FI90169C

FI90169C - Foerfarande och kopplingsarrangemang foer att alstra en modulerad signal

Info

Publication number: FI90169C
Application number: FI916194A
Authority: FI
Inventors: Juha Rapeli
Original assignee: Nokia Mobile Phones Ltd
Priority date: 1991-12-31
Filing date: 1991-12-31
Publication date: 1993-12-27
Also published as: EP0550249B1; EP0550249A2; FI916194A; FI90169B; EP0550249A3; US5325075A; DE69230248D1; DE69230248T2; JP3097885B2; FI916194A0; JPH06169328A

Description

1 90169

Menetelmä, ja kytkentäjärjestely moduloidun signaalin synnyttämiseksi - Förfarande och koppiingsarrangemang för att alstra en modulerad signal 5

Keksintö koskee menetelmää, jolla PLL-taajuussyntetoijän avulla voidaan tuottaa suoraan vaihemoduloitua tai taajuus-moduloitua signaalia. Erikoisesti menetelmä sopii digitaalisen kvadratuurivaihemodulaation QPSK tai kvadratuuriamplitu-10 dimodulaation QAM aikaansaamiseen, joissa kantoaallon vaiheesta toiseen tapahtuvalle siirtymälle on ennalta asetettu tietty suuruus ja aaltomuoto ajan funktiona. Käyttökohteita ovat mm. radiopuhelinjärjestelmät ja digitaalisen tiedon modulointi audio- tai radiotaajuiseen kantoaaltoon.

15

Taajuussyntetoija muodostuu tunnetusti kuvan 2 mukaisesti vaihelukitusta silmukasta PLL (phase locked loop), jolla lähtötaajuus lukitaan referenssitaajuuteen. Siinä referens-sitaajuus ja jänniteohjatun oskillaattorin taajuus viedään 20 jaettuina vaihevertailijalle, jonka suodatettu lähtöjännite on VCO:n ohjausjännitteenä. Ohjausjännite ohjaa oskillaattoria niin, että sen taajuus lukittuu referenssitaajuushaaras-ta vaihevertailijalle tulevan signaalin taajuuteen.

25 Analoginen FM-modulaatio voidaan tunnetusti synnyttää kuvassa 1 esitetyllä tavalla, jossa käytetään moduloivalla signaalilla Mod moduloitavaa kiinteätaajuista, esimerkiksi ki-deoskillaattoriin 11 perustuvaa siirto-oskillaattoria, jonka modulaation sisältävä lähtö fosc(Mod) sekoitetaan sekoittimes-30 sa 12 halutun kantoaallon ylä- tai alapuolella olevaan moduloimattomaan taajuuteen fc. Syntyneistä sekoitustuloksista suodatetaan suodattimena 13 haluttu moduloitu kantoaalto fc{Mod) * Tämä. tunnettu tapa mahdollistaa moduloinnin tasajän-nitekomponentilla, mutta vaatii jokseenkin paljon sähköisiä 35 kompo-nentteja nostaen näin tuotteen, esim. radiopuhelimen, kustannuksia. Toinen tunnettu tapa on moduloida kuvan 2 mukaisesti suoraan PLL-taajuussyntetoijän jänniteohjattua os killaattoria VCO 25 (voltage controlled oscillator) summaa- 2 O0169 maila summaimessa 26 sen ohjausjännitteeseen Vcntrl moduloiva jännite Mod. Tällainen modulointi edellyttää sitä, että mo-duloi-van signaalin taajuus on olennaisesti vaihelukon sil-mukkasuodattimen 24 rajataajuuden yläpuolella, jolloin vai-5 helukko ei korjaa moduloivalla signaalilla poikkeutettua VC0:n vaihetta ja siten taajuutta takaisin modulaatiota edeltävään tilanteeseen. VC0:n suoran moduloinnin toteuttaminen on vaativaa, koska pienikin muutos ohjausjännitteessä Vohj aiheuttaa suuren muutoksen lähtötaajuudessa fc. Esimer-10 kiksi jos 900 MHz:n taajuusalueella toimivassa radiopuhelimessa vaaditaan oskillaattorilta 30 MHz:n säätöalue, on moduloiva jännite, joka summattuna vaihevertailijalta 23 saatavaan ohjausjännitteeseen tuottaa 5 kHZ:n taajuusdeviaati-on, vain muutamia millivoltteja. Lisäksi VCO:n taajuussiir-15 tymä Af/AVohj vaihtelee voimakkaastikin yksilöstä toiseen ja eri ohjausjännitteen arvoilla, joten suora VCO-modulointi edellyttää yksilö- ja taajuuskohtaista kalibrointia. Sitä paitsi on huomattava, että PLL-taajuussynteesi korjaa taajuuden aina haluttuun arvoon, jolloin tasajännitekom-20 ponentilla modulointi ei ole mahdollista.

Periaatteessa on myös mahdollista lisätä VCO:lta vaihever-tailijalle menevään signaaliin modulaatiota edustava vai-hesiirtymä. Tällöin oskillaattorin lähtötaajuuden vaihesiir- 2.5 tymä ajan funktiona on likimain sama kuin syntetoijan sys- teemifunktion askelvaste. Tämä vaihemodulointi mainittua vaihetta säätämällä ei mahdollista jatkuvaa DC-komponentil-lista modulaatiota, koska lisättävä vaihesiirtymä voi vaihdella vain suppeissa rajoissa ja olla vain vaihetta viiväs-30 tävä.

Edellä esitetyillä tunnetuilla rakenteilla voidaan synnyttää analoginen vaihemodulaatio käyttäen taajuusmodulaationa vai-hemodulaation aikaderivaattaa tai taajuusmodulaatio käyttäen 3-5 vaihemodulaationa taajuusmodulaation aikaintegraalia.

