ES2973295T3 - Convertidor CC/CC aislado con rectificador secundario de diodos de puente completo y condensador auxiliar asimétrico - Google Patents
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Abstract
La invención se refiere a un circuito convertidor de potencia con un puente convertidor conmutado en el lado primario y un rectificador de puente completo en el lado secundario, en el que un condensador está conectado asimétricamente a una rama del rectificador de puente completo. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)
Description
DESCRIPCIÓN
Convertidor CC/CC aislado con rectificador secundario de diodos de puente completo y condensador auxiliar asimétrico
[0001] La presente invención se refiere a un convertidor de tensión para corriente continua con un puente de circuito, que comprende un primero, segundo, tercero y cuarto disyuntor, que presentan respectivamente un borne de control y respectivamente un trayecto de carga que discurre entre dos bornes de potencia, estando conectados los trayectos de carga del primero y segundo disyuntor con un primer nodo de conmutación, y los trayectos de carga del tercero y cuarto disyuntor con un segundo nodo de conmutación, y estando conectados respectivamente en serie entre los bornes para una tensión continua de entrada, y con un transformador cuyo arrollamiento primario está conectado con el primero y segundo nodo de conmutación y a continuación de cuyo arrollamiento secundario está montada una disposición rectificadora de puente completo.
[0002] Los convertidores de tensión para corriente continua del tipo mencionado en este caso también se denominan convertidores de puente completo y sirven para convertir una tensión continua eléctrica en una tensión continua mayor o menor. Se usan, por ejemplo, en aplicaciones en el ámbito de los aparatos para soldar. A este respecto, con ayuda de un rectificador, se convierte primeramente una tensión alterna de entrada del lado de la red en una tensión continua, que se aplana con ayuda de condensadores y se alimenta al convertidor de tensión como tensión de entrada.
[0003] El principio de funcionamiento de estos convertidores de tensión es que, mediante una apertura y cierre sincronizado de disyuntores electrónicos, la salida del inversor formado por estos se conecta a diferentes potenciales, generándose así una tensión alterna de la frecuencia deseada. Esta tensión alterna se transforma mediante el transformador montado a continuación al valor de tensión deseado y se vuelve a rectificar en una disposición rectificadora de puente completo. Gracias al control de la duración de conexión de los disyuntores y un promediado de la corriente de salida rectificada o de la tensión de salida rectificada, se permite una transmisión de potencia con una relación de transformación entre la tensión continua de entrada y de salida o entre las corrientes continuas que puede ajustarse dentro de un amplio rango.
[0004] Para aplanar la forma de corriente conmutada, estos convertidores de tensión requieren un circuito de filtro que está formado por al menos una bobina de aplanamiento o de acumulación, mientras que la tensión se aplana por regla general mediante condensadores en paralelo a los bornes de entrada y salida.
[0005] El documento DE 102 27 832 C1 muestra un convertidor de tensión para corriente continua según el preámbulo de la reivindicación 1. En el convertidor de puente completo que se muestra allí, los cuatro disyuntores usados para formar el puente del circuito están realizados como MOSFET.
[0006] Otro convertidor de tensión genérico se conoce por el documento DE 102012023425 A1. Una característica especial del convertidor de tensión descrito en este documento es que se usan una estructura de circuito asimétrica y un modo de funcionamiento asimétrico para conseguir un alto rendimiento. Gracias a ello, este convertidor de tensión permite una eliminación esencial de pérdidas por conmutación en los disyuntores.
[0007] A este respecto está previsto que dos de los interruptores del lado primario se conmuten en el estado sin corriente o solo con una pequeña corriente residual, mientras que los otros dos interruptores se conmuten en un estado inicialmente sin tensión con un flujo máximo de corriente. Los interruptores que se conmutan sin corriente son preferentemente IGBT, mientras que los interruptores que se conmutan sin tensión están realizados ventajosamente como MOSFET.
[0008] Para conseguir un proceso de conmutación casi completamente libre de tensión de los MOSFET usados, la tasa de aumento de tensión al desconectar el flujo de corriente se limita mediante una técnica de conmutación a un valor muy bajo, de modo que la corriente cae mucho más rápidamente de lo que aumenta la tensión. Para ello ventajosamente es posible usar una capacitancia conectada en paralelo al respectivo MOSFET, que complementa funcionalmente la capacitancia de salida en principio existente del MOSFET. Esta capacitancia puede estar formada por uno o más condensadores o por capacitancias de estructura y circuito.
