JP2006288134A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な制御により入力電流の導通角を広げて力率を改善させるとともに大きな出力を得ること。
【解決手段】交流電源電圧１を整流して脈流電圧を出力する整流回路３ａ〜３ｄと、整流回路３ａ〜３ｄに接続されたリアクトル２と、半導体スイッチで構成され電流経路を接続、遮断する第１の開閉手段８および第２の開閉手段９と、第１の開閉手段８と直列に接続され、整流回路３ａ〜３ｄの交流入力端子と直流出力端子間に接続された力率改善用コンデンサ５と、第２の開閉手段９と直列に接続され、整流回路３ａ〜３ｄの交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサ６と、整流回路の出力電圧を平滑して略直流電圧を得る平滑コンデンサ４とを備えるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流を直流に変換し、入力電流の高調波成分を低減して力率を改善することを目的とする電源装置に関するものである。

従来より交流−直流変換回路として交流電圧をダイオ−ド整流回路に入力して脈流出力を得て、これをコンデンサにより平滑して直流電圧を得るコンデンサインプット型整流回路が様々な分野で用いられている。この回路の入力電流は電流導通角が狭くなり力率が悪く、無効電力が多いため電力の有効利用ができない上に多くの高調波成分を含んでおり同一電源系統に接続された機器への障害が問題となっている。

そこで力率を改善して高調波成分を低減する技術として特許文献１に示す電源装置が検討されている。図１０はこの電源装置の回路構成図である。図１０の電源装置は、交流電源７１、リアクタ７２、ダイオード７３ａ〜７３ｄから成る整流回路および平滑コンデンサ７４より構成されるコンデンサインプット回路に加えて、整流回路７３ａ〜７３ｄの交流入力端子と直流出力端子間に力率改善用コンデンサ７５を挿入したものである。尚、８０はモータ駆動インバータなどの負荷である。

図１１は図１０の電源装置の電圧・電流波形の一例を示すものである。以下、図１１を用いて交流電源７１の１周期を４つの期間に分けて動作を詳細に説明する。

期間１：力率改善用コンデンサ７５に充電電圧は無く、交流電源７１がゼロから正電圧を出力し始めるとともに図１２（ａ）に示すように交流電源７１、リアクタ７２、力率改善用コンデンサ７５、ダイオード７３ｄ、交流電源７１の順に力率改善用コンデンサ７５の電圧Ｖｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。

この動作は力率改善用コンデンサ７５が充電され、力率改善用コンデンサの両端電圧Ｖｃが平滑コンデンサの両端電圧Ｖｄｃに等しくなるまで継続する。

期間２：交流電源７１の電圧値Ｖａｃが平滑コンデンサの両端電圧Ｖｄｃより大きくなるので、図１２（ｂ）に示すように交流電源７１、リアクタ７２、ダイオード７３ａ、平滑コンデンサ７４、ダイオード７３ｄ、交流電源７１の順に平滑コンデンサ７４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。

これに加えて期間１および２でリアクタ７２に蓄えられたエネルギーが放出されるまで図１２（ｂ）の経路で電流が流れつづける。

期間３：力率改善用コンデンサ７５には平滑コンデンサの両端電圧Ｖｄｃと同じ電圧Ｖｃが充電されており、交流電源７１がゼロから負電圧を出力し始めるとともに図１２（ｃ）に示すように交流電源７１、ダイオード７３ｃ、平滑コンデンサ７４、力率改善用コンデンサ７５、リアクタ７２、交流電源７１の順に力率改善用コンデンサ７５の電圧Ｖｃを放電する電流Ｉｉｎが流れる。

この動作は力率改善用コンデンサ７５に充電された電圧Ｖｃが放電されゼロになるまで継続する。

期間４：交流電源７１の電圧値Ｖａｃが平滑コンデンサの両端電圧Ｖｄｃより大きくな
るので、図１２（ｄ）に示すように交流電源７１、ダイオード７３ｃ、平滑コンデンサ７４、ダイオード７３ｂ、リアクタ７２、交流電源７１の順に平滑コンデンサ７４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。

