FR2928506A1 - Circuit electronique et modulateur delta-sigma en temps continu - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un circuit électronique comprenant un convertisseur numérique-analogique (CNA) (31) et un intégrateur actif (11). Le convertisseur CNA convertit un signal de sortie numérique (Q) du circuit électronique en un signal analogique et réinjecte celui-ci. L'intégrateur actif comprend un amplificateur opérationnel (111) dont une première borne d'entrée reçoit un signal correspondant à la sommation d'un signal d'entrée (VIN) et du signal analogique de rétroaction, et une seconde borne d'entrée reçoit une tension de référence. Le convertisseur CNA comprend un condensateur de couplage (Cc), des premiers commutateurs (SD1, SD2), au moins une source de courant (32 ou 33), des seconds commutateurs (SC1, Sc2) et un troisième commutateur (Sc3).Domaine d'application : Systèmes audio, systèmes de communication et dispositifs précis de mesure de haut de gamme.

Description

L'invention concerne un circuit électronique comportant une boucle de rétroaction de conversion numérique-analogique, et plus particulièrement un modulateur delta-sigma en temps continu (MDSTC) ayant une boucle de rétroaction de conversion numérique-analogique et un circuit électronique comprenant ce modulateur. Un modulateur delta-sigma (MDS) produit une modulation très précise avec peu de bruit, et est largement utilisé dans des systèmes audio, des systèmes de communication et des dispositifs précis de mesure de haut de gamme. La figure 1 des dessins annexés décrits ci-après est un schéma fonctionnel illustrant l'architecture d'un modulateur MDS général. En référence à la figure 1, le modulateur MDSTC 10 comprend un intégrateur 11, un quantificateur 12 et un convertisseur numérique-analogique (CNA) 13 de rétroaction. Un signal d'entrée VIN peut être un signal de sortie unique, ou bien le signal d'entrée VIN peut être un signal différentiel. Une résistance d'entrée RIN peut être incluse dans l'étage d'entrée. L'architecture du modulateur MDSTC peut être modifiée en fonction d'un ordre du MDSTC ou du type du signal d'entrée VIN. Le modulateur delta-sigma en temps discret (MDSTD) (non représenté) a une architecture similaire à celle du modulateur MDSTC 10, et le MDSTD est largement utilisé ainsi que le MDSTC 10. Un intégrateur (non représenté) du MDSTD reçoit une impulsion d'entrée discrète, tandis que l'intégrateur 11 du MDSTC 10 reçoit un signal analogique d'entrée qui varie en continu en fonction du temps.

Le MDSTC 10 intègre le signal analogique d'entrée et, par conséquent, le MDSTC 10 peut avoir des exigences moins strictes, telles qu'un temps de stabilisation pendant lequel un signal de sortie d'un amplificateur opérationnel 111 situé dans l'intégrateur 11 se stabilise, que celles du MDSTD. De plus, le MDSTC 10 peut ne pas avoir besoin d'un filtre anti-repliement, peut être exécuté à un ordre inférieur, et peut consommer moins d'énergie en comparaison avec le MDSTD. L'intégrateur 11 intègre une somme d'un courant d'entrée 1IN et d'un signal de rétroaction IF converti en analogique. Le courant d'entrée IIN correspond au signal d'entrée VIN divisé par la résistance d'entrée RIN. La caractéristique de réponse du MDSTC 10 est proportionnelle à la linéarité de l'intégrateur 11. L'intégrateur 11 est représenté à titre d'exemple sous la forme d'une configuration RC active utilisant l'amplificateur opérationnel 111 et un condensateur CI. Le quantificateur 12 quantifie un signal de sortie de l'intégrateur 11 et produit le signal de sortie quantifié en tant que sortie numérique Q. Le CNA 13 de rétroaction reçoit le signal de sortie numérique Q et le convertit en un signal de rétroaction analogique IF. Le signal de rétroaction IF converti en analogique est soumis à une sommation avec le courant Ilm à un noeud de sommation Nsum, et le signal sommé est appliqué à l'intégrateur 11.

Le CNA 13 de rétroaction peut être réalisé sous diverses configurations, et le CNA 13 de rétroaction a pour objet principal de fournir au noeud de sommation Nsum le courant de rétroaction analogique IF correspondant au signal de sortie numérique Q du quantificateur 12. Le CNA 13 de rétroaction peut être réalisé sous la forme d'un CNA de courant (CNA-I) ou d'un CNA à condensateur commuté (CNA-CC). Le CNA-I comprend des sources de courant et produit un courant analogique en combinant les courants de sortie des sources de courant. Le CNA-CC comprend des sources de courant, des commutateurs et un condensateur et commande le courant analogique en fournissant des charges, ou en recevant des charges à chaque impulsion d'horloge. La figure 2A des dessins annexés décrits ci-après est un schéma fonctionnel simplifié illustrant la partie d'entrée du MDSTC de la figure 1 dans laquelle le CNA 13 de rétroaction de la figure 1 est constitué par un CNA-I 13a.

La partie d'entrée comprend la résistance d'entrée R1N, l'intégrateur 11 et le CNA 13 de rétroaction. Le CNA 13 de rétroaction de la figure 1 est réalisé à l'aide du CNA-I 13a de la figure 2A.

En référence à la figure 2A, le CNA-I 13a comprend des première et seconde sources de courant 21 et 22. Les première et seconde sources de courant 21 et 22 sont respectivement connectées au noeud de sommation Nsum ou en sont déconnectées par des premier et second commutateurs S1 et S2 en réponse au signal de sortie numérique Q du quantificateur 12. Le CNA-I 13a fournit le courant de rétroaction IF au noeud de sommation Nsum pendant un cycle ou un demi-cycle du signal numérique de sortie Q conformément à ce signal Q.

