La borne Cla du condensateur C1 est également couplée à la tension VREF par une porte de transmission

T2, lorsque la porte de transmission T2 est conductrice.

L'autre borne du condensateur C1 est couplée à la tension VREF par une porte de transmission T3, quand la porte de transmission T3 est conductrice. Les portes de transmission T2 et T3 sont commandées par des signaux d'horloge P1 et PIN et fonctionnent à la même fréquence que le signal P2D. Lorsque les portes de transmission T2 et T3 sont conductrices, les portes de transmission T1 et

T6 ne le sont pas, et inversement.

Le générateur de temporisation 180 de la figure lB produit une paire de signaux de temporisation et les applique aux branches respectives du montage comprenant les inverseurs U20-U23, une unité à retard U24, et d'autres inverseurs U25 et U26, pour production ultime de

signaux de temporisation P1, P1N, P2, P2N, P2D et P2DN.

Le signal à deux niveaux DIG, généré d'une manière qui sera décrite ultérieurement, est couplé à la borne llOb de l'intégrateur 110. La borne 110b est couplée via une porte de transmission T5 à une borne C2a d'un condensateur C2. La porte de transmission T5 est commandée par les signaux complémentaires d'horloge P2D et P2DN, la rendant conductrice lorsque le signal d'horloge P2D est haut. L'autre borne du condensateur C2 est couplée à une borne de jonction entre les portes de transmission T6 et T3. La borne C2a est couplée à la tension VREF via une porte de transmission T4 lorsqu'elle est conductrice. La porte de transmission T4 est commandée par les signaux d'horloge P1 et P1N. Les portes de transmission T4 et T5 opèrent d'une manière similaire à et simultanément ayec les portes de transmission T2 et

T1, respectivement.

Les signaux d'horloge P2D et P2DN qui commandent les portes de transmission T1 et T5 sont similaires, mais retardés d'environ 5 ns, par rapport aux signaux d'horloge P2 et P2N respectivement. Chacun des signaux P1, P2 et P2D est un signal à deux niveaux ayant une forme d'onde ayant par exemple un facteur d'utilisation de 40% et une période, par exemple d'environ 90 ns. Lorsque le signal P1 est à l'état VRAI ou haut, le signal P2 est toujours à un état FAUX ou bas, donc les signaux P1 et P2 sont des signaux ne se recouvrant pas. Le résultat est que, lorsque les portes de transmission T1, T5 et T6 sont conductrices, les portes de transmission T2, T3 et T4 ne le sont pas, et inversement. En fonctionnement, les portes de transmission T2, T3 et T4 sont simultanément rendues conductrices, pendant une première portion de chaque période, par exemple, du signal d'horloge Pi, pour décharger les condensateurs C1 et C2. Le potentiel aux électrodes respectives des condensateurs C1 et C2 est établi à celui de la tension VREF, qui est sensiblement égal au potentiel à la borne d'entrée inverse 200a de l'amplificateur 200 (+ le potentiel de décalage entrée de l'amplificateur) . Les portes de transmission T2, T3 et T4 sont alors rendues non conductrices et les portes de transmission T1, T5 et T6 conductrices. La borne d'entrée 200a est maintenue à une masse virtuelle en courant alternatif à cause de la connexion en contre-réaction de l'amplificateur. Ainsi, les condensateurs C1 et C2 se chargent aux tensions respectives d'entrée aux bornes a et 11Ob. Le courant de charge est intégré dans le condensateur C3, produisant un signal de sortie SOR qui est proportionnel à l'intégrale dans le temps de la somme

des deux signaux d'entrée aux bornes 110a et 11Ob.

Les transistors MOS à canal du type N et à canal du type P d'une porte donnée de transmission, telle que montrée à la figure 1A, sont couplés en parallèle et nécessitent des signaux opposés d'horloge. Le passage direct d'un signal à une borne de SORTIE d'une telle porte de transmission sera réduit par suite de

l'annulation. Cependant, l'annulation n'est pas complète.