Digitaalinen modulaatio voidaan tunnetusti synnyttää ja määrittää kuvan 3b mukaisesti siten, että paikallisoskillaatto-

II

3 0 0 1 6 9 riita saatava moduloitava kantoaalto jaetaan kahdeksi komponentiksi, joita nimitetään I- ja Q-komponenteiksi ja jotka ovat 90 asteen vaihesiirrossa toisiinsa nähden. Moduloiva informaatio on bittivirta. Yhdestä tai useammasta bitistä 5 muodostuva symboli määrää esim. QPSK-modulaatiossa kantoaallon hetkellisen vaihesiirtymän tai QAM-modulaatiossa hetkellisen amplitudin ja vaiheen. Symbolinopeus on siten yhtä suuri tai pienempi kuin bittinopeus. Bittivirroista muodostetaan edelleen modulaatiosuodattimissa 31 analogiset I- ja 10 Q-kertoimet, joilla kerrotaan kertojassa 32 edellä mainitut kantoaallon komponentit, jolloin saadaan moduloidun kantoaallon I- ja Q-komponentit. Nämä summataan summaimessa 35 ja näin saatu moduloitu kantoaalto lähetetään. Toisin sanoen säätämällä kantoaallon vaihesiirrossa olevien komponenttien 15 amplitudeja ja summaamalla ne tämän jälkeen saadaan haluttu modulaatio. Esimerkkinä tästä ovat kuvat 3a ja 4, joista kuva 3a esittää erästä differentiaalista kvadratuurivaiheen-siirtomodulaatiota DQPSK käyttävää modulaatiokuviota. Tämän modulaation mukaan kahdesta bitistä koostuva ja kantoaallon 20 vaihesiirtymän määräävä symboli koodataan differentiaalises-ti: symbolit lähetetään kantoaallon vaihemuutoksina, joten symboli ei määräydy kantoaallon absoluuttisen vaiheen mukaan vaan vaihesiirtymästä edelliseen tilaan nähden. Kuvan 3 vai-heympyrän kehällä olevat ympyrät kuvaavat kantoaallon vai-25 hetta (ja vakioamplitudia) eri symboleilla ja nuolet mahdollisia vaihesiirtymiä. Vierekkäiset symbolit eroavat toisistaan yhdellä bitillä. Kuvan 4 taulukko esittää kahdesta bitistä koostuvaa symbolia ja Δφ niitä edustavaa kantoaallon vaihesiirtymää. Niinpä esimerkiksi havaittaessa, että kanto-30 aallon vaihe on siirtynyt 135 astetta (3π/4) eteenpäin, tiedetään että on vastaanotettu (ja lähetetty) symboli 01 ja jos tämän jälkeen vaihe siirtyy taaksepäin 45 astetta (π/4) , on vastaanotet-tu symboli 10.

35 Edellä kuvatut modulaatiomenetelmät ovat mainituista puutteistaan huolimatta laajasti käytettyjä. Tähän ovat syynä tunnettujen syntetoijakytkentöjen puutteet, nimittäin ne, että taajuuden syntetoimisessa on vaiheen asettelutarkkuus 4 on 169 syntetoijan muodostaman lopputaajuuden kokonainen jakso eli 360 astetta ja että pienin syntetoijan aseteltava taajuusas-kel on ollut liian suuri modulaationa käytettäväksi taajuus-poikkeamaksi .

5

Patenttihakemuksessa FI-900303, hakija Nokia Matkapuhelimet Oy, on esitetty interpoloiva taajuussyntetoijakytkentä. Hakemuksen mukainen kytkentä perustuu siihen, että sekä refe-renssitaajuuslähteestä vaihevertailijalle että VCO:lta sil-10 mukkajakajien kautta vaihevertailijalle tulevia pulsseja pidennetään viive-elimiä hyväksikäyttäen halutulla määrällä ja pulssit tehdään symmetrisiksi. Pulssien pidennystä ei voida suorittaa liukuvasti vaan pidennys tapahtuu paloittain. Pidennys merkitsee siis sitä, että vaihevertailijalle 15 tulevien pulssien taajuutta voidaan säätää myös niiden taajuuksien välissä, joita saadaan pelkästään silmukkajakajaa ja referenssijakajaa käyttäen ja tämän vuoksi syntetoijan lähtötaajuusrasteri saadaan hyvin tiheäksi. Kuvassa 5 on esitetty hakemuksessa FI-900303 kuvattu interpoloivan taa-20 juussyntetoijän peruskytkentä ja tämän kytkennän toimintaa selostetaan nyt pääpiirteittäin. Syntetoija eroaa tavanmukaisista syntetoijista siinä, että vaihevertailijalle 53 tulevaa, jakajassa 51 luvulla M jaettua perustaajuista fQ-pulssia pidennetään lohkoissa 52 ja 59. Myös pulsseja, jotka 25 saadaan jakamalla ohjelmoitavassa silmukkajakajassa 56 jän-niteohjatun oskillaattorin VCO 55 lähtötaajuus fx, pidennetään lohkoissa 57 ja 58. Lohkossa 59 kerrotaan perustaajuus fD luvulla (L+ AL) ja lohkossa 58 kerrotaan fQ luvulla L.

Esijakajassa 56 jaetaan VCO:n taajuus fx luvulla P ja luvul-30 la P+l A kertaa, jossa A on laskuriin A ladattu kokonaisluku, sekä taajuusjakajassa luvulla N. Näin saadaan vaihevertailijalle 53 pulssijonot, joiden taajuus tasapainotilassa on f0/M. Lohkoissa 52 ja 57 tapahtuu vaihevertailijalle menevien pulssien viivästäminen siten, että lohkossa 52 puls- 3-5 seja pidennetään ajalla, joka vastaa kx kappaletta lohkossa 59 muodostettujen viivästyspulssien jakson tai viiveiden pituuksia ja lohkossa 57 pidennetään pulsseja ajalla, joka vastaa k2 kappaletta lohkossa 58 muodostettujen viivästys-

II

5 9 Π 1 f 9 pulssien jakson tai viiveiden pituuksia. Jokaisen pulssin kohdalla kertoimia kx ja k2 päivitetään siten, että saadaan symmetriset vaihevertailijalle vietävät pulssit. Voidaan osoittaa, että VCO:n 55 lähtötaajuudelle fx pätee tällöin 5 kaava fQ (N P + A) fx - - ki k2 10 M + - - -

L+AL L

Havaitaan, että syntetoijan lähtötaajuutta voidaan muuttaa 15 pienin portain muuttamalla lukuja kx ja k2. Luvut klf k2, L ja AL ovat kokonaislukuja ja yleensä AL=1.

Tämä keksinnön tarkoituksena on saada aikaan moduloiva syn-tetoijakytkentä, jonka jännitesäädetyn oskillaattorin lähtö-20 taajuus on suoraan taajuusmoduloitu tai vaihemoduloitu kan toaalto. Koska tällaisessa syntetoijassa on välttämätöntä käyttää hyvin tiheää taajuusrasteria, lähtee keksintö edellä mainitun hakemuksen FI-900303 esittämästä tekniikan tasosta, jolloin siinä esitettyä menetelmää laajennetaan modulaation 25 tuottaviksi ratkaisuiksi. Moduloivalle syntetoijakytkennälle on tunnusomaista se, mitä on sanottu patenttivaatimuksessa 1.