La figure 2B des dessins annexés et décrits ci-après est un schéma fonctionnel simplifié illustrant la partie d'entrée du MDSTC de la figure 1, dans laquelle le CNA 13 de rétroaction de la figure 1 est constitué à l'aide du CNA-CC 13b.

En référence à la figure 2B, des premier, deuxième et troisième commutateurs de charge Sul, SC2 et SC3, et des premier et second commutateurs de décharge SD1 et SD2 sont connectés à des première et seconde borne d'un condensateur commuté Cs. Les premier et deuxième commutateurs de charge Sc1 et SC2 connectent respectivement des première et seconde sources de tension 23 et 24 au condensateur commuté Cs, et le troisième commutateur de charge SC3 connecte le condensateur commuté Cs au noeud de sommation Nsum. Les premier et deuxième commutateurs de décharge SD1 et SD2 sont mis en conduction en réponse à un premier signal de commande 4. Le premier commutateur de charge Sul ou le deuxième commutateur de charge SC2 et le troisième commutateur de charge SC3 sont mis en conduction en réponse à un second signal de commande (1)2 conformément au signal de sortie numérique Q, et la première source de tension 23 ou la seconde source de tension 24 est connectée au noeud de sommation Nsum par l'intermédiaire du condensateur commuté Cs. Lorsque la première source de tension 23 ou la seconde source de tension 24 est connectée au condensateur commuté Cs en réponse au second signal de commande 42, le condensateur commuté Cs est rapidement chargé. Un courant de type impulsionnel apparaît donc dans l'opération de charge initiale. La quantité totale de charges délivrée au condensateur d'intégration CI est la même dans les deux cas des figures 2A et 2B, car une quantité de charge correspondant au signal numérique de sortie Q est délivrée dans les deux cas des figures 2A et 2B. La figure 2C est un graphique illustrant des variations du courant en fonction du temps dans le CNA-I de la figure 2A et dans le CNA-CC de la figure 2B. En référence à la figure 2C, le courant du CNA-I est relativement faible et constant, tandis que le courant du CNA-CC atteint sa valeur de crête initialement et chute brusquement pour atteindre sa valeur finale qui est même plus petite. Etant donné que le courant du CNA 13 (CNA-I 13a ou CNA-CC 13b) est appliqué à l'intégrateur 111, le courant du CNA est en relation étroite avec la capacité d'attaque par courant de l'amplificateur opérationnel 111 inclus dans l'intégrateur 11. Dans le cas du CNA-I, un courant constant relativement faible est produit et, par conséquent, l'amplificateur opérationnel peut avoir une capacité d'attaque de courant faible et consomme une petite quantité d'énergie en exécution réelle. Cependant, dans le cas du CNA-CC, un courant intense est fourni initialement et l'amplificateur opérationnel peut donc avoir une capacité de courant d'attaque élevée et consomme une grande quantité d'énergie en exécution réelle. Un bruit, tel qu'une gigue, peut apparaître dans un signal d'horloge destiné à commander les commutateurs. Dans le cas du CNA-I 13a, un courant constant est produit dans la dernière partie du cycle du signal numérique de sortie et, par conséquent, des charges positives proportionnelles à la gigue sont produites, augmentant une erreur due au bruit. Par ailleurs, dans le cas du CNA-CC 13b, un courant très faible est produit dans la dernière partie du cycle du signal numérique de sortie et, par conséquent, l'erreur peut être insignifiante malgré la gigue. Comme décrit ci-dessus, lorsque le CNA 13 de rétroaction est réalisé à l'aide du CNA-I 13a ou du CNA-CC 13b classique, le MDSTC 10 est sensible à la gigue dans le cas de l'utilisation du CNA-I 13a pour la réduction de la consommation d'énergie, ou bien le MDSTC consomme une grande puissance dans le cas de l'utilisation du CNA-CC 13b qui est résistant à la gigue. Pour résoudre ces problèmes, on a proposé une architecture qui utilise le CNA-CC et insère une résistance entre le condensateur commuté et le noeud de sommation. Cependant, l'architecture proposée limite non seulement l'augmentation initiale du courant, mais, aussi, la diminution finale du courant et, par conséquent, le MDSTC devient sensible à la gigue.

Il est donc proposé à titre d'exemple des formes de réalisation de la présente invention pour éviter sensiblement un ou plusieurs problèmes dus à des limitations et inconvénients de la technique connexe. Certains exemples de formes de réalisation de l'invention procurent une source de courant à auto-coupure et un convertisseur numérique-analogique de courant (CNA-I) utilisant la source de courant à auto-coupure. Des exemples de formes de réalisation de l'invention proposent un modulateur delta-sigma en temps continu (MDSTC) comprenant un convertisseur CNA-I à auto-coupure. Certains exemples de formes de réalisation de l'invention proposent un circuit électronique comprenant un convertisseur CNA-I à auto-coupure dans une boucle de rétroaction. Dans des exemples de formes de réalisation de l'invention, un circuit électronique comprend un convertisseur CNA et un intégrateur actif. Le CNA convertit un signal numérique de sortie en un signal analogique et réinjecte le signal analogique. L'intégrateur actif comprend un amplificateur opérationnel ayant une première borne d'entrée qui reçoit un signal résultant de la sommation d'un signal d'entrée et du signal analogique de rétroaction, et une seconde borne d'entrée qui reçoit une tension de référence. Le CNA comprend un condensateur de couplage, dés premiers commutateurs, au moins une source de courant, des deuxièmes commutateurs et un troisième commutateur. Les premiers commutateurs connectent respectivement des première et seconde bornes du condensateur de couplage à la tension de référence, en réponse à un premier signal de commande. La, au moins une, source de courant génère un courant qui est constant lorsqu'une différence de tension entre les deux bornes de la source de courant est supérieure à une valeur de référence. Le courant diminue lorsque la différence de tension des deux bornes est inférieure à la valeur de référence. Les deuxièmes commutateurs connectent sélectivement la seconde borne du condensateur de couplage à la source de courant, en réponse à un second signal de commande et au signal numérique de sortie. Le second signal de commande comporte une période active non chevauchante par rapport au premier signal de commande. Le troisième commutateur connecte la première borne du condensateur de couplage à la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel en réponse au second signal de commande. Dans des exemples de formes de réalisation, la source de courant peut générer le courant d'une manière telle qu'un premier instant où la différence de tension est inférieure 30 à la valeur de référence précède un second instant où le second signal de commande est désactivé. Dans des exemples de formes de réalisation, la source de courant peut comprendre un transistor de type métal- oxyde-semi- conducteur (NOS) qui est polarisé par une tension 35 de grille-source égale ou supérieure à une tension de seuil, et le courant est généré sur la base d'un courant de drain du transistor MOS. La différence de tension peut correspondre à une tension drain-source du transistor MOS. Dans des exemples de formes de réalisation, le circuit électronique peut comprendre en outre une résistance d'entrée qui relie le signal d'entrée et la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel. Dans des exemples de formes de réalisation, le signal d'entrée et le signal analogique de rétroaction peuvent correspondre à un signal différentiel.

