ES2347250T3 - Codificacion jerarquica con multiples antenas en un sistema de comunicacion inalambrica. - Google Patents
Codificacion jerarquica con multiples antenas en un sistema de comunicacion inalambrica. Download PDFInfo
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Abstract
Un procedimiento de transmisión de un flujo base de datos y un flujo de mejora de datos en un sistema de comunicación inalámbrica, que comprende: codificar y modular (1010) el flujo base para obtener un primer flujo de símbolos de datos, en el que el flujo base está indicado para recibirse por una pluralidad de entidades receptoras; codificar y modular (1012) el flujo de mejora para obtener un segundo flujo de símbolos de datos, en el que el flujo de mejora está indicado para recibirse por al menos una entidad receptora; procesar (1020) el primer flujo de símbolos de datos según un primer esquema de procesamiento espacial para obtener una primera pluralidad de subflujos de símbolos; procesar (1022) el segundo flujo de símbolos de datos según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener una segunda pluralidad de subflujos de símbolos; y combinar (1030) la primera pluralidad de subflujos de símbolos con la segunda pluralidad de subflujos de símbolos para obtener una pluralidad de flujos de símbolos de transmisión para su transmisión desde una pluralidad de antenas de transmisión, en el que uno de los esquemas de procesamiento espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
Description
Codificación jerárquica con múltiples antenas en
un sistema de comunicación inalámbrica.
Esta solicitud reivindica prioridad respecto a
la solicitud de patente provisional estadounidense n.º de serie
60/
506,466, presentada el 25 de septiembre de 2003.
506,466, presentada el 25 de septiembre de 2003.
La presente invención se refiere, en general, a
la comunicación y, más específicamente, a técnicas para realizar
codificación jerárquica en un sistema de comunicación
inalámbrica.
Los sistemas de comunicación inalámbrica se
implementan ampliamente para proporcionar diversos servicios de
comunicación tales como voz, datos por paquetes, difusión, etc.
Estos sistemas pueden tener la capacidad de proporcionar
comunicación para múltiples usuarios simultáneamente compartiendo
los recursos de sistema disponibles. Algunos ejemplos de tales
sistemas incluyen sistemas de acceso múltiple por división de código
(CDMA), sistemas de acceso múltiple por división de tiempo (TDMA) y
sistemas de acceso múltiple por división de frecuencia (FDMA).
Un sistema de comunicación inalámbrica puede
proporcionar servicio de difusión, que normalmente implica la
transmisión de datos de difusión a usuarios en un área de difusión
designada en lugar de a usuarios específicos. Puesto que se
pretende que una transmisión de difusión se reciba por múltiples
usuarios dentro del área de difusión, la tasa de transmisión de
datos de difusión viene determinada normalmente por el usuario con
las peores condiciones de canal. Normalmente, el usuario en el caso
más desfavorable está ubicado alejado de una estación base
transmisora y tiene una baja relación señal a ruido (SNR).
Los usuarios en el área de difusión experimentan
normalmente diferentes condiciones de canal, alcanzan diferentes
SNR y pueden recibir datos a diferentes tasas de transmisión de
datos. La transmisión jerárquica puede usarse entonces para mejorar
el servicio de difusión. Con la transmisión jerárquica, los datos de
difusión se dividen en un "flujo base" y un "flujo de
mejora". El flujo base se transmite de tal manera que todos los
usuarios en el área de difusión pueden recuperar este flujo. El
flujo de mejora se transmite de tal manera que los usuarios que
experimentan mejores condiciones de canal pueden recuperar este
flujo. La transmisión jerárquica también se denomina codificación
jerárquica, donde el término "codificación" en este contexto se
refiere a codificación de canal en lugar de a codificación de datos
en el transmisor.
Un procedimiento convencional de implementación
de codificación jerárquica es a través del uso de modulación no
uniforme. En este procedimiento, los datos para el flujo base se
modulan con un primer esquema de modulación y los datos para el
flujo de mejora se modulan con un segundo esquema de modulación que
se superpone al primer esquema de modulación. El primer esquema de
modulación es normalmente un esquema de modulación de orden inferior
tal como QPSK, y el segundo esquema de modulación también puede ser
QPSK. En este caso, los datos modulados resultantes para ambos
flujos pueden parecerse a datos modulados por
16-QAM. Todos los usuarios en el área de difusión
pueden recuperar el flujo base usando demodulación QPSK. Los
usuarios con mejores condiciones de canal también pueden recuperar
el flujo de mejora eliminando la modulación debida al flujo base. La
codificación jerárquica que usa modulación no uniforme se
implementa por algunos sistemas convencionales tales como el
sistema según la norma T de difusión de vídeo directa
(DVB-T).
La codificación jerárquica se usa
convencionalmente para un sistema de una entrada una salida (SISO).
Un sistema SISO emplea una única antena en un transmisor y una
única antena en un receptor. Para el sistema SISO, la codificación
jerárquica puede implementarse, por ejemplo, usando modulación no
uniforme como se describió anteriormente. "Multiresolution
Broadcast for Digital HDTV Using Joint Source/Channel Coding"
(Ramchandran et al.) da a conocer un sistema en el que se
usa codificación conjunta fuente-canal de múltiple
resolución en el contexto de difusión terrestre digital de
televisión de alta definición. Una fuente se divide en información
"base" e información "de refinamiento". Un receptor más
cerca del emisor puede decodificar la señal de calidad total
mientras que un receptor distante tiene acceso a la señal de menor
resolución de modo que con la distancia se alcanza una degradación
paulatina gradual de la resolución de la señal.
Un sistema de comunicación inalámbrica puede
emplear múltiples antenas o bien en el transmisor o bien en el
receptor, o tanto en el transmisor como en el receptor.
"Space-Time Block Coding for Wireless
Communications" (LARSSON y STOICA, mayo de 2003
(05-2003), Cambridge University Press, Cambridge,
UK, XP002316665 ISBN: 0521 824567) proporciona una introducción
básica al concepto del uso de múltiples antenas y conceptos de
transmisión asociados con el mismo tales como codificación
espacio-temporal y diversidad de antena. Las
múltiples antenas pueden usarse para proporcionar diversidad frente
a efectos de trayectoria perjudiciales y/o para mejorar la
capacidad de transmisión, siendo los dos deseables. Existe la
necesidad en la técnica de técnicas para realizar codificación
jerárquica con múltiples antenas en un sistema de comunicación
inalámbrica.
En el presente documento se proporcionan
técnicas para realizar codificación jerárquica en un sistema de
comunicación de múltiples antenas. Este sistema es un sistema de
múltiples entradas y múltiples salidas (MIMO) con múltiples antenas
tanto en el transmisor como en el receptor. Estas técnicas pueden
usarse para transmitir múltiples flujos de datos (por ejemplo, un
flujo base y un flujo de mejora) a diferentes entidades receptoras
que pueden alcanzar diferentes SNR.
En un transmisor en un sistema MIMO, el flujo
base y el flujo de mejora se codifican y modulan individualmente
para obtener flujos de símbolos de datos primero y segundo,
respectivamente. El primer flujo de símbolos de datos se procesa
según un primer esquema de procesamiento espacial (por ejemplo, un
esquema de diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación
espacial) para obtener un primer conjunto de subflujos de símbolos.
El segundo flujo de símbolos de datos se procesa según un segundo
esquema de procesamiento espacial (por ejemplo, un esquema de
diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación espacial)
para obtener un segundo conjunto de subflujos de símbolos. A
continuación se describen diversos esquemas de multiplexación
espacial y diversidad de transmisión. El primer conjunto de
subflujos de símbolos se combina con el segundo conjunto de
subflujos de símbolos para obtener múltiples flujos de símbolos de
transmisión para su transmisión desde múltiples antenas de
transmisión. La combinación puede alcanzarse mediante multiplexación
por división de tiempo (TDM) del primer conjunto de subflujos de
símbolos con el segundo conjunto de subflujos de símbolos para
obtener los múltiples flujos de símbolos de transmisión. De manera
alternativa, la combinación puede alcanzarse con superposición (1)
ajustando a escala el primer conjunto de subflujos de símbolos con
un primer factor de ajuste a escala, (2) ajustando a escala el
segundo conjunto de subflujos de símbolos con un segundo factor de
ajuste a escala y (3) sumando el primer conjunto de subflujos de
símbolos ajustados a escala con el segundo conjunto de subflujos de
símbolos ajustados a escala para obtener los múltiples flujos de
símbolos de transmisión. Los factores de ajuste a escala primero y
segundo determinan la cantidad de potencia de transmisión que va a
usarse para el flujo base y el flujo de mejora,
respectivamente.
Pueden usarse diferentes arquitecturas de
receptor para recuperar el flujo base y el flujo de mejora,
dependiendo de si estos flujos se transmiten usando TDM o
superposición. Si se usa TDM, un receptor en un sistema MIMO
demultiplexa inicialmente por división de tiempo múltiples flujos de
símbolos recibidos, que se obtienen a través de múltiples antenas
de recepción, para proporcionar un primer conjunto de subflujos de
símbolos recibidos para el flujo base y un segundo conjunto de
subflujos de símbolos recibidos para el flujo de mejora. El primer
conjunto de subflujos de símbolos recibidos se procesa según el
primer esquema de procesamiento espacial para obtener un primer
flujo de símbolos de datos recuperado, que se demodula y decodifica
adicionalmente para obtener un flujo base decodificado. El segundo
conjunto de subflujos de símbolos recibidos se procesa según el
segundo esquema de procesamiento espacial para obtener un segundo
flujo de símbolos de datos recuperado, que se demodula y decodifica
adicionalmente para obtener un flujo de mejora decodificado.
Si se usa superposición, un receptor en un
sistema MIMO procesa inicialmente los múltiples flujos de símbolos
recibidos según el primer esquema de procesamiento espacial para
obtener el primer flujo de símbolos de datos recuperado, que se
demodula y decodifica para obtener el flujo base decodificado. La
interferencia debida al flujo base decodificado se estima y cancela
a partir de los flujos de símbolos recibidos para obtener flujos de
símbolos modificados. Los flujos de símbolos modificados se procesan
entonces según el segundo esquema de procesamiento espacial para
obtener el segundo flujo de símbolos de datos recuperado, que se
demodula y decodifica para obtener el flujo de mejora decodificado.
El flujo de mejora también puede recuperarse en múltiples fases,
recuperando cada fase un subflujo de mejora decodificado para una de
las antenas de transmisión.
A continuación se describen con más detalle
diversos aspectos y realizaciones de la invención.
Las características, naturaleza y ventajas de la
presente invención resultarán más evidentes a partir de la
descripción detallada expuesta a continuación tomada en conjunción
con los dibujos, en los que caracteres de referencia similares
identifican de manera correspondiente en todo el documento y en los
que:
la figura 1 muestra un sistema SISO;
las figuras 2A a 2C muestran un sistema SIMO, un
sistema MISO y un sistema MIMO, respectivamente;
la figura 3 muestra un transmisor y un receptor
en el sistema MIMO;
la figura 4A muestra un procesador de datos de
transmisión (TX) y un procesador espacial de TX dentro del
transmisor;
la figura 4B muestra un diagrama de bloques de
un codificador convolucional concatenado en paralelo;
las figuras 5A y 5B muestran un procesador de
diversidad de transmisión y un procesador de multiplexación
espacial para el procesador espacial de TX;
la figura 6A ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base y el flujo de
mejora se multiplexan en tiempo y se transmiten usando diversidad de
transmisión.
La figura 6B ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base y el flujo de
mejora se multiplexan en tiempo, el flujo base se transmite usando
diversidad de transmisión y el flujo de mejora usa multiplexación
espacial.
La figura 6C ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base y el flujo de
mejora se combinan y el flujo combinado se transmite usando
diversidad de transmisión.
La figura 6D ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base y el flujo de
mejora se combinan y el flujo base se envía usando diversidad de
transmisión y el flujo de mejora usa multiplexación espacial.
La figura 6E ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base y el flujo de
mejora se combinan y el flujo combinado se transmite usando
multiplexación espacial.
La figura 6F ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base y el flujo de
mejora se transmiten usando diversidad de transmisión sin TDM o sin
combinarse.
La figura 6G ilustra un diagrama de bloques de
un procesador espacial de TX en el que el flujo base se transmite
desde una antena de transmisión y el flujo de mejora se transmite
desde una segunda antena de transmisión.