Keksinnön perusoivallus on siten se, että mainittuun Fl-ha-30 kemukseen pohjautuvaa interpoloivaa taajuussyntetoijaa voi daan käyttää myös taajuus- tai vaihemodulointiin niin, että modulaatio annetaan PLL-silmukalle digitaalisessa muodossa ja että moduloinnin aikana PLL-syntetoija on koko ajan vaihelukitussa tilassa, jolloin modulointi on tarkkaa ja hal-35 littua. Tämä ei ole mahdollista tunnetuissa VCO:n suoraa modulointia käyttävissä menetelmissä. Toteutettaessa käytettävät kytkennät jäljempänä esitetyillä tavoilla voidaan aikaansaada tarkka PSK-modulaatio. Modulaation hallittavuutta voidaaan edelleen parantaa vaatimuksen 6 suoritusmuodon mu-40 kaisesti. Koska keksinnössä käytettävän syntetoijan lähtö- 6 90169 taajuus määräytyy vaihevertailijalle tulevien pulssien viivästyksen pituudesta, joka viivästys puolestaan suoritetaan ohjelmallisesti muuttamalla viiveen määrääviä kertoimia, voidaan näitä kertoimia muuttaa verrannollisena moduloivaan 5 signaaliin. Haluttaessa taajuusmodulaatiota muutetaan kertoimia siten, että syntetoijan lähtötaajuus muuttuu moduloivan signaalin muutoksen mukaan ja haluttaessa vaihemodu-laatiota muutetaan kertoimia siten, että syntetoijan lähtö-taajuus ei muutu, mutta lähtösignaalin vaiheessa tapahtuu 10 vaihemuutos, jonka suuruus on määrätty ja vastaa halutun kulmamodulaatiomenetelmän sallittuja vaiheensiirtymiä. Vaiheen muutos perustuu siihen vaihelukitun silmukan ominaisuuteen, että kun silmukka on tasapainossa ja sekä VCOrlta että referenssihaarasta vaihevertailijalle tulevia pulsseja vii-15 västetään eripituisilla ajoilla, pysyy VCO:n lähtötaajuus edelleen samana, mutta siihen ilmestyy mainittujen viivästyksien eroon suoraan verrannollinen vaiheenmuutos.

Keksintöä selostetaan tarkemmin oheisten kuvien avulla, 20 joissa kuva 1 esittää tunnetun tekniikan tason mukaista siirto-oskillaattoriin perustuvaa modulointimenetelmää, ; kuva 2 kuvaa tunnetun tekniikan mukaista suoraa ;;; modulointia, ' 25 kuva 3a kuvaa eräässä matkapuhelinjärjestelmässä käytettävän digitaalisen modulaation modulaatiokuviota, kuva 3b on tunnettu kytkentä modulaation toteuttamiseksi, kuva 4 on kuvan 4 kuvioon liittyvä taulukko symbolikombinaa-: tioista ja niitä vastaavista kantoaallon vaihesiirtymistä, 30 kuva 5 on kaaviollinen peruskytkentä interpoloivasta taa-juussyntetoijasta kuva 6 esittää toista suoritusmuotoa, jossa vaihevertaili-. jalle meneviä pulsseja viivästetään verrannollisena synte- - toi jän lähtötaajuuteen, ' 3*5 kuva 7 esittää kolmatta suoritusmuotoa, jossa moduloivan signaalin ohjaus ja taajuuden ohjaus on erotettu, kuva 8 esittää modulaation yliohjaarnista,

II

7 ^ n 1 e 9 kuvat 9a ja 9b esittävät viiveenmuodostukseen liittyvän yksityiskohdan kuvien 5 ja 6 suoritusmuodossa, kuva 10 esittää pulssikaavioita kuvien 5 ja 6 suoritusmuodoissa, ja 5 kuva 11 esittää kuvan 7 mukaisen vaihemodulaattorin toimintaa pulssikaaviona.

Kuvien 1 - 4 sisältöä on selostettu jo edellä tekniikan tason yhteydessä, joten niihin ei tässä enää puututa. Keksin-10 töä selostetaan viitaten edelleen kuvaan 5, jonka mukaan vaihevertailijalle 53 tulevia pulsseja viivästetään verrannollisena vertailutaajuuteen fQ. Jos nyt VCOrlta 55 jakajien 56 kautta vaihelukolle menevää signaalin vaihetta siirretään elimillä 57 ja 58 määrällä At siirtyy VCO:n lähtötaajuuden 15 fx vaihe samalla määrällä At. Tämä vaihesiirtymä ajan funktiona on likimäärin sama kuin syntetoijan systeemifunktion askelvaste, toisin sanoen lähtötaajuuden vaihemuutos ei ole askelmainen. Tämä on etu, koska digitaalisessa modulaatiossa kantoaallon vaiheen muutos ei saa olla askelmainen, vaan 20 muutoksella täytyy olla tietty aaltomuoto ajan funktiona.

Kuvassa 5 on esitetty, että pulssinpidennys vertailutaa-juushaarassa on verrannollinen (L+AL)-taajuisiin pulsseihin ja VCO-haarassa pidennys on verrannollinen L-taajuisiin 25 pulsseihin. Lisäksi oletetaan yksinkertaisuuden vuoksi, että AL=1. Kun edellä esitetyn mukaisesti vertailutaajuushaaras-sa vaihevertailijalle meneviä pulsseja pidennetään kx kappaleen verran (L+l) fQ-taajuisen pulssin kestoa, saadaan viiveeksi 30 AT1= kj_ / [ (f0· (L+l) ] (2) ja vastaavalla tavalla saadaan VCO- haarassa viiveeksi 35 AT2 = k2 / f0-L. (3) 8 c n 1 e 9

Mikäli tietyllä hetkellä sekä lukua kx että lukua k2 muutetaan arvolla K, tapahtuu vaihevertailijalle 3 tulevien signaalien aikaerossa muutos 5 K /1 1 \ ΔΤ = — - - - (4) fD \L L+l/ Tällöin syntetoijan lähtötaajuuteen fx syntyy vaihe-ero, 10 joka on Αφ = 2 7Γ-ΔΤ· fx (5) Tästä huomataan keksinnön oivallus, että jos moduloiva sym-15 boli koodataan luvuiksi kx ja k2, voidaan saada aikaan suora vaihemodulaatio. Esimerkiksi jos vertailutaajuus fD on 12,8 MHz, L=63 ja K=l, saadaan yhtälöön 2 sijoittamalla aikaeroksi ΔΤ = 19,4 10’12 s. Kuten edellä on sanottu, näkyy tämä aikaero VCO:n lähtötaajuuden vastaavana vaihe-erona ja 900 20 MHz:n signaalilla se vastaa 6,28 asteen vaihesiirtoa. Jos lukuja kx ja k2 muutetaan ykkösestä poikkeavilla luvuilla, saadaan vastaavasti lähtösignaaliin eri suuruisia vaihesiir-toja, jotka ovat edellä sanotun 6,28 asteen monikertoja. Tästä havaitaan, että halutut vaihemuutokset voidaan siis 2-5 ohjelmoida suoraan lisäämällä tai vähentämällä ohjelmallisesti vaihevertailijalle tulevan pulssin kestäessä lukuja kx ja k2 halutulla määrällä. Koska perustaajuisen fQ-pulssin jakson aikana lohkoon 52 tulee tulee lohkosta 59 L+l kappaletta pulsseja ja lohkoon 57 tulee lohkosta 58 L kappaletta 30 pulsseja, asettavat nämä luvut samalla ylärajat luvuille kx ja k2. Mikäli mainitut luvut olisivat lisäyksen tai vähennyksen jälkeen lukualueiden [1,L] ja [1, L+l] ulkopuolella, järjestetään referenssijakajassa 51 (M) tai silmukkajakajassa 56 vastaavasti yhden pulssin poisto tai lisäys ja näin 35 palautetaan luvut kx ja k2 syklisesti omille lukualueilleen.