Des exemples de formes de réalisation de l'invention procurent un circuit électronique qui comprend un condensateur de couplage, des premiers commutateurs, au moins une source de courant, des deuxièmes commutateurs, un amplificateur opérationnel et un troisième commutateur. Les premiers commutateurs connectent respectivement des première et seconde bornes du condensateur de couplage à une tension de référence, en réponse à un premier signal de commande. La, au moins une, source de courant génère un courant qui est constant lorsqu'une différence de tension de deux bornes de la source de courant est supérieure à une valeur de référence, et le courant qui diminue lorsque la différence de tension des deux bornes est inférieure à la valeur de référence. Les deuxièmes commutateurs connectent sélectivement la seconde borne du condensateur de couplage à la source de courant, en réponse à un second signal de commande et au signal numérique de sortie, et le second signal de commande possède une période active non chevauchante par rapport au premier signal de commande. L'amplificateur opérationnel comporte des première et seconde bornes d'entrée et la seconde borne d'entrée est couplée à la tension de référence. Le troisième commutateur connecte la première borne du condensateur de couplage à la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel, en réponse au second signal de commande.

Dans des exemples de formes de réalisation, la source de courant peut comprendre un transistor MOS qui est polarisé par une tension grille-source égale ou supérieure à une tension de seuil, et le courant est généré sur la base d'un courant de drain du transistor MOS. La différence de tension peut correspondre à une tension drain-source du transistor MOS. Dans certains exemples de formes de réalisation, le circuit électronique peut comprendre en outre une résistance d'entrée qui relie le signal d'entrée et la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel.

Dans des exemples de formes de réalisation, le signal d'entrée et le signal analogique de rétroaction peuvent correspondre à un signal différentiel. Conformément à des exemples de formes de réalisation de l'invention, un modulateur MDSTC comprend un intégrateur actif, un quantificateur et un convertisseur numérique- analogique (CNA). L'intégrateur actif comprend un amplificateur opérationnel ayant une première borne d'entrée qui reçoit un signal résultant de la sommation d'un signal d'entrée et d'un signal analogique de rétroaction, et une seconde borne d'entrée qui reçoit une tension de référence. Le quantificateur génère un signal numérique de sortie basé sur un signal de sortie de l'intégrateur actif. Le convertisseur CNA convertit le signal numérique de sortie en le signal analogique de rétroaction. Le CNA comprend un condensateur de couplage, des premiers commutateurs, au moins une source de courant, des deuxièmes commutateurs et un troisième commutateur. Les premiers commutateurs connectent respectivement des première et seconde bornes du condensateur de couplage à la tension de référence, en réponse à un premier signal de commande. La, au moins une, source de courant génère un courant qui est constant lorsqu'une différence de tension de deux bornes de la source de courant est supérieure à une valeur de référence, et un courant qui diminue lorsque la différence de tension des deux bornes est inférieure à la valeur de référence. Les deuxièmes commutateurs connectent sélectivement la seconde borne du condensateur de couplage à la source de courant, en réponse à un second signal de commande et au signal numérique de sortie, et le second signal de commande possède une période active non chevauchante par rapport au premier signal de commande. Le troisième commutateur connecte une première borne du condensateur de couplage à la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel, en réponse au second signal de commande. Dans des exemples de formes de réalisation, la source de courant peut comprendre un transistor MOS qui est polarisé par une tension grille-source égale ou supérieure à une tension de seuil, et le courant est généré sur la base d'un courant de drain du transistor MOS. La différence de tension peut correspondre à une tension drain-source du transistor MOS.