[0009] Según el estado de la técnica, un modo de funcionamiento habitual de un convertidor de tensión de este tipo es el modo discontinuo, que también se denomina funcionamiento discontinuo. Esto significa que la corriente en la bobina de acumulación cae a cero en un ciclo de conmutación. El pase por cero permite disponer la bobina de acumulación de una manera funcionalmente equivalente en la ruta de corriente alterna en serie con el transformador de potencia, en lugar de en el lado de entrada o salida en serie con la ruta de corriente continua.
[0010] Para una tensión de entrada y salida que solo cambia lentamente con el tiempo, esto significa que el nivel de los procesos de sobreoscilación de tensión en todos los disyuntores se limita al nivel de la tensión continua, lo que puede reducir la carga de tensión de los componentes en un factor de dos.
[0011] Para la bobina de acumulación en la sección de potencia, esto significa que se puede construir en una unidad con el transformador de potencia, por ejemplo como transformador de dispersión.
[0012]No obstante, este modo de funcionamiento presenta la siguiente desventaja. Cada vez que la corriente en la bobina de acumulación pasa por cero, se activa una oscilación atenuada ("tintineo") en el circuito oscilante, que resulta de la inductancia de la bobina en combinación con las capacitancias parásitas de la bobina, del transformador, de los diodos, de los transistores y de la tecnología de construcción.
[0013]El problema es, a este respecto, el contenido de energía de este circuito oscilante. Durante el intervalo entre impulsos en la transmisión de energía, la oscilación decrece y provoca un calentamiento del transformador, de la bobina de estrangulamiento y de los componentes del circuito conectados con estos. La oscilación provoca además emisiones perturbadoras y, dado el caso, puede incluso dañar o destruir el circuito.
[0014]Se planteó el objetivo de crear un convertidor de tensión en el que se resuelva o al menos reduzca considerablemente este problema de forma sencilla y económica y en el que mejore además el factor de potencia del rectificador.
[0015]Este objetivo se consigue mediante un convertidor de tensión según la reivindicación 1.
[0016]La solución de acuerdo con la invención prevé con un condensador un componente adicional que quita la simetría de la disposición del rectificador de puente completo y que además es relativamente económico.
[0017]Lo que resulta especialmente ventajoso a este respecto es que esta medida sencilla puede mejorar además el rendimiento del convertidor de tensión.
[0018]También es ventajoso que el efecto de este circuito adicional pueda activarse y desactivarse, en caso necesario, con solo un elemento de conmutación adicional. Gracias al aprovechamiento de un efecto de resonancia cuando el interruptor está encendido, esto permite aumentar el rango de ajuste de la relación de transformación entre la tensión de entrada y salida.
[0019]La configuración asimétrica del rectificador incluye una dotación mixta de componentes rectificadores rápidos, es decir
[0020]diodos ultrarrápidos o Schottky solo para el lado rápido del rectificador, mientras que el lado complementario está realizado con diodos simples como componentes de conmutación lenta y pérdidas optimizadas.
[0021]Otras configuraciones y perfeccionamientos ventajosos del convertidor de tensión de acuerdo con la invención se desprenden de las reivindicaciones dependientes y se explican con ayuda del dibujo.
[0022]Por los dos documentos DAISUKE TSUKIYAMA ET AL: "A novel type high-efficiency high-frequency-linked full-bridge DC-DC converter operating under secondary-side series resonant principle for high-power PV generation", RE-NEWABLE ENERGY RESEARCH AND APPLICATIONS (ICRERA), 2012 INTERNATIONAL CONFERENCE ON, IEEE, 11 de noviembre de 2012 (11.11.2012), páginas 1-6, XP032342086, DOI: 10.1109/ICRERA.2012.6477251, ISBN: 978-1-4673-2328-4, y WENSONG YU ET AL: "A Family of Novel Zero-Voltage and Zero-Current Switching Full Bridge Converters Using Output Voltage Reset for Fuel Cell Application", INDUSTRY APPLICATIONS CONFERENCE, 2007. 42ND IAS ANNUAL MEETING CONFERENCE RECORD OF THE 2007 EEE, IEEE PI, 1 de septiembre de 2007 (01.09.2007), páginas 622-627, XP031145990, ISBN: 978-1-4244-1259-4, se conocen respectivamente convertidores de tensión genéricos, en los que un condensador está conectado asimétricamente a una rama rectificadora de una disposición rectificadora de puente completo, aunque el condensador no conecta el nodo central de una rama rectificadora con la salida de corriente continua de la disposición rectificadora de puente completo.