Las figuras 7A y 7B muestran diagramas de
sincronismo para los esquemas de TDM y superposición,
respectivamente;
las figuras 8A y 8B muestran dos diseños de
receptor para el esquema TDM;
la figura 8C muestra un diagrama de bloques de
un turbodecodificador;
las figuras 9A y 9B muestran dos diseños de
receptor para el esquema de superposición;
la figura 10 muestra un proceso realizado por el
transmisor para la codificación jerárquica;
las figuras 11A y 11B muestran procesos
realizados por el receptor para la codificación jerárquica con los
esquemas de TDM y superposición, respectivamente;
la figura 12 muestra una gráfica de regiones de
tasa de transmisión para la codificación jerárquica en el sistema
SISO; y
la figura 13 muestra una gráfica de regiones de
tasa de transmisión para la codificación jerárquica en los sistemas
SIMO y MIMO.
El término "ejemplar" se usa en el presente
documento de manera que significa "que sirve como ejemplo, caso o
ilustración". Cualquier realización o diseño descrito en el
presente documento como "ejemplar" no debe interpretarse
necesariamente como preferido o ventajoso frente a otras
realizaciones o diseños.
Las técnicas descritas en el presente documento
para realizar codificación jerárquica pueden usarse para diversos
tipos de sistemas de comunicación inalámbrica, incluyendo sistemas
de comunicación de una única portadora y de múltiples portadoras.
Ejemplos de sistemas de múltiples portadoras incluyen un sistema de
comunicación de acceso múltiple por división de frecuencia
ortogonal (OFDMA), un sistema de multiplexación por división de
frecuencia ortogonal (OFDM), etc. Por motivos de claridad, estas
técnicas se describen específicamente a continuación para un
sistema de una única portadora.
La figura 1 muestra un sistema 100 SISO con un
transmisor 110 y dos receptores 120a y 120b para dos usuarios A y
B. En general, un sistema SISO puede incluir cualquier número de
transmisores y cualquier número de receptores para cualquier número
de usuarios. Por motivos de simplicidad, en la figura 1 sólo se
muestran y se consideran a continuación un transmisor y dos
receptores para dos usuarios. Para el sistema 100 SISO, el
transmisor 110 está equipado con una única antena y cada uno de los
receptores 120a y 120b también está equipado con una única antena.
El canal de comunicación entre el transmisor 110 y el receptor 120a
tiene una ganancia de canal compleja de h_{a} y una
varianza del ruido de \sigma_{a}. El canal de
comunicación entre el transmisor 110 y el receptor 120b tiene una
ganancia de canal compleja de h_{b} y una varianza del
ruido de \sigma_{b}, con \sigma_{b} >
\sigma_{a}. El usuario A alcanza así una SNR mayor que
el usuario B.
Puede implementarse un servicio de difusión de
dos capas por lo que los datos de difusión se dividen en un flujo
base y un flujo de mejora. El flujo base se envía a una tasa de
transmisión que puede recibirse por los dos usuarios A y B. El
flujo de mejora se envía a una tasa de transmisión que puede
recibirse por el usuario A con la mejor SNR. Los usuarios A y B son
representativos de dos diferentes grupos de usuarios que pueden
alcanzar dos intervalos diferentes de SNR. Los dos flujos pueden
enviarse usando un esquema de multiplexación por división de tiempo
(TDM) o un esquema de superposición.
\vskip1.000000\baselineskip
Para el esquema de multiplexación por división
de tiempo, el flujo base se envía una fracción del tiempo y el
flujo de mejora se envía el resto del tiempo. Un modelo de señal
para los usuarios A y B para el esquema TDM en el sistema 100 SISO
puede expresarse como:
donde
s es un símbolo de datos enviado por el
transmisor, que puede ser para el flujo base o el flujo de
mejora;
y_{a} e y_{b} son símbolos
recibidos por los usuarios A y B, respectivamente; y
n_{a} y n_{b} son variables
aleatorias gaussianas independientes con varianzas
\sigma^{2}_{a} y \sigma^{2}_{b}, respectivamente, para el
ruido observado por los usuarios A y B, respectivamente.
\vskip1.000000\baselineskip
El conjunto de ecuaciones (1) supone un canal de
ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN) para cada uno de los usuarios
A y B. La característica principal de un canal AWGN es que tiene una
ganancia de canal constante, que se supone que es igual a uno (es
decir, h_{a} = h_{b} = 1) en el conjunto de
ecuaciones (1).
\vskip1.000000\baselineskip
Las tasas de transmisión máximas para los
usuarios A y B pueden expresarse como:
donde
P es la potencia de transmisión usada
para los símbolos de datos; y
C_{a} y C_{b} son las tasas de
transmisión máximas para los usuarios A y B, respectivamente.
\vskip1.000000\baselineskip
El conjunto de ecuaciones (2) se basa en la
función de capacidad de Shannon, que da la tasa de transmisión de
datos máxima teórica que puede transmitirse de manera fiable por un
canal de comunicación con una respuesta de canal dada y una
varianza del ruido dada. La capacidad de Shannon supone un modelo de
canal AWGN y un alfabeto ilimitado por lo que los símbolos de datos
no están limitados a puntos específicos en una constelación de
señales. La capacidad de Shannon también se denomina capacidad
ilimitada. La capacidad también se denomina eficacia espectral, y
ambas se dan en unidades de bits por segundo por hercio
(bps/Hz).
A partir del conjunto de ecuaciones (2), el
canal de comunicación puede soportar una tasa de transmisión de
C_{b} para el usuario B, que también puede recibirse por el
usuario A. El canal de comunicación también puede soportar una tasa
de transmisión de C_{a} para el usuario A, que es mayor que
la tasa de transmisión de C_{b} para el usuario B puesto
que \sigma_{b} > \sigma_{a}. La tasa de
transmisión se da normalmente en unidades de bits por segundo
(bps). Por motivos de simplicidad, la tasa de transmisión se da en
unidades de bps/Hz normalizadas en la siguiente descripción.
\vskip1.000000\baselineskip
Para el esquema TDM, el flujo base se envía una
fracción del tiempo y es necesario que lo reciban los dos usuarios
A y B, teniendo el usuario B peor SNR puesto que
\sigma_{b} > \sigma_{a}. El flujo de
mejora se envía el resto del tiempo y sólo es necesario que lo
reciba el usuario A, es decir, sin consideración para el usuario B.
Las tasas de transmisión globales que pueden alcanzarse para los
usuarios A y B para el esquema TDM pueden expresarse como:
donde
a es la fracción de tiempo en que se transmite
el flujo base, con 1 \geq \alpha \geq 0;
(1 - \alpha) es la fracción de tiempo en que
se transmite el flujo de mejora;
R_{b} y R_{c} son las tasas de
transmisión para el flujo base y el flujo de mejora,
respectivamente; y R_{a} y R_{b} son las tasas de
transmisión globales para los usuarios A y B, respectivamente.
El conjunto de ecuaciones (3) indica que la tasa
de transmisión R_{b} para el usuario B es igual que la
tasa de transmisión para el flujo base. La tasa de transmisión
R_{a} para el usuario A es igual que la tasa de
transmisión R_{b} para el flujo base más la tasa de
transmisión R_{e} para el flujo de mejora.
Para el esquema de superposición, el flujo base
y el flujo de mejora se combinan y envían al mismo tiempo. La
potencia de transmisión P se divide entre los dos flujos. Un
modelo de señal para los usuarios A y B para el esquema de
superposición en el sistema 100 SISO puede expresarse como:
donde
s_{b} y s_{e} son símbolos de
datos para el flujo base y el flujo de mejora, respectivamente;
\alpha es la fracción de la potencia de
transmisión usada para el flujo base; y
(1 - \alpha) es la fracción de la potencia de
transmisión usada para el flujo de mejora.
En un receptor, el flujo base se recupera en
primer lugar a partir de una señal recibida tratando el flujo de
mejora como ruido aditivo. Una vez recuperado el flujo base, la
interferencia debida al flujo base se estima y elimina de la señal
recibida. Entonces se recupera el flujo de mejora con el flujo base
eliminado. Las tasas de transmisión globales que pueden alcanzarse
para los usuarios A y B para el esquema de superposición pueden
expresarse como:
El conjunto de ecuaciones (5) también se basa en
la función de capacidad de Shannon y suponiendo un modelo de canal
AWGN y un alfabeto ilimitado.
En la ecuación (5a), la tasa de transmisión Rb
para el flujo base se determina basándose en una potencia de
transmisión de \alpha \cdot P para el flujo base y un ruido
total de
(1-\alpha)\cdotP+\sigma^{2}_{b},
donde el término (1-\alpha) \cdot P es para la
interferencia debida al flujo de mejora. En la ecuación (5b), la
tasa de transmisión R_{e} para el flujo de mejora se determina
basándose en una potencia de transmisión de
(1-\alpha) \cdot P para el flujo de mejora y un
ruido total de \sigma^{2}_{a}, donde se supone que se ha
cancelado completamente la interferencia debida al flujo base. La
tasa de transmisión R_{b} para el usuario B es igual que la
tasa de transmisión para el flujo base, y la tasa de transmisión
R_{a} para el usuario A es igual que la tasa de transmisión
R_{b} para el flujo base más la tasa de transmisión
R_{e}, para el flujo de mejora.
La figura 12 muestra una gráfica de regiones de
tasa de transmisión para los esquemas de TDM y superposición para
un sistema SISO con un canal AWGN. El eje vertical representa la
tasa de transmisión R_{b} para el usuario B, que es la
tasa de transmisión para el flujo base. El eje horizontal representa
la tasa de transmisión R_{a} para el usuario A, que es la
tasa de transmisión combinada para el flujo base y el flujo de
mejora. Las tasas de transmisión R_{a} y R_{b} se
dan ambas en unidades de bps/Hz en la figura 12. El rendimiento
dado en la figura 12 es para un canal de desvanecimiento de Raleigh.
Aunque las técnicas de codificación jerárquica descritas en el
presente documento pueden usarse para diferentes tipos de canal, el
rendimiento puede depender de la estadística del tipo de canal.
Un trazado 1210 muestra las tasas de transmisión
alcanzables R_{a} y R_{b} para el esquema TDM para
diferentes valores de \alpha. Estas tasas de transmisión se
calculan usando los conjuntos de ecuaciones (2) y (3) con
P/\sigma^{2}_{a} = 20 dB y P/\sigma^{2}_{b} = 5 dB. Para
\alpha =1, sólo se transmite el flujo base, y R_{a} =
R_{b} = 2,06 bps/Hz y R_{e} = 0. Para a = 0, sólo
se transmite el flujo de mejora, y R_{a} =R_{e} =
6,66 bps/Hz y R_{b} = 0. Las tasas de transmisión
R_{a} y R_{b} para otros valores de a para el
esquema TDM se dan mediante el trazado 1210.
Un trazado 1220 muestra las tasas de transmisión
alcanzables R_{a} y R_{b} para el esquema de
superposición para diferentes valores de \alpha. Estas tasas de
transmisión se calculan usando los conjuntos de ecuaciones (5) con
P/\sigma^{2}_{a} = 20 dB y P/\sigma^{2}_{b} = 5 dB.
La región de tasa de transmisión para el esquema
TDM es el área bajo el trazado 1210. La región de tasa de
transmisión para el esquema de superposición es el área bajo el
trazado 1220. Es más deseable una región de tasa de transmisión
mayor. La figura 12 muestra que el esquema de superposición tiene
una región de tasa de transmisión mayor, y por tanto un mejor
rendimiento, que el esquema TDM.
La descripción anterior para los esquemas de TDM
y superposición supone un canal AWGN. Para un canal de
desvanecimiento plano, la ganancia de canal compleja del transmisor
a cada usuario puede representarse por una variable de canal
h, como se muestra en la figura 1. Se supone que esta
variable de canal es una variable aleatoria gaussiana compleja de
media cero, una varianza de uno, y está distribuida de manera
idéntica para los dos usuarios.
\vskip1.000000\baselineskip
Las tasas de transmisión globales que pueden
alcanzarse para los usuarios A y B con un canal de desvanecimiento
plano para el esquema de superposición en el sistema 100 SISO pueden
expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde E{v} indica el valor
esperado de v. El conjunto de ecuaciones (6) se basa en una
función de capacidad ergódica que da la tasa de transmisión de
datos máxima esperada dada la variable de canal h. Las tasas
de transmisión que pueden alcanzarse para los usuarios A y B para el
esquema TDM con un canal de desvanecimiento plano también pueden
obtenerse de una manera
similar.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 2A muestra un sistema 200a SIMO con un
transmisor 210a y dos receptores 220a y 220b para dos usuarios A y
B. Para un sistema SIMO (1, N_{R}), un transmisor está
equipado con una única antena y un receptor está equipado con
N_{R} antenas, donde N_{R} > 1. Por motivos de
simplicidad, la figura 2A muestra un sistema SIMO (1, 2) por lo que
cada uno de los receptores 220a y 220b está equipado con dos
antenas. El canal de comunicación entre el transmisor 210a y el
receptor 220a tiene un vector de respuesta de canal de
h_{a} y una varianza del ruido de \sigma_{a}. El
canal de comunicación entre el transmisor 210a y el receptor 220b
tiene un vector de respuesta de canal de h_{b} y una
varianza del ruido de \sigma_{b}, con
\sigma_{b} > \sigma_{a}. El vector de
respuesta de canal h para cada usuario incluye
N_{R} elementos para las ganancias de canal complejas entre
la única antena de transmisión y cada una de las N_{R}
antenas de recepción del usuario, es decir, h =
[h_{1} h_{2} ... h_{NR}]^{T},
donde "T" indica la transposición.