Par ailleurs, de manière désavantageuse, le niveau du signal non annulé ayant passé directement dépend de manière non linéaire des tensions aux bornes des signaux ENTREE et SORTIE d'une telle porte de transmission. La dépendance de la tension est provoquée par exemple par le fait que la charge stockée dans la couche d'inversion de chacun des transistors MOS d'une telle porte de transmission, lorsque la porte de transmission est conductrice, dépend non linéairement des tensions aux bornes ENTREE et SORTIE. Un changement de tension dans une direction donnée, par exemple, à la borne d'entrée ENTREE peut forcer la charge de la couche d'inversion de l'un des transistors complémentaires à augmenter d'une quantité correspondante et de l'autre à diminuer d'une quantité différente de manière que 'la différence entre l'augmentation et la diminution de charge dépende de manière non linéaire de la tension à la

borne ENTREE.

Une portion correspondante de la charge stockée dans la couche d'inversion dans chacun des transistors complémentaires est couplée à la borne SORTIE pendant la transition de coupure de la porte de transmission. Ainsi,

une charge nette, qui est égale à la différence entre les.

portions correspondantes des charges dans chacun des transistors complémentaires, par exemple, de la porte de transmission T1, est couplée à la borne correspondante SORTIE. Dans le fonctionnement de la porte de transmission T1, la charge nette peut être transférée au condensateur C1 pendant les flancs de transition des signaux d'horloge P2D et P2DN, provoquant la mise hors circuit de la porte Tl. Cette charge nette dépend de manière non linéaire de la tension à sa borne d'entrée ENTREE qui est égale au signal d'entrée 160. Si une telle charge nette peut être couplée au condensateur d'intégration C3, elle provoquera, désavantagement, une dégradation de la linéarité dans.le fonctionnement, par

exemple, de l'intégrateur de signaux 110.

Pour empêcher.cette dégradation de la linéarité, la porte de transmission T6 qui est commandée par les signaux d'horloge P2 et P2N est avantageusement mise hors circuit environ 5 nanosecondes avant le moment o les portes de transmission.T1 et T5 sont mises hors circuit. Ainsi, avantageusement, ce transfert de charge nette, par exemple, dans la porte de transmission Tl, sera empêché par la porte de transmission T6 qui est

alors déjà non conductrice, d'affecter le signal SOR.

Si le gain à l'état stable de l'amplificateur 200 est haut et si l'intégrateur 110 atteint un fonctionnement à l'état stable avant la transition de coupure de la porte de transmission T6, la charge nette couplée par la porte de transmission T6 pendant sa transition de coupure ne peut dégrader la linéarité de l'intégrateur 110. Cela est ainsi parce que cette charge nette ne dépendra pas du niveau du signal 160 car les tensions correspondantes à chacune des bornes de signaux de la porte de transmission T6 sont au même niveau

constant qui est à peu près égal à la tension VREF.

Par ailleurs, par exemple, par suite d'une allure relativement élevée de changement du signal d'entrée 160, le fonctionnement à l'état stable peut ne pas se produire immédiatement avant la coupure de la prote de transmission T6. Par conséquent, les tensions aux bornes de signaux de la porte de transmission T6, immédiatement avant son moment de coupure, peuvent être différentes selon le niveau du signal d'entrée 160 qui existe à ce moment de coupure. Dans une telle situation, la charge nette qui est couplée à la borne SORTIE de la porte de transmission T6 peut désanvatageusement dépendre de manière- non linéaire du signal d'entrée 160. Il est souhaitable de réduire l'effet non linéaire de dépendance de la tension sur la charge nette dans la porte de

transmission T6.

La non linéarité de la dépendance de la tension de la charge nette est réduite en faisant fonctionner les deux transistors d'une manière symétrique. Un fonctionnement symétrique des transistors de la porte de transmission T6 signifie que chacun des transistors complémentaires de la porte de transmission contient sensiblement la même charge au moins immédiatement avant

la mise hors circuit de la porte.