[0023]El documento WENSONG YU ET AL: "Hybrid Resonant and PWM Converter With High Efficiency and Full Soft-Switching Range", TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, EEUU. tomo 27, n.° 12, 1 de diciembre de 2012 (01.12.2012) páginas 4925-4933, XP011456275, ISSN: 0885-8993, DOI: 10.1109/TPEL.2012.2192293 muestra en la figura 2 un convertidor de tensión con un puente de conmutación primario, en el que una rama está formada por MOSFET y la otra rama por IGBT.
[0024]Por los documentos de patente EP 1033 806 A2, JP 2006 288134 A y US 2003/165070 A1 se conocen respectivamente circuitos de alimentación de tensión que presentan una disposición rectificadora de puente, en la que un condensador está conectado exactamente en paralelo a un diodo individual de la disposición rectificadora de puente o puede conectarse mediante un interruptor.
[0025]HUBER L ET AL: "Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifiers", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, USA, tomo 23, n.° 3, 1 de mayo de 2008 (01.05.2008), páginas 1381-1390, XP011207115, ISSN: 0885-8993 divulga un rectificador de puente completo usado en un PFC, del cual una rama está formada por diodos rápidos y la otra rama por diodos lentos.
[0026]JIANG Y ED - INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS: "HIGH EFFICIENCY BOOST CONVERTERS FOR WIDE RANGE SINGLE-PHASE AC INPUT POWER FACTOR CORRECTION", 20TH INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS ENERGY CONFERENCE. INTELEC '98. SAN FRANCISCO, CA, OCT.
4 - 8, 1998; [INTELEC. INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS ENERGY CONFERENCE], NEW YORK, NY:
IEEE, EEUU, 4 de octubre de 1998 (04.10.1998), páginas 603-606, XP000896363, ISBN: 978-0-7803-5070-0 divulga un rectificador de puente completo elevador (boost) de CA/CC, del que una primera rama está formada por diodos rápidos y la segunda rama por diodos lentos. El punto central de la segunda rama está conectado mediante un primer condensador con la salida positiva del rectificador y mediante un segundo condensador con la salida negativa del rectificador.
Muestran:
[0027]
la figura 1 un esquema de conexiones de un convertidor de tensión,
la figura 2 una variante del mismo con rangos de tensión de salida que pueden conmutarse en etapas y MOSFET
como elemento de conmutación,
la figura 3 la configuración de acuerdo con la invención del rectificador de un convertidor de tensión mostrado en
la figura 1 con una dotación mixta de componentes optimizados de diferentes formas en el rectificador, la figura 4 un esquema de conexiones de un convertidor de tensión conocido,
la figura 5 un boceto para explicar el planteamiento del problema con ayuda del convertidor de tensión conocido, la figura 6 un diagrama que muestra el curso básico de la corriente y la tensión durante el funcionamiento del convertidor de tensión según la figura 4, con el problema de la oscilación en el intervalo entre impulsos, la figura 7 el curso básico de la corriente y la tensión durante el funcionamiento del convertidor de tensión según
la figura 1.
[0028]A continuación se muestra y explica brevemente con ayuda de la figura 4 el principio de funcionamiento de un convertidor de conmutación genérico según el estado de la técnica, que se describe con más detalle en la publicación de solicitud de patente alemana DE 102012023425 A1.
[0029]Al convertidor de tensión representado en un esquema de conexiones en la figura 4 recibe en su lado de entrada una tensión continua de entrada Uein. Un puente de circuito como elemento central del convertidor de tensión comprende cuatro disyuntores S1, S2, S3, S4. Estos cuatro disyuntores S1, S2, S3, S4 pres borne de control G1, G2, G3, G4 y respectivamente un trayecto de carga que discurre entre dos bornes de potencia L1,
L-T; L2, L2'; L3, L3'; L4, L4'. El primer y segundo disyuntor S1, S2 están formados por MOSFET, cuyos trayectos de carga están conectados en un primer nodo de conmutación K1 y que están conectados en serie entre los bornes para la tensión continua de entrada Uein. A este respecto, están conectadas respectivamente capacitancias C1, C2 en paralelo a los MOSFET individuales. El tercer y cuarto disyuntor S3, S4 están formados por IGBT. Los trayectos de carga de estos están conectados en un segundo nodo de conmutación K2 y también están conectados en serie entre los bornes para la tensión continua de entrada Uein.