これに加えて期間３および４でリアクタ７２に蓄えられたエネルギーが放出されるまで図１２（ｄ）の経路で電流が流れつづける。

以上のように交流電源７１の周期毎に期間１から４の動作を繰り返すことにより電流導通角が広がるので力率を改善することができ、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分を減少させることができる。

また、特に期間１および３においてリアクタ７２に蓄えられたエネルギーをそれぞれ期間２および４において放出するので電源装置の出力電圧、即ち平滑コンデンサ７４の電圧Ｖｄｃを増加させることができる。
特許第３３７７９５９号公報

しかしながら、上記図１０に示す従来の電源装置では、簡単な構成で力率を改善することができるもののＩＥＣ高調波規制に対応させるためにはリアクタ７２の値を大きく設定する必要があり、この結果負荷が増加するにともない交流電源７１の電圧値Ｖａｃに対する電流Ｉｉｎの位相が遅れ、力率が低下するので負荷８０に供給できる電力が低下するという課題を有していた。

またリアクタ７２による電圧降下が大きく、出力電圧すなわち平滑コンデンサ７４の両端電圧が低下するので、負荷８０が増加するほど必要な電圧を得ることができないという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、ＩＥＣ高周波規制に対応するとともに高力率および高出力を実現することができる電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、交流電源電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、整流回路に接続されたリアクトルと、半導体スイッチにより構成され電流経路を接続、遮断する第１および第２の開閉手段と、第１の開閉手段と直列に接続され、整流回路の交流入力端子と直流出力端子間に接続された力率改善用コンデンサと、第２の開閉手段と直列に接続され、整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサと、清流回路の出力電圧を平滑して略直流電圧を得る平滑コンデンサとを備えるものである。

上記構成によって、力率および出力電圧を大幅に向上させることが可能となり、簡単で安価な構成でＩＥＣ高調波規制に対応するとともに高出力を実現できる電源装置を提供することができる。

本発明の電源装置は、ＩＥＣ高調波規制をクリアしつつ高力率・高出力を実現することができる。

第１の発明は、交流電源電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、リアクトルと
、半導体スイッチにより構成され電流経路を接続、遮断する第１および第２の開閉手段と、第１の開閉手段と直列に接続され整流回路の交流入力端子と直流出力端子間に接続された力率改善用コンデンサと、第２の開閉手段と直列に接続され整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサと、整流回路の出力電圧を平滑して略直流電圧を得る平滑コンデンサとを備えるものである。

これにより、簡単な構成と制御により力率および出力電圧を改善させることができるのでノイズの発生が少なく高力率で高出力な電源装置を提供することができるという効果を奏する。

第２の発明は、交流電源電圧のゼロクロスを検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出手段と第１および第２の開閉手段を制御するスイッチ制御手段をさらに備えて、スイッチ制御手段はゼロクロス検出手段が検出するゼロクロス信号を受けて第１および第２の開閉手段のうち少なくとも１つをオンさせるパルス信号を出力するものである。

これにより、簡単な構成により最適なタイミングでのパルス出力を確実に行なうことができるので高力率で高出力さらに信頼性の高い電源装置を提供することができるという効果を奏する。またこの結果ＩＥＣ高調波規制への対応が可能となる効果を奏する。

第３の発明は、負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段をさらに備えて、スイッチ制御手段は負荷状態検出手段が検出する負荷の大きさに応じて第１および第２の開閉手段のうち少なくとも１つをオンさせる期間が変化するようパルス信号を出力するものである。

これにより、負荷が変動しても常に高力率と高出力を実現することができるので、ＩＥＣ高調波規制に対応できて負荷の適用範囲の広い電源装置を提供することができるという効果を奏する。

第４の発明は、交流電源電圧の周波数を検出する電源周波数検出手段をさらに備えて、スイッチ制御手段は電源周波数検出手段が検出する周波数に応じて第１および第２の開閉手段に出力するパルス信号のオン時間を変更するものである。