Un fonctionnement symétrique est accompli en polarisant le montage de manière que les bornes d'entrée et de sortie de la porte de transmission aient tendance à être polarisées à mi-chemin entre les potentiels complémentaires des signaux d'horloge qui sont appliqués

aux électrodes de porte.

Pour accomplir le fonctionnement symétrique, la tension VREF qui est couplée à la borne directe 200b est établie à un niveau qui est égal au milieu des deux niveaux, par exemple du signal d'horloge P2. De cette manière, la tension Ventrée, qui est développée à la borne de sortie, SORTIE de la porte de transmission T6 est également établie au niveau de tension VREF par suite de la contre-réaction. La borne d'entrée de la porte de transmission T6 suit le potentiel à sa borne de sortie parce qu'elle fonctionne comme un commutateur à

relativement basse impédance.

Comme les deux transistors de la porte de transmission T6 fonctionnent symétriquement et ont des caractéristiques similaires, un changement de la charge nette qui est produit par un changement donné de la tension, par exemple, à sa borne de sortie SORTIE, sera avantageusement plus faible que s'ils ne fonctionnaient pas symétriquement. Le changement net sera également, avantageusement, moins non linéairement dépendant du

niveau du signal d'entrée 160.

Un signal DIG', ayant une forme d'onde inversée par rapport au signal DIG, et le signal SOR sont appliqués aux bornes d'entrée 11Ob' et 11Oa' d'un second intégrateur de signaux 110' qui fonctionne comme l'intégrateur 110. Des articles et fonctions identiques dans les intégrateurs 110 et 110' sont. représentés par des chiffres et symboles similaires. L'intégrateur 110' produit un signal de sortie SOR' qui est proportionnel à l'intégrale dans le temps d'une somme du signal SOR de

l'intégrateur 110 et du signal DIG'.

Le signal SOR' est couplé à une borne d'entrée d'un comparateur 120 qui produit un signal numérique à deux niveaux 120a. Le signal 120a est à l'état VRAI lorsque le signal SOR' est en dessous d'un niveau prédéterminé de seuil qui est sensiblement égal à la tension VREF et à un état FAUX autrement. Le signal à deux niveaux 120a est introduit dans une bascule ou flip-flop "D" ou de données 130 par le flanc tombant du signal d'horloge P2. La bascule 130 produit des signaux complémentaires DIG et DIG' à ses bornes correspondantes d'entrée aux états qui correspondent à l'état du signal 120a. Comme le flanc tombant du signal P2 force simultanément à la fois le déclenchement de la bascule et la mise hors circuit des portes de transmission T6 et T6', les perturbations transitoires qui peuvent être associées à la mise hors circuit des portes de transmission T6 et T6' sont avantageusement empêchées d'affecter les signaux DIG et DIG'. Le signal DIG est couplé à l'intégrateur 110 en contre-réaction négative; de même, le signal DIG' est couplé à l'intégrateur 110'

en contre-réaction négative.

Le signal DIG peut être à l'un de ses états VRAI ou FAUX dans chaque période, par exemple, du signal P2. Lorsque le signal DIG est à l'état VRAI ou haut, il est plus important que la tension VREF. Par ailleurs, lorsqu'il est à l'état FAUX ou bas, il est plus faible que la tension VREF. Ainsi, dans une période donnée du signal P2, si le signal DIG est à l'état VRAI, il force le signal SOR à diminuer. Par ailleurs, si le signal DIG

est à l'état FAUX, il force le signal SOR à augmenter.

Ainsi, le signal DIG produit une contre-réaction négative de manière à former une première portion du courant dans le condensateur C2 qui a une valeur moyenne qui est égale à mais est de polarité opposée par rapport à une seconde portion du courant dans le condensateur C2 qui est due au signal 160. En conséquence, lorsque le signal d'entrée force le signal SOR de l'intégrateur 110, par exemple, à augmenter, le signal DIG le force à diminuer, et inversement, en contre réaction négative. De même, dans l'intégrateur 110', lorsque le signal SOR force le signal SOR', par exemple, à augmenter, le signal DIG' le

force à diminuer et inversement, à la façon d'une contre-

réaction négative. Les avantages de l'utilisation de la double intégration telle que celle formée par les intégrateurs 110 et 110' sont par exemple décrits dans un article intitulé A USE OF DOUBLE INTEGRATION IN SIGMA DELTA MODULATION, au nom de James C. Candy, publié dans IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS Vol. COM-33, No. 3,

Mars 1985.