[0030]Los nodos del primer y segundo circuito K1, K2 del puente de circuito están conectados con el arrollamiento primario PW de un transformador TR, cuyo arrollamiento secundario SW está conectado a continuación de una disposición rectificadora de puente completo GL formada por cuatro diodos D1, D2, D3, D4. La tensión continua de salida Uaus presente en la salida de esta disposición rectificadora de puente completo GL se aplana mediante un condensador de aplanamiento C3. Los componentes eléctricos para el control sincronizado de los cuatro disyuntores
S1, S2, S3, S4 no están representados en el esquema de conexiones.
[0031]La transmisión de potencia se realiza mediante una corriente de salida esencialmente triangular h(t) del transformador TR con una tensión de salida U2(t) aproximadamente rectangular, como puede verse en el diagrama central y en el inferior de la figura 6.
[0032] A este respecto, lo normal es el llamado funcionamiento discontinuo de la sección de conmutación en el lado de entrada y de salida con un intervalo entre impulsos entre las fases de diferente polaridad de corriente en los arrollamientos del transformador TR (figura 6, arriba). Durante el intervalo entre impulsos, la tensión primaria U1(t) es igual a cero o exenta de promedio y no se transfiere potencia útil al lado secundario.
[0033] Gracias al funcionamiento discontinuo o límite y la forma triangular de la corriente resultan ventajas al usar diodos de barrera silicio-PN en el lado de salida de la sección rectificadora del circuito convertidor.
[0034] Como característica del principio de funcionamiento, la forma triangular de la corriente proporciona de forma natural el estado sin corriente durante la conmutación del tercer y cuarto disyuntor S3, S4, mientras que el control del primer y segundo disyuntor S1, S2 formados por MOSFET define el momento en el que se alcanza el valor máximo de la corriente triangular.
[0035] En este caso puede prescindirse de una bobina de aplanamiento de corriente continua que se usa en muchos convertidores de puente completo en contrafase en la sección de salida. Después de la rectificación en la disposición rectificadora de puente completo, la corriente alterna triangular se sostiene de forma puramente capacitiva mediante el condensador de aplanamiento C3. Cualquier ondulación residual puede eliminarse mediante una etapa de filtrado montada a continuación, que ha de dimensionarse pequeña según el valor y el tamaño del componente.
[0036] La generación de la corriente de salida triangular h(t) tiene lugar en el circuito, induciendo un resto constante de la tensión de salida rectangular U2(t) del puente completo semiconductor durante el ciclo de funcionamiento de alta frecuencia un flujo de corriente que aumenta linealmente en la inductancia del circuito L. El resto de la tensión de salida rectangular U2(t) tiene como valor la diferencia entre la tensión continua de entrada Uein y la tensión continua de salida Uaus transformada con la relación de número de espiras del transformador TR. El signo cambia dos veces en un ciclo de trabajo T completo.
[0037] Después de aumentar la corriente de salida h(t) al valor máximo del triángulo durante el intervalo de tiempo ta, durante el intervalo de tiempo tb se produce una caída lineal a cero, mientras que en la inductancia del circuito L solo está presente la tensión de salida transformada con polaridad invertida (figura 6 , centro).
[0038] A lo largo de los dos flancos descendentes del valor de la corriente triangular h(t), respectivamente uno del primer y segundo disyuntor S1, S2 formados por MOSFET debe conducir la corriente en dirección opuesta a la dirección del flujo por el componente en la fase opuesta con un flanco de triángulo ascendente. Para ello se usan los trayectos de diodos de sustrato integrados de los MOSFET o diodos inversos separados. En los MOSFET, se reduce la caída de tensión por pérdida en los trayectos de diodos de sustrato, si la señal de control enciende el componente durante este tiempo (rectificación sincrónica).
[0039] La ventaja del circuito representado es que la inductancia de circuito L ya está contenida parcial o totalmente en forma de inductancia de dispersión de la disposición formada por el arrollamiento de entrada y de salida del transformador TR. Gracias a la realización como transformador de dispersión puede prescindirse de un componente separado. Otra ventaja de la forma triangular de la corriente en el transformador TR es el bajo contenido de armónicas, ya que los componentes armónicos del desarrollo en serie de Fourier disminuyen con el cuadrado del número ordinal, a diferencia del flujo de corriente rectangular del circuito convertidor PWM en contrafase convencional, en el que las amplitudes del contenido de armónicas solo disminuyen linealmente con el número ordinal. Esto reduce significativamente la potencia perdida por corriente parásita y desplazamiento de corriente (efecto de proximidad) en el arrollamiento de cobre.