Dans certains exemples de formes de réalisation, le circuit électronique peut comprendre en outre une résistance d'entrée qui relie le signal d'entrée et la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel. Dans des exemples de formes de réalisation, le signal 20 d'entrée et le signal analogique de rétroaction peuvent correspondre à un signal différentiel. Par conséquent, le modulateur MDSTC et le circuit électronique comprenant ce modulateur MDSTC peuvent avoir une consommation d'énergie réduite. 25 L'invention sera décrite plus en détail en regard des dessins annexés à titre d'exemples nullement limitatifs et sur lesquels : la figure 1 est un schéma fonctionnel illustrant l'architecture d'un modulateur MDS général ; 30 les figures 2A et 2B sont des schémas fonctionnels illustrant respectivement un convertisseur CNA-I et un convertisseur CNA-CC destinés à être utilisés en tant que parties d'entrée du modulateur MDSTC représenté sur la figure 1 ; 35 la figure 2C est un graphique illustrant des variations du courant en fonction du temps dans le convertisseur CNA-I de la figure 2A et dans le convertisseur CNA-CC de la figure 2B ; la figure 3 est un schéma d'un circuit illustrant une partie d'entrée d'un modulateur MDSTC comprenant un convertisseur CNA-I à auto-coupure selon un exemple de forme de réalisation de l'invention ; la figure 4A est un graphique illustrant une caractéristique de courant du convertisseur CNA-I à auto-coupure représenté sur la figure 3 ; la figure 4B est un graphique illustrant des tensions du noeud de sommation et du premier noeud du modulateur MDSTC représenté sur la figure 3 ; et la figure 5 est un schéma d'un circuit illustrant une partie d'entrée d'un modulateur MDSTC comprenant un convertisseur CNA-I à auto-coupure selon un exemple de forme de réalisation de l'invention. Sur les dessins, où les mêmes références numériques sont rattachées aux mêmes éléments dans toute cette description, la figure 3 est un schéma de circuit illustrant une partie d'entrée du modulateur delta-sigma en temps continu (MDSTC) comprenant un convertisseur numérique-analogique de courant (CNA-I) à auto-coupure selon un exemple de forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 3, le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure peut constituer une partie d'une boucle de rétroaction du modulateur MDSTC (non représenté), et applique un signal de courant de rétroaction IF à un noeud de sommation Nsffl conformément à un signal numérique de sortie Q. Un courant d'entrée IIN, correspondant à un signal d'entrée VIN circulant dans une résistance d'entrée RIN, fait l'objet d'une sommation avec le signal de rétroaction IF au noeud de sommation NSUM, et le courant sommé est intégré dans un condensateur d'intégration CI. Un intégrateur actif 11 peut comprendre le condensateur d'intégration CI et un amplificateur opérationnel 111 de manière qu'une borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel 111 soit connectée directement ou virtuellement à une tension de référence. Par exemple, le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure peut être considéré comme étant un convertisseur CNA à un bit pour la commodité de l'explication. Le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure peut comprendre des première et seconde sources de courant 32 et 33, des premier et deuxième commutateurs de décharge SD1 et SD2, des premier, deuxième et troisième commutateurs de charge Sc', SC2 et SC3, et un condensateur de couplage Cc. Le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure peut être construit de façon que le condensateur de couplage Cc soit inséré entre les première et seconde sources de courant 32 et 33 et le noeud de sommation NSUM. Bien que le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure semble similaire au convertisseur CNA-CC de la figure 2B le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure fonctionne différemment du convertisseur CNA-CC de la figure 2B. Alors que le condensateur commuté Cs du convertisseur CNA-CC montré sur la figure 2B fonctionne à la manière d'une résistance équivalente en délivrant des charges basées sur une commutation rapide, le condensateur de couplage Cc de la figure 3 fonctionne de façon que des tensions de premier et second noeud Ni et N2 soient différentes l'une de l'autre.

La sortie numérique Q du modulateur MDSTC peut être un signal numérique à un bit ou à plusieurs bits. Les première et seconde sources de courant 32 et 33 génèrent respectivement des premier et second courants Il et 12 correspondant à des valeurs logiques "zéro" et "un" des bits de la sortie numérique Q. Les premier et second courants Il et 12 peuvent avoir la même intensité, mais avec des signes opposés. Les première et seconde sources de courant 32 et 33 génèrent respectivement les premier et second courants Il et 12 qui sont constants lorsque des différences de tension de deux bornes des première et seconde sources de courant 32 et 33 sont supérieures à une valeur de référence. Les première et seconde sources de courant 32 et 33 génèrent respectivement les premier et second courants 11 et 12 qui diminuent lorsque des différences de tension des deux bornes des première et seconde sources de courant 32 et 33 sont inférieures à la valeur de référence. En commandant la durée pendant laquelle la différence de tension des deux bornes des première et seconde sources de courant 32 et 33 atteint la valeur de référence, on peut rendre les première et seconde sources de courant 32 et 33 très robustes en étant insensibles à toute gigue. Les premier et deuxième commutateurs de charge Su et SC2 connectent respectivement les première et seconde sources de courant 32 et 33 au condensateur de couplage Cc par le premier noeud N1, et le troisième commutateur de charge SC3 connecte le condensateur de couplage Cc au noeud de sommation %lm par le second noeud N2. Les premier et deuxième commutateurs de décharge SD1 et SD2 sont mis en conduction en réponse à un premier signal de commande e ayant une première phase et, ainsi, les deux bornes du condensateur de couplage Cc, c'est-à-dire les premier et second noeuds N1 et N2, ont la même tension de référence, de façon à provoquer une décharge de toutes les charges se trouvant dans le condensateur de couplage Cc. A ce moment, le troisième commutateur de charge SC3 est mis hors conduction en réponse à un second signal de commande (1)2 et, ainsi, le condensateur de couplage Cc est déconnecté électriquement du noeud de sommation Nsum et des première et seconde sources de courant 32 et 33. Le noeud de sommation Nsum est connecté à une borne d'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 111 inclus dans l'intégrateur actif 11. Une borne d'entrée positive de l'amplificateur opérationnel 111 est connectée à la tension de référence et, par conséquent, le noeud de sommation Nsum est également à la tension de référence.