Le signal DIG est couplé à un réseau de décimation 140 qui produit un mot en parallèle RESULTAT donnant la représentation numérique du signal analogique de sortie 160. Un exemple d'un tel réseau de décimation est, par exemple, décrit dans un article intitulé A Sigma-Delta Modulator As An A/D Converter, au nom de Rudy J. Van De Plassche, publié dans IEEE TRANSACTION ON CIRCUIT AND SYSTEMS, Vol. CAS-25, No. 7, Juillet 1978. Le mot RESULTAT en parallèle du réseau de décimation 140 peut être formé, selon les enseignements de Van De Plassche, en calculant une différence entre le nombre de périodes, par exemple, du signal P2, se produisant pendant un intervalle N prédéterminé, lorsque le signal DIG est à l'état VRAI et le nombre de ces périodes du signal P2, pendant l'intervalle N, lorsque le signal DIG est à l'état FAUX. L'intervalle N est choisi selon la résolution binaire du mot RESULTAT qui est requise. Plus l'intervalle N est long, plus la résolution binaire est importante. Afin d'obtenir une haute précision et, en particulier, une haute linéarité dans le convertisseur analogique-numérique 100, il est souhaitable que le gain à l'état stable ou en courant continu de l'amplificateur

soit haut. Le gain à l'état stable ou en courant -

continu détermine le niveau de tension Ventrée immédiatement avant que la porte de transmission T6 ne

devient non conductrice dans chaque période du signal T2.

Le grand gain en courant continu forcera la tension d'entrée Ventrée à la borne d'entrée 200a de l'amplificateur 200 à rester sensiblement constante quel que soit le niveau du signal analogique d'entrée 16Q. De même, il est souhaitable de réduire l'effet de Miller sur la capacitance d'entrée, par exemple, à la borne 200a,

laquelle capacitance peut en fait être non linéaire.

La figure 2 montre un schéma détaillé de l'amplificateur 200, selon un autre aspect de l'invention qui, par exemple est incorporé dans l'intégrateur de signaux 110 de la figure 1. Des chiffres et symboles similaires des figures 1 et 2 indiquent des articles ou fonctions similaires. Le circuit de la figure 2 est construit en utilisant la technologie MOS qui, avantageusement, donne une capacité haute fréquence avec

une relativement faible consommation de courant.

La tension d'entrée Ventrée à la borne d'entrée inverse 200a de l'amplificateur 200 de la figure 2 est couplée à une électrode de porte d'un transistor MP1 à effet de champ du type P ou PMOS, qui opère comme un amplificateur inverseur à source commune. Le drain du transistor MP1 est couplé à la source d'un transistor PM2

du type PMOS via une borne de jonction 200d.

Dans la mise en oeuvre d'un aspect de l'invention, la borne de jonction 200d est couplée à une électrode de porte d'un transistor MP3 du type PMOS qui fonctionne comme un amplificateur inverseur à source commune. Le drain du transistor MP3 est couplé, à une borne 200e, à la porte du transistor MP2 pour faire changer la tension de porte de celui-ci. Un drain d'un transistor MN1 à effet de champ du type N ou NMOS, opérant comme une source de courant, est couplé à la borne 200e pour former une impédance de charge qui

détermine le gain de tension du transistor MP3.

L'électrode de porte du transistor MN1 est couplée à la -

tension VREF. Les transistors MP1, MP2, MP3 et MN1 forment un agencement modifié en cascode 1200a, selon un aspect de l'invention. Le signal de sortie SOR est développé au drain du transistor MP2. La borne 200a est la borne d'entrée inverse est la borne 200c et la borne

de sortie de l'agencement 1200a.