[0040] El planteamiento del problema que dio lugar a la invención se explicará en este caso con ayuda de la figura 5 en relación con la figura 6. Para ello, la figura 5 muestra una representación ligeramente modificada del circuito mostrado en la figura 4. En esta, los componentes con el mismo efecto se designan con las mismas referencias que en la figura 4.
[0041] Para el tiempo del intervalo entre impulsos, el circuito de la figura 5 puede simplificarse como modelo al esquema equivalente mostrado en la parte inferior de la misma figura, representando L la inductancia del circuito y R' la resistencia de pérdidas o de atenuación del transformador TR.
[0042] Inicialmente, se parte de que la disposición rectificadora de puente completo GL está en marcha en vacío con la tensión continua de salida Uaus completa.
[0043] En el lado primario del transformador TR, el puente de circuito formado por los disyuntores S1, S2, S3, S4 actúa como cortocircuito en el intervalo entre impulsos de la transmisión de potencia.
[0044] Los diodos D1, D2, D3, D4, que forman la disposición rectificadora de puente completo GL están bloqueados. Las capacitancias parásitas C'<glr>de los diodos D1, D2, D3, D4 forman juntos un circuito oscilante como la capacitancia total C' con la inductancia del circuito L del transformador TR.
[0045] El problema es el contenido de energía de este circuito oscilante. A continuación de cada media onda de la transmisión de potencia, se induce en este caso mediante el proceso de conmutación de los diodos D1, D2, D3, D4 una oscilación en el rectificador GL. En el intervalo entre impulsos, la oscilación decrece de forma atenuada y provoca a este respecto un calentamiento del transformador TR y dado el caso de otros componentes conectados con el transformador TR.
[0046] El contenido de energía E0 es fácil de calcular, porque el valor inicial de la oscilación está predeterminado por la parte horizontal superior rectangular de la tensión de salida Uaus. Si no se tiene en cuenta la tensión en estado de conducción del diodo, resulta (figura 6, abajo):
Uo = U2(0) = Uaus así como Eo = A • C' • U02
[0047] La energía Eo al comienzo de la oscilación depende solo de la capacitancia C' parásita efectiva y del nivel de la tensión de salida Uaus.
[0048]En esta representación de modelo se usa la capacitancia C' para todo el rectificador GL; reúne todas las propiedades físicas de los componentes y de la estructura del rectificador con los diodos, del transformador de potencia y de las líneas que determinan el comportamiento en el tiempo del proceso de conmutación del rectificador.
[0049]Las capacitancias de los componentes individuales incluyen, por ejemplo, en el caso de los diodos D1, D2, D3, D4 las capacitancias de capa barrera, carcasa y difusión (tiempo de retardo de bloqueo) y en el caso del transformador TR la capacitancia de la estructura del arrollamiento en comparación con la carcasa. Las líneas son en particular las pistas de una placa de circuito impreso.
[0050]En el esquema equivalente, la capacitancia C' total se divide entre cuatro capacitancias de diodo idénticas C'<glr>de los diodos Di, D2, D3, D4 individuales. El valor C'<glr>“ C' resulta de la simetría de la disposición de puente completo, en cuyo esquema equivalente de corriente alterna están conectadas respectivamente dos capacitancias C'<glr>en serie y otras dos capacitancias en paralelo.
[0051]En caso de corrientes de salida pequeñas y de reducirse la frecuencia de conmutación, el intervalo entre impulsos se vuelve relativamente largo y la oscilación del circuito de salida decrece casi por completo después de cada proceso de conmutación; de ello resulta una pérdida completa de la energía inicial. Cualquier aumento de la capacitancia parásita C' significa una pérdida de rendimiento. El objetivo de optimización del circuito es en este caso una minimización absoluta de C'.
[0052]En caso de corrientes de salida h(t) elevadas, el intervalo entre impulsos es pequeño y la oscilación no decrece por completo. En este caso también puede ser ventajosa la reducción de la frecuencia propia mediante la elección de una capacitancia C' parásita deliberadamente mayor: debido a las pérdidas por corrientes parásitas del transformador TR (efecto de proximidad), que aumentan de forma fuertemente no lineal con la frecuencia, la pérdida mínima a plena carga puede estar situada en una C' más elevada. No obstante, esto solo resulta ventajoso en el sentido de una solución de compromiso.
[0053]Por la tanto, se propone la disposición de un solo componente adicional en la sección rectificadora del convertidor de tensión para reducir los problemas de la oscilación parásita en caso de un funcionamiento del convertidor de tensión mostrado en modo discontinuo y conseguir al mismo tiempo una optimización de la función con una ampliación del rango de trabajo gracias a un efecto de resonancia controlable.