Koska keksinnössä käytettävän interpoloivan taajuussyntetoi-jän avulla voidaan toteuttaa mielivaltainen taajuusrasteri, on edullista järjestää vaihevertailijalle 53 tulevien puis- il 9 o n 1 f 9 sien taajuus samaksi kuin käytettävän puhelinjärjestelmän symbolinopeus tai sen monikerraksi, jolloin voidaan moduloida suoraan symbolinopeudella. Lausekkeen (5) mukaan kuvan 5 rakennetta käyttäen on vaiheen moduloinnilla saavutettu vai-5 heensiirtymä verrannollinen syntetoitavaan lopputaajuuteen fx eikä se siten ole vakio eri fx:n arvoilla. Tämä johtuu siitä, että vaihevertailijalle tulevien pulssien viivästystä määrääviin elimiin 58 ja 59 johdetaan vertailutaajuus fQ.

10 Kuvassa 6 on esitetty toinen suoritusmuoto. Se eroaa kuvan 5 suoritusmuodosta periaatteessa siinä, että kertojiin 68, 69 johdetaankin vertailutaajuuden sijasta silmukan lähtötaajuus fx, joka voidaan jakaa kokonaisluvulla I jakajassa 60. Loppu-taajuus fx viedään viivästyselimiä 62 ja 67 edeltäville ker-15 tojille 68 ja 69 jaettuna kokonaisluvulla I. Vaihevertaili-jalle 63 meneviä pulsseja viivästetään verrannollisena syn-tetoijan lähtötaajuuteen fx. Kun lukuja kx ja k2 muutetaan luvulla K, siirtyy referenssihaaraa pitkin etenevän pulssin reunan tulohetki ajalla 20 ΑΤλ = K I/[fx (L+l)] (6)

Vastaavasti VCO-haaraa pitkin etenevän pulssin reunan tulohetki siirtyy ajalla 25 ΔΤ2 = K l/[fx L] (7) Nämä siirtymät ovat siirtymiä tasapainotilaan nähden. Tällöin vaihevertailijalle menevien pulssien viive- eroksi, kun 3 0 lukuja k·!^ ja k2 muutetaan arvolla K, tulee analogisesti kaa van (4) mukaan K' I Λ 1 \ ΔΤ------ (8)

35 fx ^L L+l J

Tämä aiheuttaa lähtösignaaliin fx vaihe-eron Αφ = 2π·ΔΤ·fx (9) 10 9η 1 69 eli voidaan havaita, että kuvan 6 suoritusmuodolla voidaan syntetoijan lähtösignaaliin moduloida lähtötaajuudesta riippumatta vaihemuutos, joksi saadaan, sijoittamalla lausekkeen 8 arvo lausekkeeseen 9, 5 Δφ= 2-7Γ-ΚΙ / [L (L+l) ] , (10) missä K on kokonaisluku. Tämä tarkoittaa sitä, että koko 360 asteen vaihekehä voidaan jakaa J osaan, jossa 10 J = L (L+l)/1 (11)

Vastaavasti mikäli viivästyskertoimia kx ja k2 päivitetään jokaisen vaihevertailijalle tulevan pulssin kohdalla, on 15 vaihevertailijalle referenssihaarasta tulevan pulssin pituus

Tx = M/ fref + I/fx*k1/(L+l) (12) ja VCO-haarasta tulevan pulssin pituus on vastaavasti 20 T2 = (NP+A) /fref + I/fx*k2/L (13)

Tasapainotilassa TX=T2 ja tällöin saadaan vastaavasti loppu-taajuudeksi 25 fx = fref/M* {NP+A+I* [k2/L - kx/(L+l)] (14) eli nähdään, että k1:n ja k2:n muutoksilla toteutetaan taa-juusmodulaation taajuuspoikkeama eli deviaatio 30 Δί = I fref/M [ka/L - kx/(L+l)] (15) on riippumaton lopputaajuudesta fx.

35 Käytetään esimerkkinä edellä mainittua arvoa L=63 ja 1= 16*L eli I on 1008. Tällöin J:n arvoksi tulee yhtälön (11) mukaan J=4 eli näillä parametreillä kytkentä toteuttaisi yleisesti tunnetun QPSK-modulaation. Pienemmillä I:n arvoilla kytkentä 11 11 9 n 1 69 toteuttaa hyvin yksinkertaisella tavalla yleisesti vaikeina pidettyjä monitasoisia digitaalisia PSK-modulaatiota.

Mainittu vaihemodulaatio on esitetty pulssikaaviona kuvassa 5 10. Siinä viiva 101 esittää referenssitaajuutta jaettuna jakoluvulla M ja viiva 102 esittää taajuutta (L+AL)*fVC0/I, jossa L=3 ja 1=3. Yksinkertaisuuden ja esitettävyyden vuoksi luvut L, J, P0N+A on valittu pienimmiksi mahdollisiksi. Viiva 103 esittää VCO-taajuutta ja viiva 104 VCO:n (65, kuva 10 6), taajuutta jaettuna luvulla P0N+A. Viiva 105 esittää taa juutta L*fvco, jossa L=3 ja L+AL=4. On huomattava, että viivästystä ohjaavat taajuudet eivät ole suoria kertomatuloksia taajuudesta fvco/l, vaan ne on keksinnölle tunnusomaisella tavalla muodostettu L ja (L+l) kappaleesta viiveitä, joiden 15 yhteis pituudeksi on säädetty taajuutta fVC0/I vastaavan jakson pituus. Koska viivästyselimet, 62 ja 67 kuvassa 6, muodostuvat esimerkiksi yksikköviiveistä, viivästyvät niihin menevän pulssin etu- ja takareunat aina täsmälleen halutun viiveen verran eikä esimerkiksi lähimmäksi sattuvan kellon-20 reunan kohdalle. Siten viivat 102 ja 105 ja niiden alle merkityt numerot kuvastavat viive-elimien viivästyksen suuruutta ja syklistä luonnetta, joita käytetään hyväksi seuraavas-sa selostuksessa. Olkoot taajuutta (L+l)*fvco/I vastaava viive TR ja taajuutta L*fvco/l vastaava viive Tvco, kuten 2.5 kuvaan 10 on merkitty viitenumeroilla 108 ja 109.