Para un sistema SIMO, las múltiples antenas en
el receptor pueden usarse para alcanzar una mayor diversidad. Un
modelo de señal para los usuarios A y B en el sistema 200a SIMO
puede expresarse como:
donde
h _{a} y h _{b}
son vectores de respuesta de canal para los usuarios A y B,
respectivamente;
n_{a} y n_{b} son vectores de
ruido para los usuarios A y B, respectivamente; e
y _{a} e y _{b}
son vectores con N_{R} símbolos recibidos para
N_{R} antenas recibidas para los usuarios A y B,
respectivamente.
Un receptor para el usuario i puede recuperar un
símbolo de datos transmitidos s, de la siguiente manera:
donde
G_{simo} es la ganancia de canal global
para el usuario i;
\hat{s} es una estimación del símbolo de datos
s enviado por el transmisor; y
\tilde{\underline{n}}_{i} es el ruido
postprocesado para el usuario i.
La ganancia de canal global es G_{simo}
= |h_{1}|2+|h_{2}|^{2}+...
+|h_{NR}|^{2} para N_{R} antenas de
recepción. Para un sistema SIMO (1, 2) con N_{R} = 2,
G_{simo} es una variable chi-cuadrado con
dos grados de libertad, que supone un canal de desvanecimiento de
Rayleigh, y se alcanza diversidad de segundo orden. Las técnicas de
codificación jerárquica descritas en el presente documento no
dependen de ningún modelo estadístico particular para el canal y
pueden aplicarse a otros tipos de canal. La ecuación (8) muestra el
procesamiento de receptor para constelaciones de señales de
modulación por desplazamiento de fase M-aria
(M-PSK). Puede realizarse un procesamiento de
receptor similar para constelaciones de señales de modulación de
amplitud en cuadratura M-aria
(M-QAM). El procesamiento en el transmisor y el
receptor para el flujo base y el flujo de mejora se describe con más
detalle más adelante.
Las tasas de transmisión que pueden alcanzarse
para los usuarios A y B para el esquema TDM en un sistema SIMO con
un canal de desvanecimiento plano pueden expresarse como:
Las tasas de transmisión que pueden alcanzarse
para los usuarios A y B para el esquema de superposición en un
sistema SIMO con un canal de desvanecimiento plano pueden expresarse
como:
La figura 2B muestra un sistema 200b MISO con un
transmisor 210b y dos receptores 220c y 220d para dos usuarios A y
B. Para un sistema MISO (N_{T},1), un transmisor está
equipado con N_{T} antenas y un receptor está equipado con
una única antena, donde N_{T} > 1. Por motivos de
simplicidad, la figura 2B muestra un sistema MISO (2,1) por lo que
el transmisor 210b está equipado con dos antenas y cada uno de los
receptores 220c y 220d está equipado con una única antena. El canal
de comunicación entre el transmisor 210b y el receptor 220c tiene
un vector de respuesta de canal de h^{T}_{a} y una varianza
del ruido de \sigma_{a}. El canal de comunicación entre
el transmisor 210b y el receptor 220d tiene un vector de respuesta
de canal de h^{T}_{b} y una varianza del ruido de
\sigma_{b}, con \sigma_{b} >
\sigma_{a}.
Para un sistema MISO, las múltiples antenas en
el transmisor pueden usarse para alcanzar mayor diversidad. En
particular, el flujo base y el flujo de mejora pueden enviarse en
las múltiples antenas de transmisión usando un esquema de
diversidad de transmisión, como se describe más adelante. Un modelo
de señal para los usuarios A y B en el sistema 200b MISO puede
expresarse como:
donde
x es un vector de N_{T} símbolos
de transmisión enviados desde N_{T} antenas en el
transmisor;
h^{T}_{a} y h^{T}_{b} son
vectores de respuesta de canal para los usuarios A y B,
respectivamente;
n_{a} y n_{b} son ruido
observado por los usuarios A y B, respectivamente; e
y_{a} e y_{b} son símbolos
recibidos para los usuarios A y B, respectivamente.
El vector x de los símbolos de
transmisión se obtiene realizando procesamiento espacial en los
símbolos de datos. El procesamiento espacial en el transmisor y el
receptor para el sistema MISO se describe con más detalle más
adelante.
La figura 2C muestra un sistema 200c MIMO con un
transmisor 210c y dos receptores 220e y 220f para dos usuarios A y
B. Para un sistema MIMO (N_{T},N_{R}), un transmisor está
equipado con N_{T} antenas y un receptor está equipado con
N_{R} antenas, donde N_{T} > 1 y N_{R}
> 1. Por motivos de simplicidad, la figura 2C muestra un sistema
MIMO (2,2) por lo que el transmisor 210c está equipado con dos
antenas y cada uno de los receptores 220e y 220f está equipado
también con dos antenas.
La figura 3 muestra un diagrama de bloques de un
transmisor 210x y un receptor 220x. El transmisor 210x es una
realización del transmisor 210b en la figura 2B y el transmisor 210c
en la figura 2C. El receptor 220x es una realización de los
receptores 220a y 220b en la figura 2A y los receptores 220e y 220f
en la figura 2C.
En el transmisor 210x, un procesador 310 de
datos de TX recibe, codifica, entrelaza y modula datos para el
flujo base {d_{b}} y proporciona un flujo de símbolos de
modulación {s_{b}}. El procesador 310 de datos de TX
también recibe, codifica, entrelaza y modula datos para el flujo de
mejora {d_{e}} y proporciona un flujo de símbolos de
modulación {s_{e}}. Los símbolos de modulación también se
denominan en el presente documento símbolos de datos. Un procesador
320 espacial de TX realiza procesamiento espacial en los dos flujos
de símbolos de datos {s_{b}} y {s_{e}}, multiplexa
en símbolos piloto y proporciona dos flujos de símbolos de
transmisión {x_{1}} y {x_{2}}. Las unidades 322a y
322b de transmisor (TMTR) reciben y procesan los dos flujos de
símbolos de transmisión {x_{1}} y {x_{2}},
respectivamente, para obtener dos señales moduladas, que entonces
se transmiten desde las antenas 324a y 324b.
En el receptor 220x, las dos señales moduladas
transmitidas por el transmisor 210x se reciben por las antenas 352a
y 352b. Las unidades 354a y 354b de receptor (RCVR) acondicionan,
digitalizan y procesan las señales recibidas desde las antenas 352a
y 352b, respectivamente, y proporcionan dos flujos de símbolos
recibidos {y_{1}} y {y_{2}}. Un procesador 360
espacial de RX procesa entonces los dos flujos de símbolos
recibidos {y_{1}} y {y_{2}} para obtener dos
flujos de símbolos de datos recuperados {\hat{s}_{b}} y
{\hat{s}_{e}}, que son estimaciones de los dos flujos de
símbolos de datos {s_{b}} y {s_{e}} enviados por
el transmisor 210x. Un procesador 370 de datos de RX demodula,
desentrelaza y decodifica el flujo de símbolos de datos recuperado
{\hat{s}_{b}} para obtener un flujo base decodificado
{\hat{d}_{b}}. El procesador 370 de datos de RX también
demodula, desentrelaza y decodifica el flujo de símbolos de datos
recuperado {\hat{s}_{e}} para obtener un flujo de mejora
decodificado {\hat{d}_{e}}. Las unidades de procesamiento en el
transmisor 210x y el receptor 220x se describen con más detalle más
adelante.
Los controladores 330 y 380 dirigen la operación
en el transmisor 210x y el receptor 220x, respectivamente. Las
memorias 332 y 382 proporcionan almacenamiento para datos y códigos
de programa usados por los controladores 330 y 380,
respectivamente.
La figura 4A muestra un diagrama de bloques de
una realización del procesador 310 de datos de TX y el procesador
320 espacial de TX dentro del transmisor 210x. Dentro del procesador
310 de datos de TX, un codificador 412a recibe y codifica los datos
de flujo base {d_{b}} según un esquema de codificación
seleccionado para proporcionar bits de código. A continuación se
describe un diseño ejemplar para el codificador 412a. La
codificación aumenta la fiabilidad de la transmisión de datos. El
esquema de codificación seleccionado puede incluir un código
convolucional, un turbocódigo, un código CRC, un código de bloque o
una combinación de los mismos. Un entrelazador 414a de canal
entrelaza (es decir, reordena) los bits de código desde el
codificador 412a basándose en un esquema de entrelazado particular.
El entrelazado proporciona diversidad de tiempo, frecuencia y/o
espacial para los bits de código. Un modulador 416a modula entonces
(es decir, correlaciona símbolos) los datos entrelazados desde el
entrelazador 414a según uno o más esquemas de modulación para
proporcionar símbolos de modulación. La modulación puede alcanzarse
(1) agrupando conjuntos de B bits entrelazados para formar valores
binarios de B bits, donde B \geq 1, y (2) correlacionando cada
valor binario de B bits con un valor complejo para un punto en una
constelación de señales para el esquema de modulación seleccionado.
El modulador 416a proporciona un flujo de símbolos de modulación (es
decir, símbolos de datos), donde cada símbolo de datos es un valor
complejo. La codificación, el entrelazado de canal y la modulación
pueden realizarse en cada paquete de datos para el flujo base.
Los datos de flujo de mejora {d_{e}} se
codifican por un codificador 412b, se entrelazan por un entrelazador
414b de canal y se correlacionan con símbolos de modulación por un
modulador 416b. Los esquemas de codificación, entrelazado y
modulación para el flujo de mejora pueden ser los mismos o
diferentes de aquéllos para el flujo base. Para facilitar ciertos
esquemas de transmisión descritos a continuación, el flujo de mejora
puede demultiplexarse para dar dos subflujos de datos para las dos
antenas de transmisión. Cada subflujo de datos puede codificarse,
entrelazarse y modularse por separado de modo que los dos subflujos
de datos pueden recuperarse individualmente por el receptor. Esto
no se muestra en la figura 4A por motivos de simplicidad.
La figura 4B muestra un diagrama de bloques de
un codificador 412x convolucional concatenado en paralelo, que
puede usarse para cada uno de los codificadores 412a y 412b en la
figura 4A. El codificador 412x incluye dos codificadores 452a y
452b convolucionales constituyentes, un entrelazador 454 de código y
un multiplexor 456 (MUX). El entrelazador 454 de código entrelaza
los bits de datos {d} para el flujo base o el flujo de
mejora según un esquema de entrelazado de código particular.
El codificador 452a constituyente recibe y
codifica los bits de datos {d} con un primer código
constituyente y proporciona primeros bits de paridad
{c_{p1}}. De forma similar, el codificador 452b
constituyente recibe y codifica los bits de datos entrelazados
desde el entrelazador 454 de código con un segundo código
constituyente y proporciona segundos bits de paridad
{c_{p2}}. Los codificadores 452a y 452b constituyentes
pueden implementar dos códigos constituyentes sistemáticos
recursivos con tasas de transmisión de código de R_{1} y
R_{2}, respectivamente, donde R_{1} puede o no ser
igual a R_{2}. El multiplexor 456 recibe y multiplexa los
bits de datos {d}, que también se indican como
{c_{datos}}, los primeros bits de paridad
{c_{p1}} desde el codificador 452a y los segundos bits de
paridad {c_{p2}} desde el codificador 452b y proporciona
los bits de código {c} para el flujo base o el flujo de
mejora. La codificación se realiza normalmente en un paquete de
datos de una vez.
La figura 4B muestra un diseño ejemplar para el
codificador. También pueden usarse otros tipos de codificador y
esto está dentro del alcance de la invención. Además, pueden usarse
los mismos tipos o tipos diferentes de codificadores para el flujo
base y el flujo de mejora.
Otros diseños ejemplares para los codificadores
412, entrelazadores 414 de canal y moduladores 416 se describen en
la solicitud de patente estadounidense provisional de titularidad
compartida n.º de serie 60/421,309, titulada "MIMO WLAN
System", presentada el 25 de octubre de 2002.