Un changement de la tension d'entrée Ventre entrée provoque un changement correspondant du courant i1 s'écoulant à travers les transistors MP1 et MP2 et provoque un changement de tension à la borne 200e. Le signal à la borne-200e, qui est le'signal amplifié développé à la borne 200d, est réappliqué via le

transistor MP2 à la borne 200d. A cause de cette contre-

réaction négative, les variations de courant i1 qui sont provoquées par les changements de tension Ventre créent entrée des variations considérablement plus petites de tension à la borne 200d que celles qui seraient créées si la porte du transistor MP2 avait été maintenue constante. Au contraire, par exemple, dans l'agencement conventionnel

en cascode bien connu, un tel agencement à contre-

réaction négative n'est pas utilisé. Le facteur par lequel les variations de tension à la borne 200d devient plus faible est égal, environ, au gain de tension de l'amplificateur en source commune composé des transistors MP3 et MN1. Etant donné que le temps de réponse du transistor MP2 et de l'agencement en circuit fermé formé par les transistors MP2 et MP3 est rapide, la tension à la borne 200d reste avantageusement relativement inchangée immédiatement après et un changement brusque se produit dans le courant i s'écoulant dans le transistor

MP1.

Comme la tension de drain du transistor MP1 à la borne 200d ne subit que de légers changements, son courant de drain i est sensiblement non modulé par les changements de la tension de drain du transistor MP2 à la borne 200c. En conséquence, le courant i1 qui s'écoule également dans le transistor MP2 est sensiblement non modulé par les changements du signal SOR au drain du transistor MP2. Ainsi, avantageusement, l'impédance de sortie à la borne 200c est accrue d'une quantité qui est

proportionnelle au gain de tension du transistor MP3.

Selon une caractéristique de l'invention, étant donné l'agencement de contre-réaction formé par le transistor MP3 qui réduit la variation de la tension à la borne 200d, l'effet de Miller sur la capacitance d'entrée à la borne 200a est, avantageusement, encore plus réduit relativement à ce qui aurait été le cas si cet agencement à contre-réaction négative n'avait pas été utilisé. En réduisant l'effet de Miller sur la capacitance d'entrée,

la capacitance d'entrée effective est maintenue faible.

En conséquence, l'effet de toute non linéarité de la capacitance d'entrée qui peut autrement affecter de manière néfaste la linéarité, par exemple, de l'intégrateur 110 de la figure 1, est avantageusement réduit. Comme on l'a expliqué ci-dessus, l'agencement 1200a de la figure 2 qui est incorporé dans l'amplificateur 200 ayant la borne d'entrée 200a et la borne de sortie 200c, est formé des transistors MP1, MP2, MP3 et MN1. En plus de l'agencement 1200a, l'amplificateur 200 contient également des agencements 1200b, 1200c et 1200d, chacun étant formé par quatre transistors MOS correspondants d'une manière similaire à la façon dont l'agencement 1200a est formé. Les différences entre ces agencements et l'agencement 1200a

sont expliquées ci-dessous.

L'agencement 1200b contient les transistors MP4, MP5, MP6 et MN2 qui correspondent aux transistors MP1, MP2, MP3 et MN1, respectivement, de l'agencement 1200a. Une borne d'entrée 200b de l'agencement 1200b qui est couplée à la porte du transistor MP4 est au niveau de tension de latension VREF. Une borne de sortie 200f de l'agencement 1200b est couplée au drain du transistor MP5. Comme les circuits 1200a et 1200b sont des agencements identiques, un courant i2 qui s'écoule dans le transistor MP5 est égal au courant i1 qui s'écoule dans le transistor MP2 lorsque les tensions aux bornes a et 200b sont égales. Par ailleurs, les courants i1

et i2 restent égaux quand la température ambiante change.