Vaihelukko on aluksi tasapainossa, jolloin vaihevertailijal-le 67, kuva 6, tulevat pulssit 106 ja 107 ovat samantaajui-sia ja samanvaiheisia. Ajanhetkellä TM 1011, kuva 10, synny-30 tetään modulaatio viivästämällä referenssihaaran signaalia ·.: 101 TR:n verran ja VCO-haaran signaalia 104 Tvco:n verran, jolloin vaihevertailijalle tulevien signaalien 106 ja 107 vaiheet poikkeavat toisistaan lausekkeen (8) osoittamalla tavalla. Vaihevertailija 67, kuva 6, ilmaisee nyt vaihe-eron 3'5 1012, joka PLL-syntetoijalle tunnetulla tavalla muuttaa VCO:n hetkellistä taajuutta, kunnes VCO-taajuuden vaihe on siirtynyt ohjelmoidun muutoksen verran. Kuvassa 10 tämä on tapahtunut ajanhetkeen Tlf 1013, mennessä. Kuvan 10 viiva 12 901 69 1014 esittää VCO-taajuutta siinä tapauksessa, ettei ajanhet-kellä TM modulaatiota olisi ohjelmoitu. Nähdään, että ohjelmoidun vaihemuutoksen suuruus oli neljännesvaihe. Tämä onkin ilmeistä, sillä esimerkin numeroilla vaihekehä jakaantuu 5 neljään osaan koska L*(L+l)/1=4, ja ohjelmoitu muutos oli pienin mahdollinen. Luvut kx ja k2 sopivasti valitsemalla voidaan VCO-taajuuden vaihetta siirtää edelleen eteen- tai taaksepäin.

10 Kuten kuvasta 10 nähdään, PLL-silmukka toteuttaa ohjelmoidun vaihe- tai taajuusmodulaation vähittäin säätösilmukkansa siirtofunktion askelvastena. Modulaatiolta vaadittavan taa-juusspektrin toteuttamiseksi siirtymä vaiheesta tai taajuudesta toiseen tulee toteuttaa ennalta määrättyjen käyrämuo-15 tojen mukaisesti. Tällaista tapausta on tarkasteltu kuvassa 8, jossa kuvan 8a käyrä 81 esittää edellä kuvatun neljän-nesaallon (tt/2) vaihesiirtymän toteutumista ajan funktiona. Kuvassa 8b on esitetty tapaus, jossa samalta syntetoijalta edellytetään yhtenäisen viivan 82 mukaista siirtymää vai-20 heesta toiseen. Toteuttamalla vaihemodulaation ohjaus paloittain useassa vaiheessa kuvan 8b pisteviivan 84 mukaisesti, saadaan vaihe siirtymään ajan funktiona katkoviivan 83 osoittamalla tavalla, joka täyttää asetetut vaatimukset sallittujen virherajojen puitteissa. Tätä samaa menetelmää on 25 mahdollista käyttää myös taajuusmuutoksen nopeuttamiseen siten, että silmukka-suodattimen rajataajuus on kohinan vaimentamiseksi asetettu pieneksi ja että nopeat muutokset toteutetaan yliohjaamalla syntetoijaa.

30 Taajuuden tai vaiheen muutosprofiili, kuten katkoviiva 83, toteutetaan modulaation ohjauselimissä CMX ja CM2, 781 ja 791 kuvassa 7, joissa kyseinen muutos on tallennettuna muistiin siten, että ohjaukseksi tarvitaan vain halutun vaihe- tai taajuusmuutoksen suuruus, suunta ja mahdollisesti ajankohta.

; ‘35

Digitaalisten vaihemodulaatioiden toteuttaminen kuvien 5 ja 6 menetelmiin liittyvän selostuksen mukaan on hyvin yksinkertaista ja helppoa. Sen sijaan analogisen vaihe- tai taa-

II

13 901 69 juusmodulaation toteuttaminen suoralla modulaatiomenetelmällä kuvatuilla tavoilla voi olla ongelmallista, sillä asteen murto-osan kokoisten vaihe-askeleiden tai vain Hertzin suuruusluokassa olevien taajuusmuutosten toteuttaminen voi vaa-5 tia epärealistisen suurta L:n arvoa. Keksinnön kolmannen suoritusmuodon mukaisesti vaihe- tai taajuustarkkuutta voidaan lisätä jakamalla syntetoija kahteen osaan: perustaajuu-den sekä vaiheen muodostavaan osaan ja toiseen osaan, joka suorittaa modulaation. Tätä suoritusmuotoa esittää kuvan 7 10 kaavio, jossa syntetoijaosa A muodostaa perustaajuuden sekä vaiheen ja syntetoijaosa B suorittaa modulaation.

Osan A toiminta on tunnettu edellä selostetusta kuvien 5 ja 6 rakenteiden mukaisista toiminnoista. Osa A voi olla myös 15 tunnetun tekniikan mukainen digitaalinen PLL-syntetoija, jossa siis ei mitään pulssin pidennyksiä suoriteta.

Osassa B on kontrollielimet 781 ja 791 modulaation suorittamiseksi ja nämä elimet saavat modulaatiosignaali-informaati-20 on väylältä 70, joka antaa tiedon myös A-osan pulssinpiden-nyselimien kontrollielimille 78 ja 79 (Cl; C2). Keksinnön tämän suoritusmuodon mukaisesti osat A ja B on kytketty rinnan siten, että niillä on yhteinen VCO 75 ja VCO-haaran esi-jakaja 76 ja että B-osan VCO-ohjausjännite summataan A-osan 25 VCO-ohjausjännitteeseen vaimennettuna vaimentimessa 742 ker toimella G. Vertailutaajuus fQ on molemmille osille A ja B yhteinen ja kummankin osan pulssinpidennyselimille (72, 720, 77, 770 osassa A; 721, 722, 771, 772 osassa B) tuotava taajuus 712 on merkitty kirjaimella S. Tämä taajuus voi olla 30 vertailutaajuus tai silmukan lähtötaajuus fx. Kummassakin osassa on kontrollielimet Cl, C2, CM1, CM2 pulssinpiden-nyselimien ohjaamiseksi. Kummankin osan silmukka on siten periaatteessa kuvan 5 tai kuvan 6 mukainen.