これにより、電源周波数に関わらずに常に高力率と高出力を実現することができるので、ＩＥＣ高調波規制に対応できて電源および負荷の適用範囲の広い電源装置を提供することができるという効果を奏する。

第５の発明は、直流電圧の値を検出する直流電圧検出手段をさらに備えて、スイッチ制御手段は直流電圧検出手段が検出する直流電圧が所定の値になるように第１および第２の開閉手段を制御するものである。

これにより、負荷および電源周波数に関わらずに常に高力率と定出力を実現することができるので、ＩＥＣ高調波規制に対応できて電源および負荷の適用範囲の広く安定した出力を供給する電源装置を提供することができるという効果を奏する。

第６の発明は、第１〜５の何れかの電源装置を備えた空気調和機で、電流利用率が高く、高い能力を発揮することができるという効果を奏する。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における電源装置を示す回路構成図である。図１において、１は交流電源、２は力率改善を行うリアクタ、３ａ〜３ｄは整流素子であり交流電圧を整流して脈流電圧を出力する。４は整流素子３ａ〜３ｄにより整流された脈流電圧を平滑して略直流電圧を得るための平滑コンデンサ、５はリアクタ２とともに力率改善を行う力率改善用コンデンサ、６は電流位相を改善する位相改善用コンデンサである。

８は力率改善用コンデンサ５と直列に接続される第１のスイッチ装置、９は位相改善用コンデンサ６と直列に接続される第２のスイッチ装置であり、ここではＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチにより構成される。１０は電源装置の負荷であり電熱線やインバ−タ及びこのインバ−タに接続され動作する照明機器やモ−タ等がある。３０は第１スイッチ装置８および第２のスイッチ装置９を制御するスイッチ制御装置である。

第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９に半導体スイッチを用いることにより高速に電流の導通と遮断を繰り返すことができる。この結果、交流電源１の半周期毎に電流導通期間を調整することができるので、力率や負荷１０に出力される電圧を制御することが可能となる。

以上の説明からもわかるように本発明の電源装置によれば、簡単な構成により力率と出力電圧の制御を行なうことができるので、発生ノイズが少なく高力率な電源装置を提供することができる。

（実施の形態２）
図２は本発明の実施の形態２における電源装置を示す回路構成図である。尚、図１と同一の構成要素には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。図２において、３１は交流電源１のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出装置であり、ホトカプラや絶縁トランスなどにより構成される。以下、図２および図３を用いて本発明の電源装置について詳細に説明する。

ゼロクロス検出装置３１は交流電源１のゼロクロス点を検出するとゼロクロス検出信号をスイッチ制御装置３０へ出力する。スイッチ制御装置３０はゼロクロス検出信号を入力すると第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９を所定時間ｏｎさせるパルス信号を出力する。

図３は本発明の電源装置における主要波形図であり、図中Ｖａｃは交流電源１の電圧波形、Ｉｉｎはリアクタ２に流れる電流波形、Ｖｃ１は力率改善用コンデンサ５の両端電圧波形、Ｖｃ２は位相改善用コンデンサ６の両端電圧波形、Ｖｄｃは平滑コンデンサ４の両端電圧波形、Ｐｚｃはゼロクロス検出装置３１が出力する交流電源１のゼロクロス検出信号、Ｐｓｗ１は第１のスイッチ装置８を駆動するパルス信号、Ｐｓｗ２は第２のスイッチ装置９を駆動するパルス信号を示す。

また図４は図３に示す波形図の各期間において電流の流れる経路を示す電流導通経路図である。以下、図２から図４を用いて各期間の動作について詳細に説明する。

期間１：直前の負の半周期の間に力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１はある程度放電された状態であり、また位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２はほぼ−Ｖｄｃに充電されている。交流電源１がゼロになるとゼロクロス検出装置３１はゼロクロス検出信号Ｐｚｃを出力する。スイッチ制御装置３０はゼロクロス検出信号Ｐｚｃを検出すると第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をそれぞれｏｎ状態にさせる信号Ｐｓｗ１、Ｐｓｗ２を出力する。