L'agencement 1200c contient les transistors MN6, MN7, MN8 et MP8 qui correspondent aux transistors MP1, MP2, MP3 et MN1, respectivement, de l'agencement 1200a; cependant, chaque transistor du type PMOS de l'agencement 1200a est remplacé dans l'agencement 1200c par un transistor NMOS et inversement. La borne 200f de l'agencement 1200b est couplée au drain du transistor MN7 et à la porte du transistor MN6. En conséquence, la tension de porte du transistor MN6 est établie à un niveau tel qu'un courant i3 s'écoulant dans le transistor MN6 devienne égal au courant i. Ainsi, lorsque les tensions d'entrée aux bornes d'entrée 200a et 200b sont égales, le courant i3 est égal au courant i1 et, avantageusement, suit les variations, provoquées par la

température, du courant i.

i L'agencement 1200d contient les transistors MN3, MN4, MN5 et MP7 qui correspondent aux transistors MP1, MP2, MP3 et MN1, respectivement, de l'agencement 1200a. Comme dans le cas de l'agencement 1200c, chaque transistor du type PMOS dans l'agencement 1200a est remplacé, dans l'agencement 1200c, par un transistor du type NMOS et inversement. La porte du transistor MN3 est couplée à la borne 200f de l'agencement 1200b et 1200c et le drain du transistor MN4 est couplé à la borne de sortie 200c de l'agencement 1200a. En conséquence, le courant i3 qui s'écoule dans le transistor MN6 de l'agencement 1200c se reproduit dans le transistor MN3 et est égal au courant i1 quand les tensions aux bornes d'entrée 200a et 200b sont égales, et avantageusement suit les variations, provoquées par la température, du courant i1. Il s'ensuit que les agencements 1200b, 1200c et 1200d forcent la tension de décalage de l'amplificateur 200 à être à peu près ou normalement de zéro d'une manière qui, avantageusement, est compensée en température. Ainsi, dans la configuration en circuit fermé de l'amplificateur 200, telle que montrée à la figure 1, la tension Ventrée est égale à la tension VREF, pendant un fonctionnement à l'état stable. Selon un autre aspect de l'invention, l'agencement en cascode 1200d présente une haute impédance de sortie à la borne 200c qui maintient avantageusement haut le gain en courant continu en

circuit ouvert de l'agencement.1200a.

La tension VREF est au niveau qui produit une plage dynamique suffisante pour le signal SOR de l'agencement 1200a de la figure 2, et une tension

continue relative dans le transistor MP1.

Sur la figure 2, L est la longueur du canal en

microns et W est sa largeur, également en microns.

Claims (19)

REVENDICATIONS

1. Amplificateur répondant à un signal d'entrée pour produire un signal de sortie selon ledit signal d'entrée, du type comprenant: un premier transistor ayant des première et seconde électrodes conductrices de courant principal et ayant une électrode de commande qui est couplée audit signal d'entrée de manière que des changements du signal d'entrée forcent un premier courant à s'écouler dans ladite première électrode conductrice principale; un second transistor ayant une première électrode conductrice de courant principal pour y produire un courant de sortie et ayant une seconde électrode conductrice de courant principal qui est couplée à ladite première électrode conductrice de courant principal dudit premier transistor, ledit second transistor ayant une électrode de commande dans laquelle est développée une première tension pour commander une seconde tension formée à ladite première électrode conductrice de courant principal dudit premier transistor et o lesdits premier- et second transistors forment un agencement en cascode, caractérisé par: un moyen amplificateur de tension (MP3, MN1) couplé auxdits premier (MP1) et second (MP2) transistors et répondant à ladite seconde tension pour générer ladite première tension en amplifiant ladite seconde tension selon un gain de tension dudit moyen amplificateur de tension (MP3, MN1), ladite. première tension amplifiée étant réappliquée à ladite première électrode conductrice de'courant principal dudit premier transistor (MP1) via

ledit second transistor (MP2) à la manière d'une contre-

* réaction négative pour maintenir ladite seconde tension sensiblement constante lorsque des changements se produisent dans ledit premier courant qui s'écoule dans ledit premier transistor (MP1) de façon qu'en maintenant ladite seconde tension sensiblement constante, ledit moyen amplificateur de tension (MP3, MN1) empêche un signal de sortie, qui est développé à ladite première électrode conductrice de courant principal dudit second transistor (MP2), d'affecter sensiblement ledit premier courant qui, à son tour, force une impédance de sortie à ladite première électrode conductrice de courant principal dudit second-transistor (MP2) à augmenter selon ledit gain de tension dudit moyen amplificateur de

tension.

2. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen amplificateur de tension (MP3, MN1) comprend un troisième transistor (MP3) ayant une électrode de commande qui est couplée à la première électrode conductrice de courant principal dudit premier transistor (MP1) et une première électrode conductrice de courant principal correspondante qui est couplée à ladite électrode de commande dudit second

transistor (MP2).

3. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'au moins l'un des premier (MP1) et troisième (MP3) transistors comprend un transistor MOS

qui fonctionne en amplificateur à source commune.

4. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen d'amplification de tension (MP3, MN1) comprend de plus un quatrième transistor MOS (MN1) qui est couplé au troisième transistor pour former une charge qui détermine le gain de tension de manière que la première tension soit développée à une borne de

jonction entre les troisième et quatrième transistors.

5. Amplificateur selon la revendication 4, caractérisé en ce que chacun des premier (MP1) second (MP2) et troisième (MP3) transistors comprend un transistor MOS correspondant et en ce que chaque première électrode conductrice de courant principal est une électrode de drain et chaque seconde électrode conductrice de courant principal est une électrode de

source du transistor MOS correspondant.

6. Amplificateur selon la revendication 2, caractérisé en ce que chacun des premier (MP1) et second (MP2) transistors comprend un transistor MOS correspondant de manière que le drain du premier transistor (MP1) fournisse le premier courant à la

seconde électrode du second transistor (MP2).

7. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la première tension force une impédance d'entrée à la première électrode conductrice de courant principal du premier transistor (MP1) à diminuer sensiblement selon le gain de tension du moyen amplificateur de tension (MP3, MN1) relativement à ce qu'aurait été ladite impédance d'entrée si ladite première tension à ladite électrode de commande dudit second transistor (MP2) avait été maintenue constante

lors du changement du premier courant.

8. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé par une capacitance (C3) couplée. à la première électrode conductrice de courant principal du second transistor (MP2) qui y forme une charge telle que l'impédance de sortie détermine un gain en circuit ouvert

dudit amplificateur.

9. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé par un moyen comprenant un agencement miroir de courant (1200c) qui répond à une troisième tension d'entrée et ayant une borne de sortie (200f) qui est couplée à la première électrode conductrice de courant principal du second transistor pour générer un second courant qui est égal à un courant de sortie qui s'écoule dans ladite première électrode conductrice de courant principal du second transistor lorsqu'une tension développée à l'électrode de commande du premier transistor (MP1) est sensiblement égale à la troisième

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tension, le second courant étant couplé à la première électrode conductrice de courant principal du second transistor pour maintenir sensiblement faible une tension de décalage dudit amplificateur qui fonctionne en tant qu'amplificateur différentiel.

10. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé par une capacitance d'intégration (C3) couplée entre l'électrode de commande du premier transistor (MP1) et la première électrode conductrice de courant principal du second transistor (MP2) et un agencement à capacitance commutée (T1,T2, T3, T4, T5, T6, C1, C2) couplé entre une source du signal d'entrée (110a) et l'électrode de commande du premier transistor (MP1)

pour former un intégrateur de signaux.

11. Amplificateur selon la revendication 10, caractérisé par un moyen de calcul (120, 120a, 140) répondant au signal de sortie, le signal d'entrée étant un signal analogique qui doit être converti en un signal numérique représentatif dudit signal d'entrée et ledit moyen de calcul produisant, selon ledit signal de sortie, ledit signal numérique qui est représentatif du signal d'entrée de manière que le moyen de calcul et l'intégrateur de signaux forment un convertisseur

analogique-numérique Sigma-Delta.

12. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen d'amplification de tension provoque une réduction d'un effet de Miller sur une capacitance d'entrée à l'électrode de commande du premier transistor (MP1) en maintenant sensiblement constante la

seconde tension.

13. Amplificateur selon la revendication 1, caractérisé par un moyen compensé en température (1200b) qui est couplé à la première électrode conductrice de courant principal du second transistor (MP2) et qui répond à une troisième tension d'entrée pour conduire au moins une portion d'un courant de sortie qui s'écoule dans la première électrode conductrice de courant principal du second transistor (MP2) de manière qu'en une configuration en circuit fermé dudit amplificateur, qui se produit lorsque le signal de sortie est réappliqué à l'électrode de commande du premier transistor (MP1) à la façon d'une contre-réaction négative, la tension à la première électrode de commande du premier transistor soit établie à un niveau prédéterminé selon la troisième

tension d'entrée.

14. Amplificateur selon la revendication 13, caractérisé en ce que le moyen compensé en température (1200b) comprend une source de courant (MP4, MP5, MP6, MN2) pour générer un second courant (i2) qui est égal en grandeur à et a la même polarité que le courant de sortie lorsque ladite troisième tension d'entrée est sensiblement égale à la tension à l'électrode de commande du premier transistor (MP1) et un moyen miroir de'courant (1200c) répondant au second courant (i2) est couplé à la première électrode conductrice de courant principal du second transistor (MP2) pour conduire la portion du courant de sortie qui est sensiblement égale en grandeur

au second courant.

15. Amplificateur selon la revendication 14, caractérisé en ce que la source de courant (MP4, MP5, MP6, MN2) comprend des troisième (MP4) et quatrième (MP5) transistors et des seconds moyens d'amplification de tension (MP6), ledit quatrième transistor (MP5) étant couplé au troisième transistor (MP4) et au second moyen d'amplification de tension (MP6) d'une manière qui est similaire à la façon dont le second transistor (MP2) est couplé au premier transistor (MP1) et au premier moyen

amplificateur de tension (MP3).

16. Amplificateur selon la revendication 13, caractérisé par une porte de transmission (T6) qui est commandée par une paire de signaux binaires (P2, P2N) de manière que l'un desdits signaux binaires de ladite paire de signaux soit inversé relativement à l'autre, ladite porte de transmission (T6) ayant une paire de bornes conductrices de courant principal de manière que l'une de ladite paire soit couplée à l'électrode de commande du premier transistor (MP1) pour lui appliquer le signal d'entrée, ladite troisième tension d'entrée est établie à un niveau qui est déterminé selon les deux niveaux de l'un donné de la paire de signaux binaires qui force une portion de l'un de la paire de signaux binaires qui est capacitivement couplé par une capacitance parasite de la porte de transmission à l'une de la paire de bornes conductrices de courant principal de la porte de transmission, à être sensiblement annulée par une portion

de l'autre de ladite paire de signaux binaires.

17. Amplificateur selon là revendication 16, caractérisé en ce que le niveau de la troisième tension d'entrée est établi au milieu des deux niveaux de l'un de la paire de signaux binaires qui commande la porte de

transmission (T6).

18. Amplificateur selon la revendication 16,

caractérisé en ce que la porte de transmission (T6) -

comprend une paire de transistors MOS complémentaires.

19. Amplificateur selon la revendication 16, caractérisé par une capacitance (C3) qui est couplée entre la première électrode conductrice de courant principal du second transistor (MP2) et l'électrode de commande du premier transistor (MP1) pour former la configuration en circuit fermé, la porte de transmission (T6) étant incorporée dans un réseau capacitif commuté, répondant au signal d'entrée, qui couple le signal d'entrée au premier transistor (MP1) de manière que l'amplificateur, la capacitance (C3) et le réseau capacitif commuté forment un intégrateur de signaux pour générer le signal de sortie par intégration du signal

d'entrée.