[0054]A este respecto es esencial eliminar la simetría del circuito rectificador mediante el componente adicional.
[0055]Para ello, a la rama rectificadora GL2 se conecta un condensador Ck, que conecta el nodo central de la rama rectificadora GL2 con la salida de corriente continua del rectificador GL.
[0056]En el diagrama de la figura 1, este condensador C<k>está dispuesto entre el ánodo del diodo D3 y el ánodo del diodo D4 y está conectado por lo tanto con la línea negativa de la tensión de salida Uaus. No está representado, pero también pueden elegirse de forma equivalente los cátodos de los diodos D3 y D4 o la línea de salida positiva para la segunda conexión del condensador Ck, siempre que la tensión de salida Uaus sea constante y por lo tanto no influya en la dinámica del proceso de conmutación.
[0057]La conexión del condensador C<k>representada en la figura 1 mediante el contacto de conmutación SK de un elemento de conmutación Rel es especialmente ventajoso por las razones que se explican a continuación, pero es opcional.
[0058]Si la capacitancia del condensador Ck se elige de manera significativamente mayor que las capacitancias parásitas de diodo C'<glr>, es decir,
Ck >>C'<glr>,
el nodo de entrada del rectificador GL así modificado actúa como cortocircuito para altas frecuencias. En el esquema equivalente de corriente alterna, en la puerta de entrada del rectificador GL se prescinde de la segunda capacitancia conectada en serie, de un valor idéntico, y ahora resulta una capacitancia total C" aproximadamente duplicada en comparación con el valor original:
C" “ 2 ■ C'<glr>.
[0059]Debido a su disposición asimétrica en el circuito de salida de la disposición rectificadora de puente completo GL, el condensador Ck usa la curva característica no lineal de los diodos Di, D2, D3, D4 existentes, no controlados para una limitación de la tensión en marcha en vacío y para una recuperación de energía.
[0060]La rama rectificadora GL2 con el condensador Ck forma la mitad de conmutación lenta de un circuito rectificador ahora asimétrico, mientras que la parte esencial de la dinámica del curso de la tensión tiene lugar en la rama rectificadora rápida GL1.
[0061] La energía del proceso de recarga de la rama rectificadora rápida GLi con la capacidad 2 ■ C'glr se degrada en tres fases To ^ Ti ^ T2 -> T3,, designando To, Ti, T2, T3 los momentos de inicio y final de las fases sucesivas (figura 7).
[0062] A este respecto, no se atenúa la energía del circuito oscilante parásito, sino que se carga al condensador Ck cargado y se acumula aproximadamente sin pérdidas durante el intervalo entre impulsos. Es cierto que sigue teniendo lugar una oscilación parásita posterior en los bornes de entrada de la sección rectificadora GL2, pero con una amplitud fuertemente reducida y una frecuencia más baja.
[0063] Debido al control de cebado de los disyuntores Si, S2, S3 y S4 en el lado primario se consigue de manera forzada que la tensión en la entrada del transformador TR sea casi de cero voltios durante el intervalo de tiempo de la duración de bloqueo de los diodos Di, D2, D3, D4 del lado secundario, de modo que en el esquema equivalente solo interviene la inductancia L con un cortocircuito en el lado primario en el proceso de oscilación.
[0064] En la primera fase To < t < Ti, véase la figura 7, tiene lugar la transición del estado conductor al estado completamente bloqueado en la rama rectificadora rápida GLi:
Después de haber decrecido la corriente útil triangular a cero, los diodos rectificadores Di o D2 requieren una cantidad de carga que depende de los componentes, de la estructura y de la corriente en la dirección de bloqueo, hasta que el proceso de conducción haya finalizado por completo y se genere la tensión de bloqueo. Esto hace que la corriente secundaria alcance h(t) pase a valores negativos con respecto a la dirección del flujo del diodo previamente conductor. El flujo de corriente negativo provoca una recarga de las capacitancias C'<glr>de la rama rectificadora GLi lo que corresponde al valor de la tensión de bloqueo máxima, aproximadamente igual a la tensión de salida Uaus.
[0065] El flujo de corriente durante esta primera fase carga simultáneamente el condensador Ck. Puesto que Ck se elige significativamente mayor que la capacitancia parásita C'<glr>, en este caso la tensión momentánea por encima de Ck llega solo a valores comparativamente muy bajos en comparación con la tensión de bloqueo máxima. Por lo tanto, se alcanza la amplitud de corriente negativa máxima cuando el diodo previamente conductor en la rama rectificadora rápida bloquea por completo y la corriente negativa del transformador TR conmuta el diodo complementario. El máximo de la corriente negativa se designa en este caso con h(ti) = I2i .