その後、交流電源１が正電圧を出力し始めるとともに図４（ａ）に示すように交流電源１、リアクタ２、位相改善用コンデンサ６、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２を放電する電流Ｉｉｎが流れる。

この動作は位相改善用コンデンサ６に充電された電圧Ｖｃ２が放電されゼロになり、その後充電されて力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１と同じ値になるまで継続する。

期間２：力率改善用コンデンサ５、位相改善用コンデンサ６ともに交流電源１の電圧Ｖａｃの上昇とともに図４（ｂ）に示すように交流電源１、リアクタ２、力率改善用コンデンサ５、ダイオード３ｄ、交流電源１の順に力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１を充電する電流と、交流電源１、リアクタ２、位相改善用コンデンサ６、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２を充電する電流が流れ、Ｉｉｎはこれら２つの電流の和となる。

この動作は第１のスイッチ装置８がｏｎ状態になっている間継続され、第１のスイッチ装置８がｏｆｆ状態になると力率改善用コンデンサ５への充電は無くなり図４（ａ）の電流経路を通り位相改善用コンデンサ６のみが充電される。

期間３：電源電圧Ｖａｃが平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃよりも高くなり、図４（ｃ）に示すように交流電源１、リアクタ２、ダイオード３ａ、平滑コンデンサ４、ダイオード３ｄ、交流電源１の順に平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。また、この期間の最後で第２のスイッチ装置９がｏｆｆ状態にされる。

期間４：力率改善用コンデンサ５は第１のスイッチ装置８がｏｆｆ状態であるので電流は流れない。また位相改善用コンデンサ６の電圧はともにほぼＶｄｃに充電されているので電流は流れない。この期間では期間１、２および３においてリアクタ２に蓄えられたエネルギ−が放出され、図４（ｃ）に示すように交流電源１、リアクタ２、ダイオード３ａ、平滑コンデンサ４、ダイオード３ｄ、交流電源１の順に平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。

期間５：力率改善用コンデンサ５および位相改善用コンデンサ６の電圧はともにほぼＶｄｃに充電されており、交流電源１がゼロになるとゼロクロス検出装置３１はゼロクロス検出信号Ｐｚｃを出力する。スイッチ制御装置３０はゼロクロス検出信号Ｐｚｃを検出すると第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をそれぞれｏｎ状態にさせる信号Ｐｓｗ１、Ｐｓｗ２を出力する。

この期間ではまず図４（ｄ）に示すように交流電源１、位相改善用コンデンサ６、リアクタ２、交流電源１の順に位相改善用コンデンサ６の電荷を放電する電流Ｉｉｎが流れる。この動作は位相改善用コンデンサ６に充電された電圧Ｖｃ２が放電されゼロになるまで継続する。

期間６：位相改善用コンデンサ６の電圧Ｖｃ２はゼロに放電されているが、力率改善用コンデンサ５の電圧Ｖｃ１は正の半周期で充電された値のままであり、図４（ｅ）に示すように交流電源１、位相改善用コンデンサ６、リアクタ２、交流電源１の順に位相改善用コンデンサを充電する電流と、交流電源１、ダイオード３ｃ、平滑コンデンサ４、力率改善用コンデンサ５、リアクタ２、交流電源１の順に力率改善用コンデンサ５を放電する電流が流れ、Ｉｉｎはこれら２つの電流の和となる。

この動作は第１のスイッチ装置８がｏｎ状態になっている間継続され、第１のスイッチ装置８がｏｆｆ状態になると力率改善用コンデンサ５からの放電は無くなり図４（ｄ）の
電流経路を通り位相改善用コンデンサ６のみが充電される。

期間７：電源電圧Ｖａｃが平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃよりも高くなり、図４（ｆ）に示すように交流電源１、リアクタ２、ダイオード３ａ、平滑コンデンサ４、ダイオード３ｄ、交流電源１の順に平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。また、この期間の最後で第２のスイッチ装置９がｏｆｆ状態にされる。