35 Olkoon osan A tasapainotaajuus ja osan B tasapainotaajuus fxB kaavan (1) tai (14) mukaisesti laskettuna. Voidaan osoit taa, että kuvan 7 mukaisen järjestelmän tasapainotaajuus fx eli syntetoijan lähtötaajuus on 14 9 Π1 6 9 £χ fxA + <£χΒ · W/S (16) Tästä voidaan nähdä, että B-osaan ohjelmoitu taajuuden poikkeama A-osan taajuuteen nähden näkyy lähtötaajuudessa G:llä 5 jaettuna eli vastaavasti modulaatio voidaan suorittaa B- osassa G-kertaisena ja siten saavutetaan sekä taajuuden että vaiheen modulaatiolle hyvin suuri tarkkuus. Lisäksi kuvan 7 osilla A ja B voi olla erilaiset suodatusfunktiot F1 ja F2 vastaten sitä tarvetta, että osassa A varsinainen kantoaalto 10 muutetaan esim. puhelimen lähetyskanavan mukaisesti vain tietyin aikavälein ja tietyn suuruisin taajuusaskelin kun taas modulaatio osassa B on jatkuvaa ja sen muutosnopeudet voivat olla suuria. Siten osan A silmukka voi olla hidas ja erityisen pienikohinainen kun taas osan B silmukan tulee 15 olla nopea pysyäkseen lukittuna koko modulaatiotapahtuman ajan. Tämä asettaa erilaiset vaatimukset silmukkasuodatti-mille. PLL-silmukassa välttämätön integrointi tapahtuu summauksen jälkeen osana elintä 710.

20 Selostetaan nyt kuvan 7 kytkennän toimintaa yksityiskohtaisesti taajuusmodulaation kannalta. Syntetoijaan kuuluu refe-renssihaara, jossa referenssitaajuus fQ jaetaan jakajassa 71 luvulla M, josta saatua pulssia pidennetään ohjauselimen 78 ohjaamana elimessä 72 ajalla, joka vastaa kx kappaletta 25 (L+AL)*fQ-taajuista pulssia ja siten, että pulssin pidennyksen ylittäessä syklisesti jakajalta 71 tulevan pulssin reunan ohjaa elin 78 laskuria 71 viivästämään yhden kokonaisen pulssin ja palauttaa näin luvun kx kokonaislukualueelle [0,L+AL]. VCO-haaran toiminta on vastaava. VCO- ja refe-30 renssihaaroja pitkin vaihevertailijaan 73 tulevien pulssien vaiheita verrataan tässä vertailijassa, erosignaali integroidaan ja suodatetaan suodattimessa 74 ja johdetaan VCO:lie 75 ohjausjännitteeksi. VC0:n lähtötaajuus fx on haluttu läh-tötaajuus.

Osan A ollessa tasapainossa on taajuus fx kaavan 1 mukaisesti il 15 9 π 1 69 fQ (PN + A) ^xA = kl k2 M + - - -

5 L+l L

Oletetaan osien A ja B olevan molempien tasapainossa taajuudella fx, jolloin B-osan vaihevertailijalta 731 silmukkasuo-dattimen 741, vaimentimen 742 ja summaimen 710 kautta 10 VC0:lle tuleva ohjausjännite on nolla. Lisäksi oletetaan selityksen yksinkertaistamiseksi, että A- ja B-osien parametrit ovat identtisiä. B-osa on tasapainossa kaavan 1 mukaan kun 15 fQ (PN + A) fxB = li la M,+ - - -

L+l L

20 eli tasapaino vallitsee, kun lx = kx ja 12 = k2. Mikäli B-osassa kertoimia lx ja 12 lisättäisiin nyt molempia yhdellä, pienenisi B-osan tasapainotaajuus yhdellä taajuusaskeleella. Näin ei kuitenkaan tapahdu, sillä A-osa pyrkii pitämään taa-25 juutta edelleen paikallaan. Uusi tasapainotila voidaan osoittaa sellaiseksi, jossa A-osalta summaimeen 710 tuleva VCO-ohjausjännitteen muutos on yhtä suuri ja vastakkaissuuntainen kuin B-osalta kertoimella G vaimennettuna tuleva VCO:n ohjausjännitteen muutos eli kaavan (16) mukainen.

30

Kuvan 7 suoritusmuodon varsinainen etu saavutetaan sillä, että suoritettaessa vaiheen tai taajuuden muutos vaiheen-siirtoelimien 721 ja 771 avulla lopputaajuuden fx muutos moduloituu aina VCO:lie tarkalleen halutun suuruisena. Käytän-35 nössä kuitenkin syntetoijan molemmat osat A ja B reagoivat omilla aikavakioillaan ohjelmoituun taajuuden tai vaiheen muutokseen siten, että lopullinen asettumisarvo on aina tarkalleen haluttu. Lisäksi on mahdollista hidastaa tai nopeuttaa taajuuden tai vaiheen muutosnopeutta ohjelmoimalla muu-40 tos syntetoijan toimintaa ohjaaviin elimiin 781 ja 791 (CM1, CM2) paloittain siten, että muutoksen kestäessä niiden vä- ie c ίΐ 169 lityksellä ohjelmoidaan kuvassa 8b esitettyä hetkittäistä tavoitetilaa 85 suurempi tai pienempi arvo 86, jolloin johtuen syntetoijan aikavakiosta, jotka hidastavat muutosta, todellinen arvo on hyvin tarkoin haluttu.

5

Kuvan 7 mukaisen kytkennän toimintamuoto on esitetty pulssi-kaaviona kuvassa 11, jonka parametrit ovat samat kuin kuvassa 10 ja lisäksi G = 2, L = LM = 2, sekä aluksi 1λ = k-L ja 12 = k2. Alkutilanne on valittu sellaiseksi, että viiveker-10 toimet ovat nollia ja koko syntetoijakytkentä on tasapainossa eli sekä osan A vaihevertailijan 73 ja osan B vaihever-tailijan 731 lähtösignaalit eivät ilmaise mitään vaihe-eroa. Tämä tilanne jatkuu ajanhetkeen Tm (1100) saakka, jolloin B-osalle ohjelmoidaan vaihesiirto viivästämällä sekä VCO-haa-15 ran jaettua signaalia 1101 ajan Tvco (1102) verran viivästetyksi signaaliksi 1103 ja referenssihaaran signaalia 1104 ajan Tref (1105) verran viivästetyksi signaaliksi 1106. Tällöin on B-osan vaihevertailijan 731 lähtösignaali 1107, jossa nollatasosta ylöspäin oleva signaali merkitsee positii-20 vista vaihe-eroa VCO-haaran signaalin 1103 ja referenssihaaran signaalin 1106 välillä. Modulaatiotapahtuman kestäessä VCO-vaihe edistyy siten, että osan A vaihevertailijan 73 lähtösignaali 1108 jää osoittamaan osaan B nähden vastakkaissuuntaista vaihe-eroa ΔΤΑ, joka on yhtä suuri kuin 1/G 25 osan B vaihevertailijan 731 ilmaisemasta vaihe-erosta ΔΤΒ. Kuvasta li nähdään, että osassa A vaihevertailijalle refe-renssihaarasta tulevan signaalin 1109 vaihe on jäljessä VCO-haaran signaalin 1110 vaiheesta. Siten näiden summa tasapainotilassa on nolla ja VCO-signaali llll on siirtynyt 1/G-30 osan ohjelmoidusta arvosta, mikä nähdään vaihesiirtymänä ATVC0 moduloituneen VCO-signaalin ja moduloitumattomaksi oletetun VCO-signaalin, viiva 1112, välillä. Ohjelmoidun vai-hesiirtymän pituus on ΔΤΜ ja VCOrssa toteutunut vaihesiirto on ATm/G.