[0066] La segunda fase Ti < t < T2 comienza por definición con el máximo de corriente en h(t) = I2i, en cuanto la tensión de salida U2(t) del transformador TR pase por el valor cero y el condensador Ck haya alcanzado un valor de tensión Uki bajo. La energía acumulada en la inductancia L sigue cargando a continuación el condensador Ck mientras la corriente de salida h(t) decrece en términos absolutos, hasta que se alcance allí aproximadamente el doble de energía en el valor de tensión Uk2 = V2 ■ Uki, designando Uki y Uk2 las tensiones en el condensador Ck en los momentos Ti y T2. Para esta fase, el diodo complementario conduce en la rama rectificadora rápida GLi.
[0067] La tercera fase T2 < t < T3 comienza cuando h(t) pasa nuevamente por cero. La rama rectificadora rápida GLi oscila ahora libremente con la amplitud inicial Uk2, atenuada mediante la resistencia de pérdidas efectiva R'.
[0068] Una característica esencial resultante de la invención para la fase de T2 es la distribución asimétrica de las tensiones en la rama rectificadora rápida GLi y en la rama rectificadora lenta GL2 por tK << Ufuera de.
[0069] La elección del condensador Ck con un valor esencialmente mayor que C'<glr>reduce el valor de la condición inicial para la oscilación residual parásita de la rama rectificadora rápida GLi en la fase T2 a T3 mediante división de tensión capacitiva. Puesto que según E = A C U2 la energía disminuye proporcionalmente al cuadrado de la amplitud de la tensión, la pérdida de energía puede reducirse a elección si se atenúa la oscilación residual.
[0070] Otra característica de la realización del circuito en la disposición mostrada es la condición inicial al comienzo de cada uno de los siguientes ciclos de transmisión de potencia en el intervalo de tiempo entre t = 0 y t = Tboost.
[0071] La condición inicial es una tensión residual baja de aproximadamente Uk2 por encima del condensador Ck, estabilizándose el condensador Ck al comienzo de cada media onda de la transmisión de potencia desde este valor absoluto bajo hasta el valor completo de la tensión de salida Uaus. El proceso de estabilización termina respectivamente en el momento t = Tboost. El proceso de estabilización se ilustra en los diagramas central e inferior de la figura 7.
[0072] En relación con la inductancia transformada L del convertidor de tensión, el efecto de este proceso de estabilización regular es una resonancia paralela con respecto a la salida del rectificador con la carga conectada.
[0073] Esto provoca un aumento del valor inicial para la transmisión de corriente triangular y un aumento de la corriente de salida media (efecto boost).
[0074] Es especialmente ventajoso que el condensador Ck y, por lo tanto, el efecto boost puede realizarse en esta disposición de manera que pueda desconectarse o activarse. Mediante un contacto de conmutación SK de un elemento de conmutación "Rel" lento y de carga ligera, que puede estar configurado por ejemplo como relé, transistor bipolar, IGBT o MOSFET, pueden ajustarse así diferentes modos de funcionamiento con respectivamente un gradiente de transmisión diferente del convertidor de tensión. Dos de las posibles realizaciones del contacto de conmutación SK se muestran en la figura 1 (relé) y la figura 2 (MOSFET).
[0075]En el uso, el rango de ajuste así ampliado de la relación de transmisión permite, por ejemplo, opcionalmente o en combinación, una reducción esencial del espacio de instalación y/o una reducción de la magnetización del transformador y de las pérdidas en el núcleo y, por lo tanto, una reducción de la temperatura.
[0076]La amplitud de oscilación reducida en el circuito rectificador permite además una reducción de las emisiones de interferencias electromagnéticas.
[0077]La realización de acuerdo con la invención se muestra en la figura 3. En este caso se aprovecha ventajosamente el hecho de que la configuración asimétrica del rectificador permite una dotación mixta de componentes rectificadores rápidos, como por ejemplo diodos ultrarrápidos o Schottky SD solo para el lado rectificador rápido GL|, mientras que el lado complementario GL2 está realizado con diodos simples como componentes de conmutación lenta y pérdidas optimizadas.