期間８：力率改善用コンデンサ５は第１のスイッチ装置８がｏｆｆ状態であるので電流は流れない。また位相改善用コンデンサ６の電圧はともにほぼ−Ｖｄｃに充電されているので電流は流れない。この期間では期間５、６および７においてリアクタ２に蓄えられたエネルギ−が放出され、図４（ｆ）に示すように交流電源１、ダイオード３ｃ、平滑コンデンサ４、ダイオード３ｂ、リアクタ２、交流電源１の順に平滑コンデンサ４の電圧Ｖｄｃを充電する電流Ｉｉｎが流れる。

以上のように交流電源１の周期毎に期間１から８の動作を繰り返すことにより入力電流の立上がりを早めることができて導通角の広い電流波形を得ることができる。よって力率を改善することができ、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分を減少させることができる。

特に従来図１０に示す電源装置に比較して、交流電源１の電圧Ｖａｃのゼロからの立上がり時には位相改善用コンデンサ６の放電電流により電流Ｉｉｎをすばやく流すことができ、さらに続いて力率改善用コンデンサ５と位相改善用コンデンサ６の充放電電流により電流Ｉｉｎを比較的緩やかに流すことにより、全体的に略正弦波状の電流波形を実現することができる。これにより従来に比較して非常に高い力率を実現することができる。

さらに図１０に示す電源装置に比較して図３の期間１および４におけるリアクタ２へのエネルギー蓄積の増加分、さらには期間２および５において力率改善用コンデンサ５に加えて位相改善用コンデンサ６への充放電が増加することによるリアクタ２へのエネルギー蓄積の増加分が期間３および６において平滑コンデンサ４に充電されるので、非常に大きな出力電圧Ｖｄｃを得ることができる。

また、この出力電圧Ｖｄｃは第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をｏｎする時間を変化させることにより制御することが可能となる。

この結果、回路定数を最適に選べばＩＥＣ高調波規制をクリアするとともに第１のスイッチ装置８のｏｎ時間を制御することにより出力を変化させることができるので、様々な大きさの負荷にも対応することができる。

以上の説明からもわかるように本発明の電源装置によれば、最適なタイミングでのパルス出力を確実に行なうことができるので高力率と高出力を実現するとともに信頼性が非常に高い電源装置を提供することができる。

（実施の形態３）
図５は本発明の実施の形態３における電源装置を示す回路構成図である。尚、図１および図２と同一の構成要素には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。図５において、２０は負荷１０に流れる電流値を検出する負荷電流検出装置であり抵抗などにより構成される。また、負荷電流検出装置２０は検出した値をスイッチ制御装置３０に出力する。以下、図５を用いて本発明の電源装置について詳細に説明する。

負荷１０がインバータおよびこのインバータにより可変速駆動されるモータである場合
には、負荷１０の大きさはモータの回転速度などにより変化することになる。従って、電源装置はこの負荷１０の変動範囲において高調波を抑制させるために必要な力率と負荷１０を駆動するために必要な出力電圧（Ｖｄｃ）を確保することが望まれる。

制御装置３０は平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃを出力電圧検出装置２１より、また負荷１０に流れる電流を負荷電流検出装置２０より検出することにより負荷１０の大きさを算出することができる。

スイッチ制御装置３０は負荷１０の大きさに応じて第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をｏｎさせる時間を長くなるように制御する。これは例えば予め負荷１０の大きさに応じて必要なパルス信号の長さを記憶させておいても良い。図６に負荷の大きさに対してスイッチ制御装置３０が第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９に出力するパルス幅の一例を示す。

この結果、回路定数および第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９のｏｎ時間を最適に設定すれば負荷１０の全領域において高い力率を得ることができるとともに大きさが変動する負荷にも対応することができる。

以上の説明からもわかるように本発明の電源装置によれば、負荷が変動しても常に高い力率と出力電圧を得ることができるので、負荷の適用範囲の広い電源装置を提供することができる。