Dentro del procesador 320 espacial de TX, un
procesador 420a de diversidad de transmisión/multiplexación espacial
(Div/SM) de TX realiza un procesamiento espacial en los símbolos de
datos {s_{b}} para el flujo base y proporciona dos
subflujos de símbolos para las dos antenas de transmisión. Un
procesador 420b Div/SM de TX realiza un procesamiento espacial en
los símbolos de datos {s_{e}} para el flujo de mejora y
proporciona dos subflujos de símbolos para las dos antenas de
transmisión. Para un sistema MISO, los procesadores 420a y 420b
Div/SM de TX realizan un procesamiento espacial para un esquema de
diversidad de transmisión, como se describe a continuación. Para un
sistema MIMO, los procesadores 420a y 420b Div/SM de TX pueden
realizar un procesamiento espacial para un esquema de diversidad de
transmisión, un esquema de multiplexación espacial o algún otro
esquema de transmisión. El procesamiento espacial por los
procesadores 420a y 420b Div/SM de TX se describe con detalle a
continuación. Un combinador 440 recibe y combina los dos subflujos
de símbolos para el flujo base con los dos subflujos de símbolos
para el flujo de mejora para obtener los dos flujos de símbolos de
transmisión {x_{1}} y {x_{2}}. El combinador 440
puede implementar un esquema TDM, un esquema de superposición o
algún otro esquema, y también se describe con detalle a
continuación. Los flujos de símbolos de transmisión
{x_{1}} y {x_{2}} se proporcionan a las unidades
322a y 322b de transmisor, respectivamente.
\newpage
Con referencia de nuevo a la figura 2C, un
modelo de señal para los usuarios A y B en el sistema 200c MIMO
puede expresarse como:
donde H_{a} y
H_{b} son matrices de respuesta de canal N_{R} x
N_{T} para los usuarios A y B, respectivamente, y todos
los demás términos son como se definió
anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
La matriz de respuesta de canal H para
cada usuario incluye N_{R} x N_{T} elementos para
las ganancias de canal complejas entre cada una de las
N_{T} antenas de transmisión y cada una de las
N_{R} antenas de recepción del usuario. La siguiente
descripción supone que (1) se conoce la matriz de respuesta de
canal en el receptor y (2) las ganancias de canal están normalizadas
de modo que la suma de las varianzas de las N_{T}
ganancias de canal para cada antena de recepción es igual a uno.
Para un sistema MIMO, se forma un canal MIMO
para cada usuario por las N_{T} antenas de transmisión del
transmisor y las N_{R} antenas de recepción de ese usuario.
El canal MIMO está compuesto por N_{s} canales espaciales,
donde N_{s} \leq min {N_{T}, N_{R}}. El
sistema MIMO puede proporcionar rendimiento mejorado (por ejemplo,
capacidad de transmisión aumentada y/o mayor fiabilidad) si se
utilizan los N_{s} canales espaciales.
Las múltiples antenas de transmisión y las
múltiples antenas de recepción en el sistema MIMO pueden usarse
para soportar diversos esquemas de procesamiento espacial incluyendo
un esquema de diversidad de transmisión, un esquema de
multiplexación espacial, un esquema de transmisión circular y un
esquema de transmisión por cada antena. Estos esquemas de
procesamiento espacial se describen a continuación.
\vskip1.000000\baselineskip
Para el esquema de diversidad de transmisión,
cada símbolo de datos se envía de manera redundante desde múltiples
antenas de transmisión para alcanzar mayor fiabilidad. El esquema de
diversidad de transmisión es generalmente más robusto que otros
esquemas de procesamiento espacial en cuanto a probabilidad de
errores.
La figura 5A muestra un diagrama de bloques de
un procesador 510 de diversidad de transmisión, que implementa un
esquema de transmisión de diversidad
espacio-temporal (STTD). El procesador 510 de
diversidad de transmisión puede usarse para el procesador 420a
Div/SM de TX y/o el procesador 420b Div/SM de TX en la figura 4A. El
procesador 510 de diversidad de transmisión también puede usarse
para los sistemas MISO y MIMO.
Dentro del procesador 510 de diversidad de
transmisión, un demultiplexor 512 (Demux) recibe y demultiplexa el
flujo de símbolos de datos {s}, que puede ser para el flujo
base o el flujo de mejora, para dar dos subflujos de símbolos de
datos {s_{1}} y {s_{2}}. Un codificador 520
espacio-temporal realiza entonces codificación STTD
de los dos subflujos {s_{1}} y {s_{2}} y
proporciona dos subflujos de símbolos codificados por STTD
100 El flujo de símbolos de datos {s} se
proporciona a la tasa de transmisión de símbolos, los dos subflujos
de símbolos de datos {s_{1}} y {s_{2}} se
proporcionan a la mitad de la tasa de transmisión de símbolos, y
los subflujos de símbolos codificados por STTD 101
se proporcionan a la tasa de transmisión de símbolos.
La codificación STTD puede realizarse de
diversas maneras. Para la realización mostrada en la figura 5A, los
subflujos de símbolos de datos {s_{1}} y {s_{2}}
se proporcionan a una entrada "0" de los multiplexores 528a y
528b (Mux), respectivamente. El subflujo {s_{1}} también se
retarda un periodo de símbolo por una unidad 522b de retardo, se
invierte y se conjuga mediante una unidad 526, y se proporciona a
una entrada "1" del multiplexor 528b. El subflujo
{s_{2}} también se retarda un periodo de símbolo por una
unidad 522a de retardo, se conjuga por una unidad 524 y se
proporciona a la entrada "1" del multiplexor 528a. Cada uno de
los multiplexores 528a y 528b alterna entre las entradas "0" y
"1" a la tasa de transmisión de símbolos y proporciona un
subflujo de símbolos codificados por STTD respectivo.
Para la realización mostrada en la figura 5A,
para cada par de símbolos de datos (s_{1}, s_{2})
recibido en los dos subflujos de símbolos de datos {s_{1}}
y {s_{2}}, el codificador 520
espacio-temporal proporciona el par de símbolos
(s_{1}, s_{2}) seguido por el par de símbolos
102 donde "*" indica la conjugada compleja. El
par de símbolos (s_{1}, s_{2}) se envía desde las
dos antenas de transmisión en el primer periodo de símbolo, y el
par de símbolos 103 se envía en el segundo periodo
de símbolo. Para el conjunto de ecuaciones (12), el vector
x(1)=[s_{1} s_{2}]^{T} se transmite en el primer
periodo de símbolo, y el vector 104 se transmite en
el segundo periodo de símbolo. Por ejemplo, si el flujo de símbolos
de datos se da como {s} = s_{1} s_{2}
s_{3} s_{4} s_{5} s_{6} ...,
entonces los subflujos de símbolos de datos son {s_{1}} =
s_{1} s_{3} s_{5} ... y {s_{2}}
= s_{2} s_{4} s_{6} ..., y los subflujos
de símbolos codificados por STTD son 105
106
\vskip1.000000\baselineskip
Si un receptor está equipado con una única
antena de recepción (por ejemplo, para los receptores 220c y 220d
en el sistema 200b MISO en la figura 2B), entonces los símbolos
recibidos pueden expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
donde
y(1) e y(2) son dos símbolos
recibidos para dos periodos de símbolos consecutivos;
h_{1} y h_{2} son las
ganancias de canal desde las dos antenas de transmisión hasta la
antena de recepción, que se supone que son constantes por el
periodo de 2 símbolos; y
n(1) y n(2) son el ruido para los
dos símbolos recibidos y(1) e y(2),
respectivamente.
\vskip1.000000\baselineskip
El receptor puede entonces derivar estimaciones
de los dos símbolos de datos transmitidos, s_{1} y
s_{2}, de la siguiente manera:
donde \hat{s}_{1} y
\hat{s}_{2} son estimaciones de los símbolos de datos
s_{1} y s_{2},
respectivamente.
\vskip1.000000\baselineskip
Si un receptor está equipado con múltiples
antenas de recepción (por ejemplo, para los receptores 220e y 220f
en el sistema 200c MIMO en la figura 2C), entonces los símbolos
recibidos pueden expresarse como:
donde
y(1) e y(2) son vectores recibidos
para dos periodos de símbolos consecutivos, incluyendo cada vector
dos símbolos recibidos para dos antenas de recepción;
h_{1} y h_{2} son vectores de
ganancias de canal para las antenas de transmisión 1 y 2,
respectivamente (es decir, H = [h_{1}
h_{2}]), incluyendo cada vector dos ganancias de canal
desde las antenas de transmisión a las dos antenas de recepción;
y
n(1) y n(2) son vectores de ruido
para los vectores recibidos y(1) e y(2),
respectivamente.
\newpage
El receptor puede derivar estimaciones de los
dos símbolos de datos transmitidos, s_{1} y s_{2},
de la siguiente manera:
STTD se describe con más detalle por S.M.
Alamouti en un documento titulado "A Simple Transmit Diversity
Technique for Wireless Communications", IEEE Journal on Selected
Areas in Communications, vol. 16, n.º 8, octubre de 1998, págs.
1451-1458. STTD también se describe en la solicitud
de patente estadounidense n.º de serie 09/737,602, titulada
"Method and System for Increased Bandwidth Efficiency in Multiple
Input - Multiple Output Channels", presentada el 5 de enero de
2001, la solicitud de patente estadounidense n.º de serie
10/179,439, titulada "Diversity Transmission Modes for MIMO OFDM
Comunication Systems", presentada el 24 de junio de 2002, y la
solicitud de patente estadounidense provisional mencionada
anteriormente n.º de serie 60/421,309, todas ellas están
transferidas al cesionario de la presente solicitud.
La diversidad de transmisión también puede
implementarse de otras maneras tales como, por ejemplo, con
diversidad de retardo. Por motivos de simplicidad, la siguiente
descripción supone que la diversidad de transmisión se implementa
con el esquema STTD mostrado en la figura 5A.
\vskip1.000000\baselineskip
Para un esquema de multiplexación espacial, cada
símbolo de datos se envía una vez, y diferentes símbolos de datos
se envían desde múltiples antenas de transmisión usando los
N_{s} canales espaciales para alcanzar una mayor
capacidad. El esquema de multiplexación espacial puede alcanzar
normalmente mayores tasas de transmisión de datos que otros
esquemas de procesamiento espacial para una SNR dada.
La figura 5B muestra un diagrama de bloques de
un procesador 530 de multiplexación espacial, que implementa una
realización del esquema de multiplexación espacial. El procesador
530 de multiplexación espacial puede usarse para el procesador 420a
Div/SM de TX y/o el procesador 420b Div/SM de TX en la figura 4A
para un sistema MIMO. Dentro del procesador 530 de multiplexación
espacial, un demultiplexor 532 recibe y demultiplexa el flujo de
símbolos de datos {s} para dar dos subflujos de símbolos de datos
{s_{1}} y {s_{2}}. Los subflujos de símbolos {s_{1}} y
{s_{2}} se designan para su transmisión desde las antenas 324a y
324b de transmisión, respectivamente. La misma o diferentes tasas
de transmisión pueden usarse para los dos subflujos de símbolos
{s_{1}} y {s_{2}}.
Debido a la dispersión en el canal de
comunicación, los dos subflujos de símbolos de datos {s_{1}} y
{s_{2}} enviados desde las dos antenas de transmisión interfieren
entre sí en el receptor 220x. Cada subflujo de símbolos de datos
transmitido se recibe por ambas antenas 352a y 352b de recepción,
aunque a diferentes amplitudes y fases. Cada uno de los dos flujos
de símbolos {y_{1}} e {y_{2}} recibidos incluye una componente
de cada uno de los dos subflujos de símbolos de datos {s_{1}} y
{s_{2}} transmitidos.
En el receptor 220x pueden usarse diversas
técnicas de procesamiento para procesar los dos flujos de símbolos
recibidos {y_{1}} e {y_{2}} para recuperar los dos subflujos de
símbolos de datos transmitidos {s_{1}} y {s_{2}}. Estas
técnicas de procesamiento de receptor incluyen una técnica de
forzado a cero (que también se denomina técnica de inversión de
matriz de correlación de canales (CCMI)), una técnica de mínimo
error cuadrático medio (MMSE), una técnica de ecualizador lineal de
MMSE (MMSE-LE), una técnica de ecualizador de
realimentación de decisiones (DFE) y una técnica de cancelación de
interferencias y ecualización sucesiva (SIC). La técnica de forzado
a cero intenta decorrelacionar los subflujos de símbolos de datos
transmitidos individuales para eliminar la interferencia a partir
del otro subflujo de símbolos de datos. La técnica de MMSE intenta
maximizar la SNR de cada subflujo de símbolos de datos recuperados
en presencia de ruido más interferencia a partir del otro subflujo
de símbolos de datos. Estas técnicas de procesamiento de receptor
se describen en detalle en la solicitud de patente estadounidense
n.º de serie 09/993,087, titulada "Multiple-Access
Multiple-Input Multiple-Output
(MIMO) Communication System", presentada el 6 de noviembre de
2001 y en la solicitud de patente estadounidense n.º de serie
09/956,449, titulada "Method and Apparatus for Utilizing Channel
State Information in a Wireless Communication System", presentada
el 18 de septiembre de 2001, transferidas ambas al cesionario de la
presente solicitud.