Après que les tensions des deux bornes du condensateur de couplage Cc sont devenues la tension de référence, le premier commutateur de charge Sc]. ou le deuxième commutateur de charge SC2 est mis en conduction ou fermé et le troisième commutateur de charge Sc3 est mis en conduction ou fermé en réponse à un second signal de commande (I)2 ayant une seconde phase, provoquant ainsi la connexion de la première source de courant 32 ou de la seconde source de courant 33 au noeud de sommation N31N par l'intermédiaire du condensateur de couplage Cc. A ce moment, les premier et deuxième commutateurs de décharge SD1 et SD2 sont mis hors conduction ou ouverts en réponse au premier signal de commande 4)1. Lorsque le second signal de commande 4)2 est activé, le premier courant Il ou le second courant 12 circule à travers le premier noeud N1, et la tension du premier noeud N1 est donc augmentée ou diminuée progressivement en fonction du signe du courant en circulation. La tension du second noeud N2 ou du noeud de sommation Nslw est cependant maintenue à la tension de référence, car le second noeud N2 ou le noeud de sommation N30m est virtuellement connecté à la tension de référence. Lorsque la différence de tension des deux bornes des première ou seconde sources de courant 32 ou 33 est inférieure à la valeur de référence, le premier courant Il ou le second courant 12 diminue. Par conséquent, lorsque les différences de tension des première et seconde sources de courant 32 et 33 sont établies de façon à être inférieures à une valeur de référence suffisamment avant que le second signal de commande (1)2 soit désactivé, le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure peut minimiser les erreurs dues à une gigue dans le cas où le second signal de commande 4)2 a une gigue importante.

Immédiatement après l'application du second signal de commande 42, les deux bornes du condensateur de couplage Cc ont la tension de référence. Dans ce cas, le premier courant 11 ou le second courant 12 est appliqué à force au condensateur de couplage Cc depuis le premier noeud N1 et, ainsi, un courant de rétroaction IF, correspondant au premier courant Il ou au second courant 12 provenant du noeud de sommation Nsum, circule vers le condensateur de couplage Cu. Le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure génère le courant de rétroaction IF ayant la même intensité que le premier courant 11 ou le second courant 12 et applique le courant de rétroaction IF généré au noeud de sommation %lm. Le convertisseur CNA- I 31 à auto-coupure peut produire initialement le courant de rétroaction IF ayant une intensité constante, et coupe le courant de rétroaction IF de par lui-même avant que le second signal de commande 1)2 soit désactivé. La figure 4A est un graphique illustrant une caractéristique de courant du convertisseur CNA-I à auto-coupure montré sur la figure 3, et la figure 4B est une graphique illustrant des tensions du noeud de sommation et du premier noeud dans le circuit représenté sur la figure 3. Le premier courant Il et le second courant 12 produits respectivement par la première source de courant 32 et la seconde source de courant 33 ont des signes différents, mais le premier courant Il et le second courant 12 ont sensiblement les mêmes caractéristiques. Par conséquent, seul le premier courant Il sera décrit et on ne donnera pas des descriptions répétées pour le second courant 12. En référence à la figure 4A, des formes d'ondes relatives du second signal de commande (1)2 et du premier courant 11 sont illustrées. Le second signal de commande (1)2 est activé depuis un temps de référence tO jusqu'à un temps de fin tl. Le premier courant Il est maintenu à une valeur constante pendant un premier intervalle allant du temps de référence tO jusqu'à un temps de coupure tc, et décroît pendant un second intervalle allant du temps de coupure tc jusqu'au temps de fin tl. Le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure de la figure 3 a une construction telle que le condensateur de couplage Cc est davantage incorporé en comparaison avec le convertisseur CNA-I classique montré sur la figure 2A, et le courant de rétroaction IF a la même forme d'onde que le premier courant Il de la première source de courant 32 ou de la seconde source de courant 33. Autrement dit, le courant de rétroaction IF a initialement une intensité constante et diminue rapidement avant la fin du cycle du second signal de commande (1)2. Dans le fonctionnement du convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure, la quantité totale de charges qui sont délivrées est très importante. La délivrance de charges est amorcée au moment même de l'activation du second signal de commande 4)2 et, ainsi, la gigue au moment où commence le second signal de commande (1)2 devient insignifiante. Dans la technique classique, la gigue au moment de la fin du second signal de commande (1)2 comme montré sur la figure 2C, par exemple, peut modifier la quantité de charges qui sont délivrées et, ainsi, peut avoir un effet important sur le fonctionnement du convertisseur CNA-I. Lorsque le CNA-I à auto-coupure de la figure 3, conformément à un exemple de forme de réalisation de l'invention, est utilisé, l'intensité du courant de rétroaction IF est cependant très faible ou pratiquement nulle, et la gigue a peu d'effet sur le fonctionnement du CNA-I à auto-coupure. De plus, le courant de rétroaction IF est appliqué à l'amplificateur opérationnel 111 incorporé dans l'intégrateur actif 11.

L'amplificateur opérationnel 111 n'a donc pas besoin d'avoir une aptitude à une attaque par un courant intense. Lorsque l'intensité du courant de rétroaction IF devient sensiblement nulle avant que le second signal de commande 42 soit désactivé par la commande du temps de coupure tc, la gigue n'a aucun effet sur le fonctionnement. En référence à la figure 4B, les deux bornes du condensateur de couplage Cc sont connectées à la tension de référence au moment même du temps de référence tO, et le premier noeud N1 a la tension de référence VR au temps de référence tl. Le noeud de sommation NSUM ou le second noeud N2 est connecté à la borne d'entrée négative de l'amplificateur opérationnel 111, et la borne d'entrée positive a la tension de référence VR. Le noeud de sommation Nsum ou le second noeud N2 a donc la tension de référence VR. Après le temps de référence tl, la tension Vscm du noeud de sommation Nsum est maintenue à la tension de référence VR, tandis qu'une tension VN1 du premier noeud N1 descend progressivement. La tension VN1 du premier noeud N1 continue de descendre et devient inférieure à une valeur de référence au temps de coupure tc. Lorsque l'intensité du premier courant Il diminue après le temps de coupure tc, la tension VN1 du premier noeud Ni descend plus lentement qu'avant et approche de zéro. Bien que cela ne soit pas illustré sur la figure 4B, la tension VN1 du premier noeud N1 s'élève progressivement dans le cas du premier courant ayant le signe inverse.