尚、本実施の形態で説明した第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９のｏｎ動作は一例であり本発明の電源装置の動作はこれに限られるものではない。

（実施の形態４）
図５を用いて本発明の実施の形態４における電源装置について詳細に説明する。図５においてゼロクロス検出装置３１は交流電源１のゼロクロスを検出するとともに周波数を検出する機能を合わせもつことができる。

これは例えばゼロクロス検出装置３１が検出する交流電源１のゼロクロス点の検出間隔を計測し、この値が所定値以上であれば５０Ｈｚ、また所定値未満であれば６０Ｈｚと判定することにより比較的容易に検出することが可能である。

スイッチ制御装置３０はゼロクロス検出装置３１が検出する交流電源１のゼロクロス検出信号を基に第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をｏｎするために出力するパルス信号のタイミングを得るとともに検出した交流電源１の周波数をもとに出力するパルス信号幅の補正を行なう。

これは例えば図７に示すように６０Ｈｚ時の負荷１０の大きさに応じたパルス信号データを予め設定しておき、ゼロクロス検出装置３１が検出した交流電源１の周波数が５０Ｈｚである場合には６０Ｈｚのパルス信号データに（６０／５０＝１．２）倍した値を出力する。

この結果、交流電源１の電源周波数が５０Ｈｚ／６０Ｈｚ何れの場合も負荷１０の大きさに応じて最適なパルス信号を出力させることができる。

以上の説明からもわかるように本発明の電源装置によれば、電源周波数および負荷の大きさに関わらず常に高い力率と出力電圧を得ることができるので、電源および負荷の適用範囲の広い電源装置を提供することができる。

尚、本実施の形態で説明した第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９のｏｎ動作は一例であり本発明の電源装置の動作はこれに限られるものではない。

（実施の形態５）
図８は本発明の実施の形態５における電源装置を示す回路構成図である。尚、図５と同一の構成要素には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。図８において、２１は平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃを検出する直流電圧検出装置であり抵抗などにより構成される。また、直流電圧検出装置２１は検出した値をスイッチ制御装置３０に出力する。以下、図８を用いて本発明の電源装置について詳細に説明する。

スイッチ制御装置３０は第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をｏｎ／ｏｆｆさせることにより交流電源１の力率および負荷１０に出力する直流電圧を制御する。

ここで、スイッチ制御装置３０は平滑コンデンサ４の両端電圧Ｖｄｃを直流電圧検出装置２１より検出し、これが常に所定の値になるように第１のスイッチ装置８および第２のスイッチ装置９をｏｎする期間を調整する。またこの時、力率が最適になるように出力電圧の設定値を選択することにより負荷１０が変動しても常に高力率および所定の出力電圧を維持することが可能となる。

以上の説明からもわかるように本発明の電源装置によれば、電源周波数および負荷の大きさに関わらず高い力率と安定した出力電圧を得ることができるので、電源および負荷の適用範囲が広く安定した出力電圧を供給することが可能な電源装置を提供することができる。

（実施の形態６）
図９は本発明の電源装置のいずれかを適用した空気調和機の一構成例を示す。図９において図１と同一の構成要素には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。以下図９を用いて本発明の空気調和機について説明する。

図９に示すように空気調和機は圧縮機の駆動装置として実施の形態１に示す発明の電源装置を用い、負荷１０としてインバ−タ装置８１、電動圧縮機８２に加えて、室内ユニット９２、室外ユニット９５及び四方弁９１からなる冷凍サイクルを備えている。

室内ユニット９２は室内熱交換器９３と室内送風機９４から構成され、また室外ユニット９５は室外熱交換器９６、室外送風機９７及び膨張弁９８より構成される。

冷凍サイクル中は熱媒体である冷媒が循環する。冷媒は電動圧縮機８２により圧縮され、室外熱交換器９６にて室外送風機９７からの送風により室外の空気と熱交換され、また室内熱交換器９３にて室内送風機９４からの送風により室内の空気と熱交換される。室内熱交換器９３での熱交換後の空気により室内の冷暖房が行われる。冷房または暖房の切換は四方弁９１により冷媒の循環方向を反転させることにより行われる。