La multiplexación espacial también puede
implementarse de otras maneras. Por motivos de simplicidad, la
siguiente descripción supone que la multiplexación espacial se
implementa con la realización mostrada en la figura 5B.
El esquema de transmisión circular proporciona
una combinación de diversidad de transmisión y multiplexación
espacial. El esquema de transmisión circular multiplica el flujo de
símbolos de datos por una matriz base de transmisión M para
obtener el vector x de símbolos de transmisión, de la
siguiente manera:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
M es una matriz base de transmisión
{N_{T} X N_{T}}, que es una matriz unitaria; y
\wedge es una matriz diagonal {N_{T} X
N_{T}}.
\vskip1.000000\baselineskip
La matriz diagonal \underline{\wedge} contiene
107 a lo largo de la diagonal y los ceros en el
resto. Estas entradas diagonales determinan la cantidad de potencia
de transmisión que debe usarse para el flujo base y el flujo de
mejora.
La matriz base de transmisión M permite
enviar cada flujo de símbolos de datos desde todas las N_{T}
antenas de transmisión y permite además usar toda la potencia de
cada antena de transmisión para la transmisión de datos. La matriz
base de transmisión M puede definirse de diversas maneras
tales como, por ejemplo:
\vskip1.000000\baselineskip
Un receptor puede recuperar los símbolos de
datos transmitidos de la siguiente manera:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
H_{eff} es la matriz de respuesta de
canal efectivo, que es H_{eff} = HM,
R_{eff} es la matriz de correlación de
H _{eff}, que es R_{eff} =
H^{H}_{eff} H_{eff} y
n' es el ruido postprocesado.
\vskip1.000000\baselineskip
El esquema de transmisión circular también se
denomina esquema de transmisión adaptativo de tasa de transmisión.
El esquema de transmisión circular para un sistema de comunicación
de una única portadora se describe en detalle en la solicitud de
patente estadounidense de titularidad compartida n.º de serie
10/367,234, titulada "Rate Adaptive Transmission Scheme for MIMO
Systems", presentada el 14 de febrero de 2003.
Para el esquema de transmisión por cada antena,
se envía el flujo base desde una antena de transmisión y se envía
el flujo de mejora desde otra antena de transmisión. El esquema de
transmisión por cada antena puede considerarse como una forma del
esquema de multiplexación espacial, donde los diferentes símbolos de
datos enviados desde múltiples antenas de transmisión son para
diferentes flujos.
También pueden implementarse otros esquemas de
procesamiento espacial y esto está dentro del alcance de la
invención.
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El uso de múltiples antenas de transmisión y/o
múltiples antenas de recepción proporciona diversas opciones para
la codificación jerárquica del flujo base y el flujo de mejora. Por
ejemplo, están disponibles las siguientes opciones para la
codificación jerárquica con múltiples antenas de transmisión y
múltiples antenas de recepción:
1. El flujo base y el flujo de mejora pueden
enviarse con TDM o superposición;
2. El flujo base puede enviarse con diversidad
de transmisión o multiplexación espacial; y
3. El flujo de mejora puede enviarse con
diversidad de transmisión o multiplexación espacial.
Cada una de las tres opciones enumeradas
anteriormente puede realizarse independientemente. Puesto que al
menos hay dos elecciones posibles para cada una de estas tres
opciones, al menos son posibles ocho configuraciones diferentes
para estas tres opciones. También son posibles otras configuraciones
no basadas en estas tres opciones. Las siete configuraciones
siguientes se describen en más detalle más adelante:
1. TDM - diversidad de transmisión (Div) para
ambos flujos;
2. TDM - diversidad de transmisión para el flujo
base y multiplexación espacial (SM) para el flujo de mejora;
3. Superposición - diversidad de transmisión
para ambos flujos;
4. Superposición - diversidad de transmisión
para el flujo base y multiplexación espacial para el flujo de
mejora;
5. Superposición - multiplexación espacial para
ambos flujos;
6. Diversidad de transmisión para ambos flujos
sin TDM o superposición; y
7. Por cada antena para ambos flujos.
Las configuraciones 6 y 7 no se basan en las
tres opciones descritas anteriormente. Para cada de las
configuraciones con superposición, el receptor para el usuario B
recupera sólo el flujo base. El receptor para el usuario A recupera
el flujo base, lo estima y lo elimina de las señales recibidas, y
luego recupera el flujo de mejora.
La figura 6A muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320a espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base y el flujo de mejora se multiplexan
en tiempo y ambos flujos se transmiten usando diversidad de
transmisión. El procesador 320a espacial de TX incluye los
procesadores 510a y 510b de diversidad de transmisión y un
combinador 440a. Cada de procesador 510a y 510b de diversidad de
transmisión puede implementarse con el procesador 510 de diversidad
de transmisión en la figura 5A.
El procesador 510a de diversidad de transmisión
recibe y demultiplexa los símbolos de datos {s_{b}} para
el flujo base para dar dos subflujos de símbolos de datos {s_{b1}}
y {s_{b2}}. El procesador 510a de diversidad de transmisión
codifica entonces por STTD los subflujos {s_{b1}} y
{s_{b2}} para obtener dos subflujos de símbolos
codificados por STTD 108 que se proporcionan al
combinador 440a. De manera similar, el procesador 510b de
diversidad de transmisión recibe y demultiplexa los símbolos de
datos {s_{e}} para el flujo de mejora para dar dos
subflujos de símbolos de datos {s_{e1}} y
{s_{e2}}, y además codifica por STTD estos subflujos para
obtener dos subflujos de símbolos codificados por STTD
109 que también se proporcionan al combinador
440a.
Dentro del combinador 440a, un multiplexor 540a
recibe los subflujos 110 desde los procesadores
510a y 510b de diversidad de transmisión, respectivamente,
multiplexa por división de tiempo estos subflujos basándose en un
control de TDM, y proporciona el flujo de símbolos de transmisión
{x_{1}}. De manera similar, un multiplexor 540b recibe los
subflujos 111 desde los procesadores 510a y 510b de
diversidad de transmisión, respectivamente, multiplexa por división
de tiempo estos subflujos basándose en el mismo control de TDM, y
proporciona el flujo de símbolos de transmisión
{x_{2}}.
La figura 7A muestra un diagrama de sincronismo
para el esquema TDM. Cada flujo de símbolos de transmisión desde el
procesador 320a espacial de TX está compuesto por símbolos de datos
{s_{b}} para el flujo base multiplexado por división de
tiempo con símbolos de datos {s_{e}} para el flujo de
mejora. El control de TDM determina cuándo se proporcionan los
símbolos de datos para cada uno de los dos flujos como los símbolos
de transmisión {x}. El control de TDM tiene una periodicidad
de T_{P} segundos.
Durante el tiempo en que se transmite el flujo
base, cada par de símbolos de datos s_{b1} y
s_{b2} para este flujo se transmite enviando el par de
símbolos (s_{b1}, s_{b2}) desde las dos antenas
de transmisión en el primer periodo de símbolo seguido por el par de
símbolos 112 en el segundo periodo de símbolo. De
manera similar, durante el tiempo en que se transmite el flujo de
mejora, cada par de símbolos de datos s_{e1} y
s_{e2} para este flujo se transmite enviando el par de
símbolos (s_{e1}, s_{e2}) desde las dos antenas
de transmisión en el primer periodo de símbolo seguido por el par de
símbolos 113 en el segundo periodo de símbolo.
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En el receptor, las dos señales recibidas para
las dos antenas de recepción se procesan con la matriz de respuesta
de canal apropiada como se describió anteriormente para recuperar
los símbolos de datos para ambos flujos. Las tasas de transmisión
máximas para los usuarios A y B pueden expresarse como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde G es la ganancia
global para el canal MIMO. Para un sistema MIMO (2, 2), G es
una variable aleatoria chi-cuadrado con cuatro
grados de libertad y una media de dos, lo que puede expresarse como:
G=0,5\cdot(|h_{11}|^{2}+
|h_{12}|^{2}+|h_{21}|^{2}+|h_{22}|^{2}). Se alcanza una diversidad de cuarto orden para la transmisión de datos en el sistema MIMO (2, 2).
|h_{12}|^{2}+|h_{21}|^{2}+|h_{22}|^{2}). Se alcanza una diversidad de cuarto orden para la transmisión de datos en el sistema MIMO (2, 2).
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Para el esquema TDM, el flujo base se envía una
fracción del tiempo y a la tasa de transmisión C_{b,div}
de modo que puede recibirse por ambos usuarios A y B. El flujo de
mejora se envía el resto del tiempo y a la tasa de transmisión
C_{a,div} puesto que sólo es necesario que lo reciba el
usuario A. Las tasas de transmisión globales que pueden lograrse
para los usuarios A y B para el esquema TDM en el sistema MIMO (2,
2) pueden expresarse como se muestra en el conjunto de ecuaciones
(3), sustituyendo las tasas de transmisión C_{a} y C_{b}
por las tasas de transmisión C_{a,div} y
C_{b,div}, respectivamente.
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La figura 6B muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320b espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base y el flujo de mejora se multiplexan
en tiempo, el flujo base se envía usando diversidad de transmisión,
y el flujo de mejora se envía usando multiplexación espacial. El
procesador 320b espacial de TX incluye el procesador 510 de
diversidad de transmisión, el procesador 530 de multiplexación
espacial y el combinador 440a.
El procesador 510 de diversidad de transmisión
recibe y procesa los símbolos de datos {s_{b}} para el
flujo base para obtener dos subflujos de símbolos codificados por
STTD 114 115 que se proporcionan
al combinador 440a. El procesador 530 de multiplexación espacial
recibe y demultiplexa los símbolos de datos {s_{e}} para
el flujo de mejora para dar dos subflujos de símbolos de datos
{s_{e1}} y {s_{e2}}, que también se proporcionan
al combinador 440a. Dentro del combinador 440a, el multiplexor 540a
recibe los subflujos 116 desde los procesadores 510
y 530, respectivamente, multiplexa por división de tiempo estos
subflujos basándose en el control de TDM y proporciona el flujo de
símbolos de transmisión {x_{1}}. De manera similar, el
multiplexor 540b recibe los subflujos 117 desde los
procesadores 510 y 530, respectivamente, multiplexa por división de
tiempo estos subflujos basándose en el control de TDM y proporciona
el flujo de símbolos de transmisión {x_{2}}.
Para esta configuración, el flujo base puede
transmitirse como se describió anteriormente. El flujo de mejora se
dirige hacia el usuario A que tiene una SNR superior y puede
recuperarse satisfactoriamente por este usuario. Durante el tiempo
en que se transmite el flujo de mejora, cada par de símbolos de
datos s_{e1} y s_{e2} para este flujo se
transmite enviando el par de símbolos (s_{e1},
s_{e2}) desde las dos antenas de transmisión en un periodo
de símbolo.
\newpage
Si se usa una potencia de transmisión igual para
cada símbolo de datos enviado con multiplexación espacial al
usuario A, entonces la tasa de transmisión máxima para el flujo de
mejora puede expresarse como:
donde H_{a} es la matriz
de respuesta de canal para el usuario
A.
\vskip1.000000\baselineskip
Para el esquema TDM, el flujo base se envía una
fracción del tiempo y a la tasa de transmisión C_{b,div}.
El flujo de mejora se envía el resto del tiempo y a la tasa de
transmisión C_{a,sm}. Las tasas de transmisión globales
que pueden lograrse para los usuarios A y B para el esquema TDM
pueden expresarse como se muestra en el conjunto de ecuaciones (3),
sustituyendo las tasas de transmisión C_{a} y
C_{b} por las tasas de transmisión C_{a,sm} y
C_{b,div}, respectivamente.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 6C muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320c espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base y el flujo de mejora se superponen
(es decir, se combinan) y el flujo combinado se envía usando
diversidad de transmisión. El procesador 320c espacial de TX incluye
los procesadores 510a y 510b de diversidad de transmisión y un
combinador 440b.
El procesador 510a de diversidad de transmisión
recibe y procesa los símbolos de datos {s_{b}} para el
flujo base para obtener dos subflujos de símbolos codificados por
STTD 118 119 que se proporcionan al
combinador 440b. De manera similar, el procesador 510b de
diversidad de transmisión recibe y procesa los símbolos de datos
{s_{e}} para el flujo de mejora para obtener dos subflujos
de símbolos codificados por STTD 120 que también se
proporcionan al combinador 440b.