La figure 5 est un schéma de circuit illustrant une partie d'entrée d'un modulateur delta-sigma en temps continu (MDSTC) comprenant un convertisseur CNA-I à auto-coupure selon un exemple de forme de réalisation de l'invention. En référence à la figure 5, un convertisseur CNA-I 35 à auto-coupure constitue une boucle de rétroaction du modulateur MDSTC (non représenté) de même que le convertisseur CNA-I 31 à auto-coupure constitue une boucle de rétroaction dans le circuit de la figure 3. Le convertisseur CNA-I 35 à auto-coupure fournit le courant de rétroaction IF au noeud de sommation Nsum conformément à la sortie numérique Q du modulateur MDSTC. Le courant d'entrée IIN est sommé avec le courant de rétroaction IF au noeud de sommation Nsum, et le courant sommé est intégré dans le condensateur d'intégration CI. Par exemple, le convertisseur CNA-I 35 à auto-coupure peut être considéré comme étant un convertisseur CNA à un bit pour la commodité de l'explication. Le convertisseur CNA-I 35 à auto-coupure peut comprendre des première et seconde sources de courant 32 et 33, des premier et second commutateurs de décharge SD1 et SD2, des premier, deuxième et troisième commutateurs de charge Sn, SC2 et SC3, et un condensateur de couplage Cc. Les première et seconde sources de courant 32 et 33 comprennent respectivement des premier et second transistors MN et MP. Lorsque les courants de drain IDl et ID2 des premier et second transistors MN et MP sont respectivement des premier et second courants I1 et I2, les premier et second courants 11 et I2 correspondent respectivement à des valeurs logiques "zéro" et "un" de la sortie numérique Q. Le premier transistor MN peut être un transistor de type métal-oxyde-semi-conducteur de type n (NMOS), et le second transistor MN peut être un transistor de type métal-oxyde-semi-conducteur de type p (PMOS). Les premier et second transistors MN et MP sont polarisés respectivement par des tensions grille-source VNB et VPB suffisantes pour mettre en conduction les premier et second transistors MN et MP. La haute tension VDD d'alimentation en énergie est supérieure à la tension de référence, et la basse tension VSS d'alimentation en énergie est inférieure à la tension de référence. Comme décrit en référence à la figure 3, les premier et deuxième commutateurs de décharge SD1 et SD2 sont mis en conduction en réponse à un premier signal de commande (1)1 ayant une première phase et, par conséquent, les deux bornes du condensateur de couplage Cc, c'est-à-dire les premier et second noeuds N1 et N2, ont la même tension de référence, provoquant ainsi la décharge de toutes les charges chargées dans le condensateur de couplage Cc. Le nœud de sommation NSUM a la tension de référence. La tension de référence a une amplitude suffisante pour activer un transistor MOS, c'est-à-dire le premier transistor MN ou le second transistor MP, dans un mode à saturation. A ce moment, le troisième commutateur de charge SC3 est mis hors conduction ou ouvert en réponse à un second signal de commande (1)2 et, ainsi, le condensateur de couplage Cc est déconnecté électriquement du nœud de sommation NSUM et des première et seconde sources de courant 32 et 33.

Après que les tensions des deux bornes du condensateur de couplage Cc ont atteint la tension de référence, le premier commutateur de charge Su ou le deuxième commutateur de charge SC2 est mis en conduction et le troisième commutateur de charge SC3 est mis en conduction en réponse à un second signal de commande cl)2 ayant une seconde phase afin de provoquer la connexion de la première source de courant 32 ou de la seconde source de courant 33 au noeud de sommation Nsum par l'intermédiaire du condensateur de couplage Cc. A ce moment, les premier et deuxième commutateurs de décharge SD1 et SD2 sont mis hors conduction en réponse au premier signal de commande e. Lorsque la sortie numérique Q correspond à une valeur logique "zéro", le premier transistor MN est connecté au condensateur de couplage Cc par le premier commutateur de charge Scl. La tension de polarisation VNB est appliquée à la grille du premier transistor MN et, par conséquent, le premier transistor MN est mis en conduction. Un drain du premier transistor MN est connecté au premier noeud N1 ayant la tension de référence et, ainsi, la tension du drain du premier transistor MN est suffisante pour faire fonctionner le premier transistor MN dans un mode à saturation. Le courant de drain ID' est donc généré au drain du premier transistor MN, et l'intensité du courant de drain IDI est déterminée par la tension de polarisation VNB. La tension du premier noeud Ni diminue linéairement à partir de la tension de référence. Lorsque la tension du premier noeud N1 descend en dessous d'une valeur de référence, ou lorsque la tension drain-source du premier transistor MN descend en dessous de la valeur de référence, le premier transistor MN fonctionne dans un mode triode et, ainsi, le courant de drain IDI commence à décroître. Etant donné que la tension du premier noeud N1 continue de baisser, le courant de drain IDI approche sensiblement de zéro. Le convertisseur CNA-I 35 à auto-coupure coupe donc de lui-même le courant de rétroaction IF.