35

Taajuusmodulaatio synnytetään suorittamalla sanotunlaisia vaihesiirtoja jatkuvasti. Kytkennän käyttökelpoisuutta lisää

II

17 ? π 1,6 9 se seikka, että osien A ja B parametrit voidaan valita varsin laajasti toisistaan riippumatta.

Se asia, toteuttaako kuvan 7 kytkentä tarkoin hallitun ja 5 lähtötaajuudesta riippumattoman taajuusmodulaation tai vai-hemodulaation, on valittavissa ottamalla kertojien 720, 722, 770 ja 772 tulosignaaleiksi 712 (S) referenssitaajuudesta f0 johdettu taajuus, jolloin taajuus- tai vaiheaskeleen suuruus riippuu lopputaajuudesta fx tai ottamalla tulosignaaliksi S 10 lopputaajuudesta fx johdettu ja erikoisesti kokonaisluvulla I jaettu taajuus, jolloin sekä vaiheaskeleen että taajuusas-keleen suuruudet ovat kaavojen (10) ja (14) mukaan riippumattomia lopputaajuudesta fx. Viivästyspulssien johtaminen taajuudesta fQ on yksinkertaisempaa kuin johtaminen taajuudesta 15 fx, sillä fQ on vakio ja L muuttuva.

Kuvassa 9 A on esitetty edellä mainittuihin ratkaisuihin kuuluva yksityiskohta, jossa signaalin kertominen luvulla L+AL ja jakajalta (esim. jakaja 71 kuvassa 7) tulevan puls-20 sin viivästäminen kx kappaleella kerrotun taajuuden (L+AL)*f0-pituisia pulsseja suoritetaan synkronoimalla L+AL kappaletta viiveitä 91 yhteensä l/f0 pituiseksi ja kuljettamalla pulssi kx:n tällaisen yksikköviiveen lävitse siten, että pulssi johdetaan viiveketjun sisäänmenoon 92 ja johde-25 taan valintalogiikan 93 avulla ulostuloon 94 järjestyksessä kannen yksikköviiveen lähdöstä. Synkronoiminen suoritetaan tarkemmin vertailuelimellä 95 siten, että kunkin viiveen 91 pituutta säädetään ohjausjännitteellä 96 siten, että pulssin reuna viivästyy koko viiveketjun lähtöön mennessä tasan yh-30 den fD:n jakson verran. Tähän rakenteeseen on tunnettua lisätä synkronoinnin tarvitsemat muut osat kuten esimerkiksi tulon valitsin 98, joka johtaa viiveketjun tuloon 92 taajuuden fQ viiveketjun synkronoinnin ajaksi.