\vskip1.000000\baselineskip
Dentro del combinador 440b, un multiplicador 542
recibe y multiplica el subflujo de símbolos codificado por STTD
121 por un factor de ajuste a escala K_{b},
un multiplicador 544 recibe y multiplica el subflujo de símbolos
codificado por STTD 122 por el factor de ajuste a
escala K_{b}, un multiplicador 546 recibe y multiplica el
subflujo de símbolos codificado por STTD 123 por un
factor de ajuste a escala K_{e} y un multiplicador 548
recibe y multiplica el subflujo de símbolos codificado por STTD
124 por el factor de ajuste a escala
K_{e}. Los factores de ajuste a escala K_{b} y
K_{e} determinan la cantidad de potencias de transmisión
usadas para el flujo base y el flujo de mejora, respectivamente, y
puede definirse como:
donde se usa una potencia de
transmisión igual para las dos antenas de
transmisión;
a es la fracción de potencia de transmisión
usada para el flujo base; y
(1- a) es la fracción de potencia de transmisión
usada para el flujo de mejora.
\vskip1.000000\baselineskip
Normalmente se asigna una fracción de potencia
de transmisión P mayor al flujo base. Sin embargo, la
cantidad de potencia de transmisión que va a asignarse a cada flujo
puede depender de diversos factores, como se describe más adelante.
Un sumador 550 recibe y suma las salidas de los multiplicadores 542
y 546 para obtener el flujo de símbolos de transmisión
{x_{1}}. Un sumador 552 recibe y suma las salidas de los
multiplicadores 544 y 548 para obtener el flujo de símbolos de
transmisión {x_{2}}.
En una implementación alternativa de esta
configuración, se realiza primero la combinación seguido por la
codificación por STTD. Para cada periodo de dos símbolos, se
combinan dos símbolos de datos s_{b1} y s_{b2}
para el flujo base y dos símbolos de datos s_{e1} y
s_{e2} para el flujo de mejora para obtener dos símbolos
combinados s_{c1} y s_{c2}, de la siguiente
manera:
El par de símbolos (s_{c1},
s_{c2}) se envía entonces desde las dos antenas de
transmisión en el primer periodo de símbolo seguido por el par de
símbolos 125 en el segundo periodo de símbolo.
Para ambas implementaciones de esta
configuración, las tasas de transmisión globales que pueden lograrse
para los usuarios A y B pueden expresarse como:
El conjunto de ecuaciones (23) es similar a los
conjuntos de ecuaciones (6) y (10), pero con una ganancia de canal
G diferente. En particular, la ganancia de canal G
tiene una media de dos cuando hay dos antenas de recepción y una
media de uno cuando sólo hay una antena de recepción. Puesto que
G tiene una media de dos para un sistema MIMO (2, 2), la SNR
media es la misma para los conjuntos de ecuaciones (6), (10) y
(23). Sin embargo, se logra diversidad de cuarto orden con dos
antenas de transmisión y dos antenas de recepción, mientras que
sólo se logra diversidad de primer orden para el sistema SISO y se
logra diversidad de segundo orden para un sistema SIMO (1, 2).
La figura 7B muestra un diagrama de sincronismo
para el esquema de superposición. Cada uno de los flujos de
símbolos de transmisión desde el procesador 320c espacial de TX está
compuesto por símbolos de datos {s_{b}} para el flujo base
superpuestos en (es decir, añadidos a) los símbolos de datos
{s_{e}} para el flujo de mejora.
La figura 6D muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320d espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base y el flujo de mejora se superponen,
el flujo base se envía usando diversidad de transmisión y el flujo
de mejora se envía usando multiplexación espacial. El procesador
320d espacial de TX incluye el procesador 510 de diversidad de
transmisión, el procesador 530 de multiplexación espacial y el
combinador 440b.
El procesador 510 de diversidad de transmisión
recibe y procesa los símbolos de datos {s_{b}} para el
flujo base para obtener dos subflujos de símbolos codificados por
STTD 126 127 que se proporcionan
al combinador 440b. El procesador 530 de multiplexación espacial
recibe y procesa los símbolos de datos {s_{e}} para el
flujo de mejora para obtener dos subflujos de símbolos de datos
{s_{e1}} y {s_{e2}}, que también se proporcionan
al combinador 440b. El combinador 440b ajusta a escala los subflujos
128 con el factor de ajuste a escala
K_{b}, ajusta a escala los subflujos {s_{e1}} y
{s_{e2}} con el factor de ajuste a escala K_{e},
combina el subflujo ajustado a escala 129 con el
subflujo ajustado a escala {s_{e1}} para obtener el flujo
de símbolos de transmisión {x_{1}}, y combina el subflujo
ajustado a escala 130 con el subflujo ajustado a
escala {s_{e2}} para obtener el flujo de símbolos de
transmisión {x_{2}}.
Para el flujo base, cada par de símbolos de
datos s_{b1}, y s_{b2} se transmite enviando el
par de símbolos (s_{b1}, s_{b2}) desde las dos
antenas de transmisión en el primer periodo de símbolo seguido por
el par de símbolos 131 en el segundo periodo de
símbolo. Para el flujo de mejora, se transmiten dos pares de
símbolos de datos durante el mismo intervalo de dos símbolos
enviando el par de símbolos (s_{e1}, s_{e2}) desde las
dos antenas de transmisión en el primer periodo de símbolo seguido
por otro par de símbolos (s_{e3}, s_{e4}) en el
segundo periodo de símbolos. Los dos símbolos de datos
s_{b1} y s_{b2} para el flujo base y los cuatro
símbolos de datos de s_{e1} a s_{e4} para el flujo
de mejora pueden combinarse de la siguiente manera:
y
donde los símbolos de transmisión
x_{1} y x_{3} están incluidos en el flujo
{x_{1}} y los símbolos de transmisión x_{2} y
x_{4} están incluidos en el flujo {x_{2}}. El par
de símbolos (x_{1}, x_{2}) se envía desde las dos
antenas de transmisión en el primer periodo de símbolo seguido por
el par de símbolos (x_{3}, x_{4}) en el segundo
periodo de
símbolo.
Las tasas de transmisión globales que pueden
lograrse para los usuarios A y B para esta configuración pueden
expresarse como:
La expresión para la tasa de transmisión
R_{b} para el flujo base en la ecuación (25a) es la cota
inferior porque la interferencia real a la que contribuye el flujo
de mejora es ligeramente menor que G. Puede derivarse una
expresión exacta para la tasa de transmisión del flujo base. Sin
embargo, la cota en la ecuación (25a) es ajustada y proporciona una
estimación conservadora de las capacidades para esta
configuración.
La figura 6E muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320e espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base y el flujo de mejora se superponen y
ambos flujos se envían usando multiplexación espacial. El
procesador 320e espacial de TX incluye los procesadores 530a y 530b
de multiplexación espacial y el combinador 440b.
El Procesador 530a de multiplexación espacial
recibe y procesa los símbolos de datos {s_{b}} para el
flujo base para obtener dos subflujos de símbolos de datos
{s_{b1}}, y {s_{b2}}, que se proporcionan al
combinador 440b. El procesador 530b de multiplexación espacial
recibe y procesa los símbolos de datos {s_{e}} para el
flujo de mejora para obtener subflujos de símbolos de datos
{s_{e1}} y {s_{e2}}, que también se proporcionan
al combinador 440b. El combinador 440b ajusta a escala los subflujos
{s_{b1}} y {s_{b2}} con el factor de ajuste a
escala K_{b}, ajusta a escala los subflujos
{s_{e1}} y {s_{e2}} con el factor de ajuste a
escala K_{e}, combina el subflujo ajustado a escala
{s_{b1}} con el subflujo ajustado a escala
{s_{e1}} para obtener el flujo de símbolos de transmisión
{x_{1}}, y combina el subflujo ajustado a escala
{s_{b2}} con el subflujo ajustado a escala
{s_{e2}} para obtener el flujo de símbolos de transmisión
{x_{2}}.
Para cada periodo de símbolo, se combinan dos
símbolos de datos s_{b1} y s_{b2} para el flujo
base y dos símbolos de datos s_{e1} y s_{e2} para
el flujo de mejora tal como se muestra en el conjunto de ecuaciones
(22) para obtener dos símbolos de transmisión x_{1} =
s_{c1} y x_{2} = s_{c2}. El par de
símbolos (x_{1}, x_{2}) se envía desde las dos
antenas de transmisión en un periodo de símbolo.
En un receptor puede usarse el forzado a cero,
MMSE, o alguna otra técnica de procesamiento de receptor para
separar los símbolos de datos recibidos desde las dos antenas de
transmisión. Los usuarios A y B pueden recuperar ambos los símbolos
de datos s_{b1} y s_{b2} para el flujo base
tratando el flujo de mejora como interferencia. El usuario A puede
estimar y cancelar la interferencia debida a los símbolos de datos
s_{b1} y s_{b2} a partir de los símbolos
recibidos para obtener primeros símbolos modificados, luego procesar
los primeros símbolos modificados para recuperar el primer símbolo
de datos s_{e1} para el flujo de mejora. El usuario A
puede estimar y cancelar a continuación la interferencia debida al
símbolo de datos s_{e1} a partir de los primeros símbolos
modificados para obtener segundos símbolos modificados, luego
procesar los segundos símbolos modificados para recuperar el
segundo símbolo de datos s_{e2} para el flujo de mejora.
El usuario B recupera sólo el flujo base mientras que el usuario A
recupera ambos flujos.
Las tasas de transmisión globales que pueden
lograrse para los usuarios A y B para esta configuración pueden
expresarse como:
y
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La figura 6F muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320f espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base y el flujo de mejora se envían usando
diversidad de transmisión sin TDM o superposición. El procesador
320f espacial de TX incluye el codificador 520
espacio-temporal.
Dentro del codificador 520
espacio-temporal, se proporcionan los símbolos de
datos {s_{b}} para el flujo base y los símbolos de datos
{s_{e}} para el flujo de mejora a la entrada "0" de
los multiplexores 528a y 528b, respectivamente. El flujo de
símbolos de datos {s_{b}} también se retarda un periodo de
símbolo por la unidad 522b de retardo, se invierte y se conjuga
mediante la unidad 526 y se proporciona a la entrada "1" del
multiplexor 528b. El flujo de símbolos de datos {s_{e}}
también se retarda un periodo de símbolo por la unidad 522a de
retardo, se conjuga mediante la unidad 524 y se proporciona a la
entrada "1" del multiplexor 528a. Los multiplexores 528a y
528b alternan entre las entradas "0" y "1" a la tasa de
transmisión de símbolos y proporcionan los flujos de símbolos de
transmisión {x_{1}} y {x_{2}},
respectivamente.
Para la realización mostrada en la figura 6F,
para cada par de símbolos de datos s_{b} y s_{e}
recibidos en los dos flujo de símbolos de datos {s_{b}} y
{s_{e}}, el codificador 520
espacio-temporal proporciona el par de símbolos
(s_{b}, s_{e}) seguido por el par de símbolos
132 El par de símbolos (s_{b},
s_{e}) se envía desde las dos antenas de transmisión en el
primer periodo de símbolo, y el par de símbolos 133
se envía en el segundo periodo de símbolo. Por ejemplo, si el flujo
de símbolos de datos {s_{b}} está compuesto por
{s_{b}} =s_{b1} s_{b2} s_{b3}
... y el flujo de símbolos de datos {s_{e}} está compuesto
por {s_{e}} = s_{e1}, s_{e2} s_{e3},
..., entonces los flujos de símbolos de transmisión se dan como
Para esta configuración, el flujo base y el
flujo de mejora se envían ambos simultáneamente usando STTD. Se
confía entonces en el procesamiento STTD en el receptor para
recuperar ambos flujos. Sin embargo, puesto que cada símbolo de
datos se transmite durante dos periodos de símbolo con STTD, la tasa
de transmisión de cada flujo de símbolos de datos se reduce en un
factor de dos. Es probable que la región de tasa de transmisión
para esta configuración sea peor que la región de tasa de
transmisión para la configuración con el esquema TDM y diversidad
de transmisión para ambos flujos.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 6G muestra un diagrama de bloques de
un procesador 320g espacial de TX, que soporta la configuración
mediante la cual el flujo base se envía desde una antena de
transmisión y el flujo de mejora se envía desde otra antena de
transmisión. El procesador 320g espacial de TX incluye los
multiplicadores 560a y 560b. El multiplicador 560a recibe y
multiplica los símbolos de datos {s_{b}} para el flujo base
por el factor de ajuste a escala K_{b} para obtener el
flujo de símbolos de transmisión {x_{1}}. El multiplicador
560b recibe y multiplica los símbolos de datos {s_{e}} para
el flujo de mejora por el factor de ajuste a escala K_{e}
para obtener el flujo de símbolos de transmisión
{x_{2}}.
Para esta configuración, la potencia de
transmisión usada para el flujo base es \alpha - P, y la
potencia de transmisión usada para el flujo de mejora es
(1-\alpha) \cdot P, es decir, pueden
usarse potencias desiguales para las dos antenas de transmisión. Un
receptor puede separar los dos flujos usando forzado a cero, MMSE,
o alguna otra técnica de procesamiento de receptor.