Lorsque la sortie numérique Q correspond à une valeur logique "un", le second transistor MP est connecté au condensateur de couplage Cc par le deuxième commutateur de charge SC2. La tension de polarisation VFB est appliquée à la grille du second transistor MP et, par conséquent, le second transistor MP est mis en conduction. Le drain du second transistor MP est connecté au premier noeud N1 ayant la tension de référence et, ainsi, la tension du drain du second transistor MP est suffisante pour faire fonctionner le premier transistor MP dans un mode à saturation. Le courant de drain ID2 est donc généré au drain du second transistor MP, et l'intensité du courant de drain ID2 est déterminée par la tension de polarisation VPB. La tension du premier noeud N1 augmente linéairement à partir de la tension de référence. Lorsque la tension source-drain du second transistor MP descend en dessous d'une valeur de référence, le second transistor MP fonctionne en mode triode et le courant de drain ID2 commence donc à diminuer et est coupé. Les courants de drain IDI et ID2 des premier et second transistors MN et MP, respectivement, chargent ou déchargent le condensateur de couplage Cc. Le courant de rétroaction IF ayant la même intensité que le courant de drain est généré depuis le noeud de sommation Nsum vers le condensateur de couplage Cc d'après la loi de la conservation de la charge. Bien qu'un convertisseur CNA à un bit soit pris à titre d'exemple en référence aux figures 3 et 5, des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent également être appliqués à un convertisseur CNA à bits multiples lorsqu'un quantificateur à bits multiples est utilisé. De plus, des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent également être appliqués dans le cas où les signaux d'entrée et de sortie sont des signaux différentiels, aussi bien que des signaux de sortie unique. En outre, des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent également être appliqués lorsque les sources de courant sont réalisées à l'aide de transistors à jonction bipolaire polarisés par puits.

Des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent être appliqués à des circuits électroniques comprenant un convertisseur CNA qui convertit un signal numérique de sortie en un signal analogique et réinjecte le signal analogique. Plus particulièrement, des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent être appliqués à des circuits électroniques qui appliquent le signal analogique à l'étage d'entrée d'un filtre actif en utilisant un amplificateur opérationnel. Des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent être appliqués à des circuits électroniques qui comprennent un convertisseur CNA et un amplificateur opérationnel et qui reçoivent un signal analogique obtenu par conversion d'un signal numérique en utilisant l'amplificateur opérationnel, ainsi qu'à des circuits électroniques qui exigent une source de courant à auto-coupure. Lorsque des exemples de formes de réalisation de l'invention sont matérialisés en utilisant les présentes techniques de traitement de semi-conducteur, le temps de coupure de la source de courant peut être modifié en fonction de variations de dimensions de la source de courant ou du condensateur de couplage dues aux erreurs générées dans le processus pour modifier la quantité de charges délivrées depuis le convertisseur CNA. En général, des CNA de haute précision ou des filtres comprennent des circuits s'étalonnant d'eux-mêmes ou des circuits s'accordant d'eux-mêmes pour compenser les erreurs générées dans le processus de fabrication. Des exemples de formes de réalisation de l'invention peuvent comprendre en outre des circuits s'étalonnant d'eux-mêmes ou des circuits s'accordant d'eux-mêmes pour compenser des erreurs générées dans le processus de fabrication. Comme décrit ci-dessus, le convertisseur CNA-I à auto- coupure et le circuit électronique comportant ce convertisseur dans la boucle de rétroaction selon des exemples de formes de réalisation de l'invention sont résistants à la gigue et réduisent les exigences de capacité d'attaque de courant.

En conséquence, le convertisseur CNA-I à auto-coupure et le circuit électronique comportant ce convertisseur dans la boucle de rétroaction peuvent réduire la charge globale de conception et la consommation d'énergie.

Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au circuit électronique et au modulateur décrits et représentés sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (24)

REVENDICATIONS

1. Circuit électronique, caractérisé en ce qu'il comporte : un intégrateur actif (11) comprenant un amplificateur opérationnel {111) qui a une première borne d'entrée qui reçoit un signal formé par la sommation d'un signal d'entrée (VIN) et d'un signal de rétroaction analogique (IF), et une seconde borne d'entrée recevant une tension de référence ; et un convertisseur numérique-analogique (CNA) (31) qui convertit un signal numérique de sortie du circuit électronique en un signal analogique et fournit le signal de rétroaction analogique, le convertisseur CNA comportant : un condensateur de couplage (Cc) ; des premiers commutateurs (SD1, SD2) qui connectent respectivement des première et seconde bornes du condensateur de couplage à la tension de référence, en réponse à un premier signal de commande (41) ; au moins une source de courant (32 ou 33) qui génère un courant (11 ou 12), le courant étant constant lorsqu'une différence de tension de deux bornes de la source de courant est supérieure à une valeur de référence, et le courant diminuant lorsque la différence de tension des deux bornes est inférieure à la valeur de référence ; des deuxièmes commutateurs (Sn, SC2) qui connectent sélectivement la seconde borne du condensateur de couplage à la source de courant, en réponse à un second signal de commande (42) et au signal de sortie numérique (Q), le second signal de commande ayant une période active non chevauchante par rapport au premier signal de commande ; et un troisième commutateur (Sn) qui connecte la première borne du condensateur de couplage à la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel, en réponse au second signal de commande.

2. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que la source de courant génère le courantde manière qu'un premier instant où la différence de tension est inférieure à la valeur de référence précède un second instant où le second signal de commande est désactivé.

3. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que la source de courant comporte un transistor du type métal-oxyde-semi-conducteur (MOS) (MN ou MP) qui est polarisé par une tension grille-source égale ou supérieure à une tension de seuil, et le courant est généré en fonction d'un courant de drain du transistor MOS.

4. Circuit électronique selon la revendication 3, caractérisé en ce que la différence de tension correspond à une tension drain-source du transistor MOS.

5. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une résistance d'entrée (RIN) qui relie le signal d'entrée et la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel.

6. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce que le signal d'entrée et le signal de rétroaction analogique correspondent à un signal différentiel.

7. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit à auto-étalonnage qui compense des erreurs générées dans un processus de fabrication de la source de courant.

8. Circuit électronique selon la revendication 1, caractérisé ce qu'il comporte en outre un circuit s'accordant de lui-même qui compense des erreurs générées dans un processus de fabrication du condensateur de couplage.

9. Circuit électronique, caractérisé en ce qu'il comporte : un condensateur de couplage (Cc) ; des premiers commutateurs (SD1, SD2) qui connectent respectivement des première et seconde bornes du condensateur de couplage à une tension de référence, en réponse à un premier signal de commande (41) ; au moins une source de courant (32 ou 33) qui génère un courant (Il ou 12), le courant étant constant lorsqu'unedifférence de tension de deux bornes de la source de courant est supérieure à une valeur de référence, et le courant diminuant lorsque la différence de tension des deux bornes est inférieure à la valeur de référence ; des deuxièmes commutateurs (Su, Su) qui connectent sélectivement la seconde borne du condensateur de couplage à la source de courant, en réponse à un second signal de commande (e) et au signal de sortie numérique (Q) du circuit électronique, le second signal de commande ayant une période active non chevauchante par rapport au premier signal de commande ; un amplificateur opérationnel {111) ayant des première et seconde bornes d'entrée, la seconde borne d'entrée étant couplée à la tension de référence ; et un troisième commutateur (Su) qui connecte la première borne du condensateur de couplage à la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel, en réponse au second signal de commande.

10. Circuit électronique selon la revendication 9, caractérisé en ce que la source de courant génère le courant de manière qu'un premier instant où la différence de tension est inférieure à une valeur de référence précède un second instant où le second signal de commande est désactivé.

11. Circuit électronique selon la revendication 9, caractérisé en ce que la source de courant comporte un transistor du type métal-oxyde-semi-conducteur (MOS) (MN ou MP) qui est polarisé par une tension grille-source égale ou supérieure à une tension de seuil, et le courant est généré en fonction d'un courant de drain du transistor MOS.

12. Circuit électronique selon la revendication 11, caractérisé en ce que la différence de tension correspond à une tension drain-source du transistor MOS.

13. Circuit électronique selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une résistance d'entrée (RIN) qui relie le signal d'entrée et la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel.

14. Circuit électronique selon la revendication 9, caractérisé en ce que le signal d'entrée et le signal de rétroaction analogique correspondent à un signal différentiel.

15. Circuit électronique selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit à auto-étalonnage qui compense des erreurs générées dans un processus de fabrication de la source de courant.

16. Circuit électronique selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit s'accordant de lui-même qui compense des erreurs générées dans un processus de fabrication du condensateur de couplage.

17. Modulateur delta-sigma en temps continu (MDSTC), caractérisé en ce qu'il comporte : un intégrateur actif (11) comprenant un amplificateur opérationnel (111) qui a une première borne d'entrée recevant un signal résultant de la sommation d'un signal d'entrée (IIN) et d'un signal de rétroaction analogique (IF), et une seconde borne d'entrée recevant une tension de référence ; un quantificateur qui génère un signal numérique de sortie (Q) basé sur un signal de sortie de l'intégrateur actif ; et un convertisseur numérique-analogique (CNA) (31) qui convertit le signal numérique de sortie en le signal de rétroaction analogique, le convertisseur CNA comportant : un condensateur de couplage (Cc) ; des premiers commutateurs (SD1, SD2) qui connectent respectivement des première et seconde bornes du condensateur de couplage à la tension de référence, en réponse à un premier signal de commande (41) ; au moins une source de courant (32 ou 33) qui génère un courant (Il ou 12), le courant étant constant lorsqu'une différence de tension de deux bornes de la source de courant est supérieure à une valeur de référence, et le courant diminuant lorsque la différence de tension des deux bornes est inférieure à la valeur de référence ;des deuxièmes commutateurs (Sn, SC2) qui connectent sélectivement la seconde borne du condensateur de couplage à la source de courant, en réponse à un second signal de commande (4)2) et au signal numérique de sortie, le second signal de commande ayant une période active non chevauchante par rapport au premier signal de commande ; et un troisième commutateur (Sn) qui connecte la première borne du condensateur de couplage à la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel, en réponse au second signal de commande.

18. Modulateur MDSTC selon la revendication 17, caractérisé en ce que la source de courant génère le courant de manière qu'un premier instant où la différence de tension est inférieure à la valeur de référence précède un second instant où le second signal de commande est désactivé.

19. Modulateur MDSTC selon la revendication 17, caractérisé en ce que la source de courant comporte un transistor du type métal-oxyde-semi-conducteur (MOS) (MN ou MP) qui est polarisé par une tension grille-source égale ou supérieure à une tension de seuil, et le courant est généré sur la base d'un courant de drain du transistor MOS.

20. Modulateur MDSTC selon la revendication 19, caractérisé en ce que la différence de tension correspond à une tension drain-source du transistor MOS.

21. Modulateur MDSTC selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre une résistance d'entrée (RIN) qui relie le signal d'entrée et la première borne d'entrée de l'amplificateur opérationnel.

22. Modulateur MDSTC selon la revendication 17, caractérisé en ce que le signal d'entrée et le signal de rétroaction analogique correspondent à un signal différentiel.

23. Modulateur MDSTC selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit à auto-étalonnage qui compense des erreurs générées dans un processus de fabrication de la source de courant.

24. Modulateur MDSTC selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit s'accordant de lui-méme qui compense des erreurs générées dans un processus de fabrication du condensateur de couplage.