以上のような冷凍サイクルにおける冷媒の循環はインバ−タ装置８１により電動圧縮機８２を駆動させることにより行われ、これらインバ−タ装置８１及び電動圧縮機８２の制御方法は実施の形態１の電源装置を用いて行われる。電源装置の構成及び動作については前述したとおりであるので説明は省略する。

以上のような構成により空気調和機における効率の低下等、制御性能の劣化を抑えることができる。

本実施の形態では圧縮機駆動装置として実施の形態１に示す発明の電源装置を用いた空気調和機について説明したが、実施の形態２もしくは実施の形態５に示すような他の発明の電源装置を用いても同様に各発明の電源装置が持つ効果を有した空気調和機を提供することができる。

従って本発明の電源装置は、特に負荷変更の大きい空気調和機に対しては用いることによりその効果を最大限に利用することができる。

以上のように、本発明にかかる電源装置は、高力率・高出力の実現が可能となるので、エアコンの室外機等の用途に有用である。

本発明の実施の形態１における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態２における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態２における電源装置の主要波形図 （ａ）〜（ｆ）本発明の実施の形態２における電源装置の電流経路図 本発明の実施の形態３における電源装置の回路構成図 本発明の実施の形態３における電源装置の負荷の大きさに対するスイッチ駆動信号のパルス幅を示す特性図 本発明の実施の形態４における電源装置の負荷の大きさに対するスイッチ駆動信号のパルス幅を示す特性図 本発明の実施の形態５における電源装置の回路構成図 本発明の空気調和機の構成図 従来の電源装置の回路構成図 従来の電源装置の主要波形図 従来の電源装置の電流経路図

符号の説明

１ 交流電源
２ リアクタ
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ 整流素子
４ 平滑コンデンサ
５ 力率改善用コンデンサ
６ 位相改善用コンデンサ
８ 第１のスイッチ装置
９ 第２のスイッチ装置
１０ 負荷
２０ 負荷電流検出装置
２１ 直流電圧検出装置
３０ スイッチ制御装置
３１ ゼロクロス検出装置

Claims (6)

1. 交流電源電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、前記整流回路に接続されたリアクトルと、電流経路を接続、遮断する第１および第２の開閉手段と、前記第１の開閉手段と直列に接続され、前記整流回路の交流入力端子と直流出力端子間に接続された力率改善用コンデンサと、前記第２の開閉手段と直列に接続され、前記整流回路の交流入力端子間に接続された位相改善用コンデンサと、前記整流回路の出力電圧を平滑して略直流電圧を得る平滑コンデンサとを具備し、前記第１および第２の開閉手段は半導体スイッチにより構成されることを特徴とする電源装置。
2. 交流電源電圧のゼロクロスを検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出手段と前記第１および第２の開閉手段を制御するスイッチ制御手段をさらに備え、前記スイッチ制御手段は前記ゼロクロス検出手段が検出するゼロクロス信号を受けて前記第１および第２の開閉手段のうち少なくとも１つをオンさせるパルス信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 負荷の大きさを検出する負荷状態検出手段をさらに備え、前記スイッチ制御手段は前記負荷状態検出手段が検出する負荷の大きさに応じて前記第１および第２の開閉手段のうち少なくとも１つをオンさせる期間が変化するようパルス信号を出力することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 交流電源電圧の周波数を検出する電源周波数検出手段をさらに備え、前記スイッチ制御手段は前記電源周波数検出手段が検出する周波数に応じて前記第１および第２の開閉手段に出力するパルス信号のオン時間を変更することを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
5. 直流電圧の値を検出する直流電圧検出手段をさらに備え、前記スイッチ制御手段は前記直流電圧検出手段が検出する直流電圧が所定の値になるように前記第１および第２の開閉手段を制御することを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
6. 請求項１〜５の何れか１つに記載の電源装置を備えたことを特徴とする空気調和機。

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