\vskip1.000000\baselineskip
Las tasas de transmisión globales que pueden
lograrse para los usuarios A y B para esta configuración pueden
expresarse como:
y
donde h_{1} es el vector
de ganancias de canal para la antena 1 de transmisión usada para
enviar el flujo base y h_{2} es el vector de ganancias de
canal para la antena 2 de transmisión usada para enviar el flujo de
mejora, donde H=[h_{1}
h_{2}].
\vskip1.000000\baselineskip
La región de tasa de transmisión para esta
configuración es comparable a la región de tasa de transmisión para
la configuración con TDM, diversidad de transmisión para el flujo
base y multiplexación espacial para el flujo de mejora.
La figura 13 muestra una gráfica de las regiones
de tasa de transmisión para seis configuraciones de codificación
jerárquica diferentes en un sistema SIMO (1, 2) y un sistema MIMO
(2, 2) con un canal AWGN. El eje vertical representa la tasa de
transmisión R_{b} para el usuario B, que es la tasa de
transmisión para el flujo base. El eje horizontal representa la
tasa de transmisión R_{a} para el usuario A, que es la tasa
de transmisión combinada para el flujo base y el flujo de mejora.
Las tasas de transmisión R_{a} y R_{b} se dan ambas en
unidades de bps/Hz. Las tasas de transmisión R_{a} y
R_{b} también se calculan con P/\sigma^{2}_{a} = 20 dB y
P/\sigma^{2}_{b} = 5 dB y para un canal de desvanecimiento de
Rayleigh. En la figura 13 se muestran cinco trazados de las tasas
de transmisión R_{a} y R_{b} que pueden lograrse para
cinco configuraciones diferentes de codificación jerárquica en el
sistema MIMO (2, 2), de la siguiente manera:
\bullet Trazado 1310 - TDM con diversidad de
transmisión (Div) para ambos flujos,
\bullet Trazado 1312 - superposición (SC) con
diversidad de transmisión para ambos flujos,
\bullet Trazado 1320 -TDM con diversidad de
transmisión para el flujo base y multiplexación espacial (SM) para
el flujo de mejora,
\bullet Trazado 1322 - superposición con
diversidad de transmisión para el flujo base y multiplexación
espacial para el flujo de mejora, y
\bullet Trazado 1324 - superposición con
multiplexación espacial para ambos flujos.
Como se muestra mediante los trazados en la
figura 13, cuando el flujo base y el flujo de mejora están
multiplexados por división de tiempo, la multiplexación espacial
del flujo de mejora (trazado 1320) proporciona una región de tasa
de transmisión mayor que la diversidad de transmisión (trazado
1310). Cuando se usa superposición, la multiplexación espacial para
ambos flujos (trazado 1324) proporciona una región de tasa de
transmisión mayor que la multiplexación espacial sólo para el flujo
de mejora (trazado 1322), que a su vez proporciona una región de
tasa de transmisión mayor que diversidad de transmisión para ambos
flujos (trazado 1312). La superposición con diversidad de
transmisión para ambos flujos (trazado 1312) es mejor que TDM con
multiplexación espacial sólo para el flujo de mejora (trazado 1320)
para algunos valores de \alpha entre 0,5 y 1,0. Los valores
específicos de \alpha para los que el trazado 1312 es mejor que el
trazado 1320 dependen de la SNR.
Tal como se muestra en la figura 13, el esquema
de superposición generalmente tiene un rendimiento superior que el
esquema TDM. Para el esquema TDM, las tasas de transmisión
R_{a} y R_{b} son funciones lineales de \alpha. Para
el esquema de superposición, la tasa de transmisión R_{a}
cae más abruptamente para a < 0,5 porque el flujo de mejora es
dominante e interfiere gravemente con el flujo base. La mejor
configuración que puede usarse para la transmisión del flujo base y
el flujo de mejora puede depender de diversos factores tales como,
por ejemplo, las tasas de transmisión relativas de estos dos flujos,
las SNR logradas por los usuarios, la robustez deseada para el
flujo base y el flujo de mejora, las tasas de transmisión deseadas
para estos flujos, etc.
El trazado 1330 de las tasas de transmisión
R_{a} y R_{b} que pueden lograrse para el esquema de
superposición en el sistema SIMO (1, 2) también se muestra en la
figura 13. Estas tasas de transmisión se calculan basándose en el
conjunto de ecuaciones (10).
\vskip1.000000\baselineskip
Pueden usarse diferentes arquitecturas de
receptor para los esquemas de TDM y superposición. A continuación
se describen diseños de receptor ejemplares para ambos esquemas.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 8A muestra un diagrama de bloques de
un receptor 220h, que es una realización del receptor 220x en la
figura 3 y puede usarse para el esquema TDM. El receptor 220h
incluye un procesador 360a espacial de RX y un procesador 370a de
datos de RX, que son una realización del procesador 360 espacial de
RX y el procesador 370 de datos de RX, respectivamente, en la
figura 3.
Dentro del procesador 360a espacial de RX, un
demultiplexor 810a recibe y demultiplexa el flujo de símbolos
recibido {y_{1}} desde la antena 352a basándose en el
control de TDM y proporciona dos subflujos de símbolos recibidos
{y_{b1}} e {y_{e1}} para el flujo base y el flujo
de mejora, respectivamente. De manera similar, un demultiplexor
810b recibe y demultiplexa el flujo de símbolos recibido
{y_{2}} desde la antena 352b basándose en el control de
TDM y proporciona dos subflujos de símbolos recibidos
{y_{b2}} e {y_{e2}} para el flujo base y el flujo
de mejora, respectivamente.
Un procesador 820a Div/SM de RX recibe y procesa
los subflujos {y_{b1}} e {y_{b2}} para el flujo
base y proporciona el flujo de símbolos de datos recuperados
{\hat{s}_{b}}. Si se usa diversidad de transmisión para el
flujo base, entonces el procesador 820a Div/SM de RX realiza el
procesamiento espacial mostrado en el conjunto de ecuaciones (14)
si el receptor está equipado con una única antena o el procesamiento
espacial mostrado en el conjunto de ecuaciones (16) si el receptor
está equipado con múltiples antenas. Si se usa multiplexación
espacial para el flujo base, entonces el procesador 820a Div/SM de
RX puede implementar el forzado a cero o la cancelación de
interferencias sucesiva basada en MMSE, o alguna otra técnica de
procesamiento de receptor. De manera similar, un procesador 820b
Div/SM de RX recibe y procesa los subflujos {y_{e1}} e
{y_{e2}} para el flujo de mejora y proporciona el flujo de
símbolos de datos recuperados {\hat{s}_{b}}. El procesador 820b
Div/SM de RX también realiza el procesamiento mostrado en el
conjunto de ecuaciones (14) o (16) si se usa diversidad de
transmisión para el flujo de mejora. El procesador 820b Div/SM de RX
puede implementar el forzado a cero o la cancelación de
interferencias sucesiva basada en MMSE, o alguna otra técnica de
procesamiento de receptor si se usa multiplexación espacial para el
flujo de mejora. En general, el procesamiento espacial mediante los
procesadores 820a y 820b Div/SM de RX es complementario al
procesamiento espacial mediante los procesadores 420a y 420b Div/SM
de TX, respectivamente, en la figura 4A.
Dentro del procesador 370a de datos de RX, un
demodulador 832a demodula los símbolos de datos recuperados
{\hat{s}_{b}} para el flujo base, un desentrelazador 834a de
canal desentrelaza los datos demodulados desde el demodulador 832a
y un decodificador 836a decodifica los datos desentrelazados desde
el desentrelazador 834a para obtener datos decodificados
{\hat{d}_{b}} para el flujo base. De manera similar, un
demodulador 832b demodula los símbolos de datos recuperados
{\hat{s}_{b}} para el flujo de mejora, un desentrelazador 834b
de canal desentrelaza los datos demodulados desde el demodulador
832b y un decodificador 836b decodifica los datos desentrelazados
desde el desentrelazador 834b para obtener datos decodificados
{\hat{d}_{b}} para el flujo de mejora. En general, el receptor
220x realiza la demodulación, el desentrelazado y la decodificación
para cada flujo de manera complementaria a la modulación, el
entrelazado y la codificación realizadas para ese flujo por el
transmisor 210x.
La figura 8B muestra un diagrama de bloques de
un receptor 220i, que es otra realización del receptor 220x en la
figura 3 y también puede usarse para el esquema TDM. El receptor
220i implementa un esquema de detección y decodificación iterativas
(IDD) para recuperar el flujo base y el flujo de mejora. El esquema
IDD puede usarse conjuntamente con el esquema de codificación
mostrado en la figura 4B, que codifica cada paquete de datos para
el flujo base o el flujo de mejora en tres partes: bits de datos
{c_{datos}}, primeros bits de paridad {c_{p1}} y
segundos bits de paridad {c_{p2}}.
El receptor 220i incluye un detector y un
decodificador que realizan detección y decodificación iterativas en
los símbolos recibidos desde todas las antenas de recepción para
cada flujo de datos para obtener datos decodificados para ese
flujo. La detección y decodificación iterativas aprovechan las
capacidades de corrección de errores del código de canal para
proporcionar un rendimiento mejorado. Esto se logra pasando
iterativamente información a priori suave (soft)
entre el detector y el decodificador, tal como se describe en más
detalle más adelante. La detección y decodificación iterativas se
realizan en un paquete de datos recibido de una vez.
El receptor 220i incluye un procesador 360
espacial de RXb y un procesador 370b de datos de RX. Para mayor
claridad, la detección y decodificación iterativas se describen
específicamente más adelante para el flujo base. Dentro del
procesador 360 espacial de RXb, los demultiplexores 810a y 810b
reciben y demultiplexan los flujos de símbolos recibidos
{y_{1}} e {y_{2}}, respectivamente, tal como se
describió anteriormente para la figura 8A. Un detector 822a obtiene
los subflujos de símbolos recibidos {y_{b1}} e
{y_{b2}} para el flujo base y realiza procesamiento
espacial en estos subflujos. El detector 822a puede realizar el
procesamiento para diversidad de transmisión, tal como se describió
anteriormente, o puede implementar la técnica de forzado a cero, la
técnica de MMSE, o alguna otra técnica de procesamiento de receptor
para la multiplexación espacial. El detector 822a proporciona
estimaciones de símbolos de datos {\hat{s}^{1}_{b}} para el
paquete de datos que está recuperándose. El superíndice i en
{\hat{s}^{1}_{b}} indica el número de iteración de la
detección/decodificación: Para la primera iteración (es decir, i
=1) las estimaciones de símbolos de datos {\hat{s}^{1}_{b}} se
detectan basándose únicamente en los símbolos recibidos
{y_{b1}} e {y_{b2}} puesto que no se dispone de
información de realimentación desde el decodificador.
Dentro del procesador 370b de datos de RX, una
unidad 842a de computación de la razón de verosimilitud logarítmica
(LLR) recibe las estimaciones de símbolos de datos
{\hat{s}^{1}_{b}} y calcula las LLR del (de los) bit(s)
de código que forman cada símbolo de datos en el paquete de datos
que está recuperándose. Un desentrelazador 844a de canal
desentrelaza entonces las LLR de la unidad 842a y proporciona las
LLR {b^{i}_{b}} para el paquete de datos. Un decodificador 846a
recibe y decodifica las LLR {b^{i}_{b}} del desentrelazador 844a
de canal, tal como se describe más adelante.
La figura 8C muestra un diagrama de bloques de
un turbodecodificador 846x, que puede usarse para cada uno de los
decodificadores 846a y 846b en la figura 8B. El turbodecodificador
846x realiza la decodificación iterativa para un código
convolucional concatenado en paralelo, tal como se muestra en la
figura 4B.