Referencias y signos de fórmula
C1, C2 Capacitancias
C3 Condensador de aplanamiento
Ck Condensador
C' Capacitancia total (sin condensador Ck)
C" Capacitancia total (con condensador Ck)
C'glr Capacitancias (parásitas)
D1, D2, D3, D4 Diodos
E0 Contenido de energía (de la oscilación)
G1, G2, G3, G4 Borne de control
GL Disposición rectificadora de puente completo, rectificador
GL1 Rama rectificadora (rápida)
GL2 Rama rectificadora (lenta)
I2(t) Corriente de salida transformador, corriente triangular, corriente secundaria I21 Amplitud de corriente (de h(t) en el momento T1)
K1, K2 Nodo de conmutación
L Inductancia del circuito, bobina de acumulación
L1, L1'; L2, L2'; L3, L3'; L4, L4' Bornes de potencia
PW Arrollamiento primario
R' Resistencia de atenuación, resistencia de pérdidas
Rel Elemento de conmutación
SD Diodos Schottky
SK Contacto de conmutación
SW Arrollamiento secundario
S1, S2, S3, S4 Disyuntores
T Ciclo de trabajo (duración)
t Tiempo (variable)
T BOOST Momento (estado estabilizado)
T0, T1, T2, T3 Momentos
ta, tb Intervalos de tiempo
TR Transformador con inductancia de circuito L
Uein Tensión continua de entrada
Uaus Tensión continua de salida
U1(t) Tensión primaria (en el transformador TR)
U2(t) Tensión secundaria (en el transformador TR)
U0 Tensión en fase T0, condición inicial
Uk1 Tensión en el condensador Ck en el momento T1
Uk2 Tensión en el condensador Ck en el momento T2
Claims (6)
1. Convertidor de tensión para corriente continua con un puente de circuito, que comprende un primero, segundo, tercero y cuarto disyuntor (S1, S2, S3, S4), que presentan respectivamente un borne de control (G1, G2, G3, G4) y respectivamente un trayecto de carga que discurre entre dos bornes de potencia (L1, LT; L2, L2'; L3, L3'; L4, L4'), estando conectados los trayectos de carga del primero y segundo disyuntor (S1, S2) con un primer nodo de conmutación (K1) y los trayectos de carga del tercero y cuarto disyuntor (S3, S4) con un segundo nodo de conmutación (K2) y estando conectados respectivamente en serie entre los bornes para una tensión continua de entrada (Uein), y con un transformador (Tr ) cuyo arrollamiento primario (PW) está conectado con el primero y segundo nodo de conmutación (K1, K2) y a continuación de cuyo arrollamiento secundario (SW) está montada una disposición rectificadora de puente completo (GL), que está formada por una conexión en paralelo de una primera rama rectificadora (GL1) y una segunda rama rectificadora (GL2), estando formada cada una de las dos ramas rectificadoras por una conexión en serie de dos diodos (D1, D2 o D3, D4),caracterizado
por queun condensador (Ck) individual está conectado asimétricamente con la segunda rama rectificadora (GL2) de la disposición rectificadora de puente completo (GL), conectando el condensador (Ck) el nodo central de la segunda rama rectificadora (GL2) o bien con la tensión de salida negativa o bien con la tensión de salida positiva de la disposición rectificadora de puente completo (GL), y
por quela segunda rama rectificadora (GL2) está formada por diodos simples como interruptores electrónicos de conmutación lenta, mientras que la primera rama rectificadora (GL1) está formada por diodos ultrarrápidos o diodos Schottky (SD) como interruptores electrónicos de conmutación rápida.
2. Convertidor de tensión según la reivindicación 1,caracterizado por queel condensador (C<k>) puede separarse de la rama rectificadora (GL2) mediante un contacto de conmutación (SK) montado delante de un elemento de conmutación electromecánico o electrónico (Rel).
3. Convertidor de tensión según la reivindicación 1,caracterizado por queel primer y segundo disyuntor (S1, S2) están formados por MOSFET, y por que el tercer y cuarto disyuntor (S3, S4) están formados por IGBT.
4. Convertidor de tensión según la reivindicación 1,caracterizado por queel tercer y cuarto disyuntor (S3, S4) formados por IGBT están configurados para ser conmutados en un estado al menos casi sin corriente, y por que el primer y segundo disyuntor (S1, S2) están configurados para ser conmutados en un estado inicialmente sin tensión con un flujo de corriente máximo.
5. Convertidor de tensión según la reivindicación 1 o 2,caracterizado por queuna capacitancia (C1, C2) que está formada por al menos un condensador está conectada respectivamente en paralelo al primer y segundo disyuntor formados por MOSFET (S1, S2).
6. Convertidor de tensión según la reivindicación 1,caracterizado por queel convertidor de tensión está configurado para funcionar al menos temporalmente en modo discontinuo.
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