Claims

2. Patenttivaatimuksen l mukainen menetelmä, tunnettu sii tä, että ensimmäiset viivästyspulssit saadaan kertomalla jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaalitaajuus (fx) , mahdollisesti jaettuna, ensimmäisellä luvulla (L+AL) ja toiset viivästyspulssit saadaan kertomalla sanottu lähtösignaa-25 litaajuus toisella luvulla (L), sanottujen lukujen erotuksen itseisarvon ollessa kokonaisluku, edullisesti 1.
3. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnet-tu siitä, että moduloiva signaali käsittää tietyllä nopeu-30 della tulevia ainakin yhden bitin käsittäviä symboleja ja että muutos jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaalissa on määrätyn suuruinen vaihemuutos, jolloin modulaatio on digitaalinen vaihemodulaatio.
4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen menetelmä, tunnettu sii tä, että vaihevertailijalle tulevien pulssien taajuus järjestetään moduloivan signaalin symbolinopeuteen nähden N-kertaiseksi, jossa N on yksi tai sitä suurempi kokonaisluku, II 19 9 π 1 6 9 jolloin yhden symbolin aiheuttama vaihe- tai taajuussiirtymä VCO:n lähtosignaalissa voidaan toteuttaa N:ssä osassa ja ohjaamalla syntetoijaa kunkin N osan aikana siten, että läh-tösignaalin fx taajuuden tai vaiheen muutos kyseisen osan 5 aikana on mahdollisimman tarkoin halutun suuruinen.
5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että - ensimmäinen viivästystaajuus muodostetaan kertomalla ver-10 tailusignaalin taajuus (f0), mahdollisesti jaettuna kokonaisluvulla (I), luvulla L+AL ja - toinen viivästystaajuus muodostetaan kertomalla vertailu-signaalin taajuus {f0), mahdollisesti jaettuna kokonaisluvulla (I), luvulla L ja että sanottujen lukujen erotuksen 15 itseisarvo on kokonaisluku, edullisesti 1.
6. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että - käytetään kahta digitaalista vaihelukkoon perustuvaa syn-20 tetoijaa rinnan kytkettynä siten, että niillä on yhteinen jännitesäädetty oskillaattori (VCO) ja kummankin lukon (A ja B) muodostama VCO-ohjausjännite summataan käyttäen summauksessa toiselle haaralle (B) ensimmäiseen haaraan (A) nähden eri suurta painokerrointa (G) ja summajännite viedään sano-25 tulle yhteiselle jännitesäädetylle oskillaattorille (VCO), - ensimmäisellä vaihelukolla (A) muodostetaan haluttu perus-taajuus, - toisen vaihelukon (B) ensimmäisen pidennyselimen ( 1-jl , 1^,+ ALjj) ensimmäistä muuttuvaa kokonaislukua (1χ) ja toisen pi- 30 dennyselimen (12, Ljj) toista muuttuvaa kokonaislukua (12) muutetaan verrannollisena moduloivaan signaaliin, jolloin kokonaislukujen muutos aiheuttaa kertoimella G vaimennetun vaihe- tai taajuusmuutoksen jännitesäädetyn oskillaattorin lähtosignaalissa. 35
7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että moduloivan vaihelukon B ensimmäiset ja toiset vii-västyspulssit muodostetaan jännitesäädetyn oskillaattorin 20 lähtösignaalista (fx), joka on mahdollisesti jaettu kokonaisluvulla (I), jolloin muutos sanotun oskillaattorin läh-tosignaalin vaiheessa tai taajuudessa riippumaton taajuudesta fx. 5
8. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että moduloivan vaihelukon B ensimmäiset ja toiset vii-västyspulssit muodostetaan vertailutaajuussignaalista (fQ) , jolloin muutos jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaalin 10 vaiheessa tai taajuudessa on verrannollinen taajuuteen fx.
9. Patenttivaatimuksen 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ensimmäisen vaihelukon kumpaakin pulssinpidennys-elintä ohjaa oma kontrollielin (Cl, C2), joka saa ohjauksen 15 ulkoiselta prosessorilta ja toisen vaihelukon kumpaakin pulssinpidennyselintä ohjaa myös oma kontrollielin (CMl, CM2), jotka ohjaavat pulssinpidennyselimiä senhetkisen modu-laatioinformaation mukaan.
10. Kytkentäjärjestely modulaation suorittamiseksi käyttä mällä ainakin yhtä digitaaliseen vaihelukkoon perustuvaa taajuussyntetoijaa, jossa on ensimmäinen pidennyselin (klf L+AL) vertailuisignaalihaarasta vaihevertailijalle (63) tulevien pulssien (f0) pidentämiseksi kutakin erikseen ajalla, 25 joka vastaa ensimmäistä muuttuvaa kokonaislukua (kx) ensimmäisten viivästyspulssien jakson pituuksia ja toinen pidennyselin (k2, L) jännitesäädetyltä oskillaattorilta (VCO) vaihevertailijalle tulevien pulssien pidentämiseksi kutakin erikseen ajalla, joka vastaa toista muuttuvaa kokonaislukua 30 (k2) toisten viivästyspulssien jakson pituuksia, tunnettu siitä, että siinä on modulaation ohjauselimet sekä ensimmäisen (kx) ja toisen (k2) kokonaisluvun muuttamiseksi verrannollisena moduloivaan signaaliin, jolloin kokonaislukujen muutoksen aiheuttama vaihevertailijalle tulevien pulssien 35 aikaeromuutos aiheuttaa muutoksen jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaalissa (fx). Il 21 '!Π1 f·}
11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen kytkentäjärjestely, tunnettu siitä, että moduloiva signaali käsittää tietyllä nopeudella tulevia ainakin yhden bitin käsittäviä symboleja ja että muutos jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaa- 5 lissa on määrätyn suuruinen vaihemuutos, jolloin modulaatio on digitaalinen vaihemodulaatio.
12. Patenttivaatimuksen 11 mukainen kytkentäjärjestely, tunnettu siitä, että vaihevertailijalle tulevien pulssien 10 taajuus on moduloivan signaalin symbolinopeuteen nähden N-kertainen, jossa N on yksi tai sitä suurempi kokonaisluku, jolloin yhden symbolin aiheuttama vaihe- tai taajuussiirtymä VCO:n lähtösignaalissa voidaan toteuttaa N:ssä osassa.
13. Patenttivaatimuksen 10 mukainen kytkentäjärjestely, tunnettu siitä, että - siinä on kaksi digitaaliseen vaihelukkoon perustuvaa syn-tetoijaa (A ja B) rinnan kytkettynä siten, että niillä on yhteinen jännitesäädetty oskillaattori VCO (75) ja summain 20 (710), jolta kummankin lukon (A ja B) muodostaman VCO-oh- jausjännitteen summajännite viedään sanotulle yhteiselle oskillaattorille VCO (75) ja jossa summauksessa käytetään toiselle haaralle (B) ensimmäiseen haaraan (A) nähden eri suurta painokerrointa (G), 25. ensimmäinen vaihelukko (A) muodostaa halutun perustaajuu- den, - toinen vaihelukko (B) sisältää modulaation ohjauselimet (CMX, CM2) , jotka muuttavat ensimmäisen pidennyselimen (11# Ι^+ΔΐϋΜ) ensimmäistä muuttuvaa kokonaislukua (lx) ja toisen 30 pidennyselimen (12, Lj,) toista muuttuvaa kokonaislukua (12) verrannollisena moduloivaan signaaliin, jolloin kokonaislukujen muutos aiheuttaa kertoimella G vaimennetun vaihe- tai taajuusmuutoksen jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaalissa . 35
14. Patenttivaatimuksen 10 mukainen kytkentäjärjestely, tunnettu siitä, että moduloivan vaihelukon B ensimmäisten ja toisten viivästyspulssien muodostamiseksi pidennyselimet 22 0D1f9 (722, 772) on yhdistetty mahdollisen jakajan kautta jänni-tesäädetyn oskillaattorin (75) lähtöön (fx) , jolloin muutos sanotun oskillaattorin lähtösignaalin vaiheessa tai taajuudessa on riippumaton taajuudesta fx. 5
15. Patenttivaatimuksen 6 mukainen kytkentäjärjestely, tunnettu siitä, että moduloivan vaihelukon B ensimmäisten ja toisten viivästyspulssien muodostamiseksi toiset viivästys-pulssit pidennyseiimet (722, 772) on yhdistetty vertailutaa- 10 juussignaalin (f0) haaraan, jolloin muutos jännitesäädetyn oskillaattorin lähtösignaalin vaiheessa tai taajuudessa on verrannollinen taajuuteen fx.
16. Patenttivaatimuksen 10 mukainen kytkentäjärjestely, 15 tunnettu siitä, että ensimmäisen vaihelukon (A) kumpikin pulssinpidennyselin (71, 72; 77, 79) on kytketty omaan kont-rollielimeensä (Cl, C2), jotka saavat ohjauksen ulkoiselta prosessorilta ja toisen vaihelukon kumpikin pulssinpidennyselin (719, 721; 731, 771) on kytketty omaan kontrollieli-20 meensä (CMl, CM2), jotka ohjaavat pulssinpidennyselimiä senhetkisen modulaatioinformaation mukaan.
17. Patenttivaatimuksen 10 ja 13 mukainen kytkentäjärjestely, tunnettu siitä, että halutun vaihe- tai taajuussiirtymän 25 synnyttävä paloittainen modulaatio-ohjaus (k,, k2) on tallennettu kontrollielimiin (CMl, CM2) siten, että kytkentäjärjestelyn ohjaamiseksi haluttuun modulaatioon kuvan 8b viivan 83 mukaisesti tarvittavat tiedot ovat modulaatioaskeleen suuruus ja suunta. 23. n i 59