Dentro del turbodecodificador 846x, un
demultiplexor (Demux) 852 recibe y demultiplexa las LLR
{b^{i}} del desentrelazador 844 de canal (es decir, las
LLR de entrada) en LLR de bits de datos {b^{i}_{datos}}, las LLR
de primeros bits de paridad {b^{i}_{p1}} y las LLR de segundos
bits de paridad {b^{i}_{p2}}. Un decodificador 860a de entrada
suave y salida suave (soft-input
soft-output (SISO)) recibe las LLR de bits de
datos {b^{1}_{datos}} y las LLR de primeros bits de paridad
{b^{1}_{p1}} del demultiplexor 852 y las LLR de bits de datos
desentrelazados {\tilde{b}_{datos2}} de un desentrelazador 864
de código. El decodificador 860a SISO deriva entonces nuevas LLR
para los bits de datos y primeros bits de paridad,
{b_{datos1}} y {b_{p1}}, basándose en el primer
código convolucional constituyente. Un entrelazador 862 de código
entrelaza las LLR de bits de datos {b_{datos1}} según el
esquema de entrelazado de código usado en el transmisor y
proporciona LLR de bits de datos entrelazados
{\tilde{b}_{datos1}}. De manera similar, un decodificador 860b
SISO recibe las LLR de bits de datos {b^{i}_{datos}} y las LLR de
segundos bits de paridad {b^{i}_{p2}} del demultiplexor 852 y las
LLR de bit de datos entrelazados {\tilde{b}_{datos1}}. El
decodificador 860b SISO deriva entonces nuevas LLR para los bits de
datos y los segundos bits de paridad, {b_{datos2}} y
{b_{p2}}, basándose en el segundo código convolucional
constituyente. El desentrelazador 864 de código desentrelaza las LLR
de bits de datos {b_{datos2}} de una manera complementaria al
entrelazado de código y proporciona las LLR de bits de datos
desentrelazados {\tilde{b}_{datos2}}. Los decodificadores 860a
y 860b SISO pueden implementar un algoritmo SISO BCJR máximo a
posteriori (MAP) o sus derivados de complejidad inferior o un
algoritmo Viterbi de salida suave (SOV), conociéndose todo ello en
la técnica.
La decodificación mediante los decodificadores
860a y 860b SISO puede realizarse una vez o puede iterarse
múltiples veces para la iteración de detección/decodificación actual
i. Una vez completadas todas la iteraciones de
decodificación, un combinador/multiplexor 866 recibe las LLR de bits
de datos finales {b_{datos1}} y las LLR de primeros bits
de paridad finales {b^{i+1}_{p1}} del decodificador 860a SISO, las
LLR de bits de datos desentrelazados finales {b_{datos2}}
del desentrelazador 864 de código y las LLR de segundos bits de
paridad finales {b^{i+2}_{p1}} del decodificador 860b SISO. El
combinador/multiplexor 866 proporciona entonces las LLR de
realimentación {b^{i+1}_{fb}} para la siguiente iteración de
detección/decodificación i+1 al detector 822. Las LLR de
realimentación se calculan como {b^{i+1}_{fb}} = {b_{datos1} +
\tilde{b}_{datos1}, b^{i+1}_{p1}, b^{i+1}_{p2}}. Las LLR de
realimentación se usan para actualizar la operación del detector
para la siguiente iteración. Una vez completadas todas las
iteraciones de detección/decodificación, el combinador/multiplexor
866 proporciona las LLR de bits de datos finales
{b_{datos}}, que se obtienen como {b_{datos}} =
{b'_{datos} + b_{datos1} + \tilde{b}_{datos2}} donde
{b'_{datos}} son las LLR de bits de datos proporcionadas por el
detector 822 para la primera iteración de detección/decodificación
(es decir, {b'_{datos}} = {b^{1}_{datos}}). Un segmentador 868
segmenta las LLR de bits de datos finales {b_{datos}} y
proporciona los datos decodificados {\hat{d}} para el paquete de
datos que está recuperándose.
En referencia de nuevo a la figura 8B, las LLR
de realimentación {b^{i+1}_{fbb}} del decodificador 846a se
entrelazan mediante un entrelazador 848a de canal y las LLR de
realimentación entrelazadas se proporcionan al detector 822a. El
detector 822a deriva nuevas estimaciones de símbolos de datos
{\hat{s}^{i+1}_{b}} basándose en los símbolos recibidos
{y_{b1}} e {y_{b2}} para el flujo base y las LLR
de realimentación {b^{i+1}_{fbb}}. Las estimaciones de símbolos de
datos {\hat{s}^{i+1}_{b}} se decodifican de nuevo mediante el
procesador 370b de datos de RX tal como se describió anteriormente.
El proceso de detección y decodificación puede iterarse múltiples
veces. Durante el proceso de detección y decodificación iterativas,
mejora la fiabilidad de las estimaciones de símbolos de datos con
cada iteración.
El esquema de detección y decodificación
iterativas proporciona diversas ventajas. Por ejemplo, el esquema
IDD soporta el uso de una tasa de transmisión de datos para el flujo
base y una tasa de transmisión de datos para el flujo de mejora. El
esquema IDD puede combinarse con la técnica de transmisión
MIMO-OFDM para combatir el desvanecimiento
selectivo en frecuencia. Además, el proceso de detección y
decodificación iterativas puede usarse flexiblemente con cualquier
codificador y un decodificador de entrada suave y salida suave
correspondiente, incluyendo el código convolucional concatenado en
paralelo descrito en la figura 4B. La detección y decodificación
iterativas para un sistema MIMO se describe en más detalle en la
solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida n.º
de serie 10/005,104, titulada "Iterative Detection and Decoding
for a MIMO-OFDM system", presentada el 3 de
diciembre de 2001.
La figura 9A muestra un diagrama de bloques de
un receptor 220j, que es aún otra realización del receptor 220x en
la figura 3 y puede usarse para el esquema de superposición. El
receptor 220j incluye un procesador 360c espacial de RX y un
procesador 370c de datos de RX. El procesador 360c espacial de RX y
el procesador 370c de datos de RX, que son otra realización del
procesador 360 espacial de RX y el procesador 370 de datos de RX en
la figura 3, implementan la técnica de cancelación de interferencias
y ecualización sucesiva. El procesador 360c espacial de RX y el
procesador 370c de datos de RX incluyen dos fases de procesamiento
de receptor sucesivas (es decir, en cascada). La fase 1 incluye un
procesador 920a espacial, un cancelador 930a de interferencias, un
procesador 940a de datos de RX y un procesador 950a de datos de TX.
La fase 2 incluye sólo el procesador 920b espacial y el procesador
940b de datos de RX.
Para la fase 1, el procesador 920a espacial
procesa los dos flujos de símbolos recibidos {y_{1}} e
{y_{2}} para obtener el flujo de símbolos de datos
recuperado {\hat{s}_{b}} para el flujo base. El procesador 920a
espacial puede implementar la cancelación de interferencias
sucesiva basada en MMSE o el forzado a cero, o alguna otra técnica
de procesamiento de receptor. El procesador 940a de datos de RX
demodula, desentrelaza y decodifica el flujo de símbolos de datos
recuperado {\hat{s}_{b}} para obtener datos decodificados
{\hat{d}_{b}} para el flujo base. El procesador 950a de datos
de TX codifica, entrelaza y modula los datos de flujo base
decodificados {\hat{d}_{b}} para obtener un flujo de símbolos
remodulados {\hat{s}_{b}}, que es una estimación del flujo de
símbolos de datos {s_{b}} para el flujo base. El
procesador 950a de datos de TX realiza el mismo procesamiento que el
codificador 412a, el entrelazador 414a de canal y el modulador 416a
en el transmisor 210x en la figura 4A. El cancelador 930a de
interferencias recibe y procesa espacialmente el flujo de símbolos
remodulados {\tilde{s}_{b}} de la misma manera realizada por el
transmisor 210x para el flujo base (por ejemplo, un esquema de
diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación espacial)
para obtener flujos de símbolos de transmisión {\tilde{x}_{b1}}
y {\tilde{x}_{b2}}, que contienen sólo las componentes de
símbolos de transmisión para los datos de flujo base para las dos
antenas de transmisión. El cancelador 930a de interferencias
procesa además los flujos {\tilde{x}_{b1}} y
{\tilde{x}_{b2}} con la matriz de respuesta de canal para
obtener las componentes de interferencia {i_{b1}} e
{i_{b2}} debidas al flujo base. Las componentes de
interferencia {i_{b1}} e {y_{b2}} se restan
entonces de los flujos de símbolos recibidos {y_{1}} e
{y_{2}} para obtener flujos de símbolos modificados
{y'_{1}} e {y'_{2}} que se proporcionan a la fase
2.
Para la fase 2, el procesador 920b espacial
procesa los flujos de símbolos modificados {y'_{1}} e
{y'_{2}} para obtener el flujo de símbolos de datos
recuperado {\hat{s}_{e}} para el flujo de mejora. El procesador
920b espacial también puede implementar el forzado a cero, MMSE o
alguna otra técnica de procesamiento de receptor. Entonces el
procesador 940b de datos de RX demodula, desentrelaza y decodifica
el flujo de símbolos de datos recuperado {\hat{s}_{e}} para
obtener datos decodificados {\hat{d}_{e}} para el flujo de
mejora.
Las dos fases del receptor 220x realizan
procesamiento espacial/ecualización sucesiva. En particular, la fase
1 realiza procesamiento espacial en los flujos de símbolos
recibidos {y_{1}} e {y_{2}}, y la fase 2 realiza
procesamiento espacial en los flujos de símbolos modificados
{y'_{1}} e {y'_{2}}. La cancelación de
interferencias se realiza en cada fase mediante el procesamiento
espacial para recuperar los múltiples subflujos de símbolos de
datos enviados desde las múltiples antenas de transmisión para el
flujo base o flujo de mejora que se recupera en esa fase. La
cancelación de interferencias también se realiza entre las dos
fases, es decir, en los flujos de símbolos recibidos
{y_{1}} e {y_{2}} para la fase 1 para obtener los
flujos de símbolos modificados {y'_{1}} e
{y'_{2}} para la fase 2. La técnica de cancelación de
interferencias y ecualización sucesiva se describe en detalle en la
solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida n.º de
serie 09/854,235, titulada "Method and Apparatus for Processing
Data in a Multiple-Input
Multiple-Output (MIMO) Communication System
Utilizing Channel State Information", presentada el 11 de mayo
de
2001.
2001.
La figura 9B muestra un diagrama de bloques de
un receptor 220k, que es aún otra realización del receptor 220x en
la figura 3 y también puede usarse para el esquema de superposición.
El receptor 220k realiza (1) detección iterativa y decodificación
para recuperar cada uno del flujo base y el flujo de mejora y (2)
cancelación de interferencias antes de recuperar el flujo de
mejora.
El receptor 220k incluye un procesador 360d
espacial de RX y un procesador 370d de datos de RX que incluyen dos
fases de procesamiento de receptor sucesivas (es decir, en cascada).
La fase 1 incluye un detector 960a, un cancelador 930a de
interferencias, un procesador 970a de datos de RX y un procesador
950a de datos de TX. La fase 2 incluye sólo un detector 960b y un
procesador 970b de datos de RX. El procesador 970a de datos de RX
incluye una unidad 842a de cálculo de LLR, un desentrelazador 844a
de canal, un decodificador 846a y un entrelazador 848a de canal
acoplados como se muestra en la figura 8B. El procesador 970b de
datos de RX incluye una unidad 842b de cálculo de LLR, un
desentrelazador 844b de canal, un decodificador 846b y un
entrelazador 848b de canal.
Para la fase 1, el detector 960a procesa los dos
flujos de símbolos recibidos {y_{1}} e {y_{2}}
para obtener las estimaciones de símbolos de datos
{\hat{s}^{i}_{b}} para el flujo base. El detector 960a puede
implementar la técnica de forzado a cero, la técnica MMSE o alguna
otra técnica de procesamiento de receptor. El procesador 970a de
datos de RX recibe las estimaciones de símbolos de datos
{\hat{s}^{i}_{b}} para la iteración actual i, calcula las LLR de
los bits de código para la estimación de símbolos de datos
{\hat{s}^{i}_{b}}, realiza desentrelazado de canal de las LLR y
decodifica las LLR desentrelazadas {b^{i}_{b}} para obtener LLR
de realimentación {b^{i+1}_{fbb}} para la siguiente iteración
i + 1. El procesador 970a de datos de RX realiza además
entrelazado de canal de las LLR de realimentación {b^{i+1}_{fbb}}
y proporciona las LLR de realimentación entrelazadas al detector
960a. La detección y la decodificación pueden iterarse múltiples
veces hasta conseguir suficiente confianza para las LLR de bits de
datos. En este momento, el procesador 970a de datos de RX segmenta
las LLR de bits de datos finales {b_{datos,b}} y
proporciona los datos decodificados {\hat{d}_{b}} para el flujo
base.
El procesador 950a de datos de TX codifica,
entrelaza y modula los datos decodificados {\hat{d}_{b}} para
obtener el flujo de símbolos remodulados {\hat{s}_{b}}. El
cancelador 930a de interferencias recibe y procesa el flujo de
símbolos remodulados {\hat{s}_{b}} para obtener las componentes
de interferencia {i_{b1}} e {y_{b2}} debidas al
flujo base. El cancelador 930a de interferencias resta entonces las
componentes de interferencia {i_{b1}} e {y_{b2}}
de los flujos de símbolos recibidos {y_{1}} e
{y_{2}} para obtener los flujos de símbolos modificados
{y'_{1}} e {y'_{2}} para la fase 2.
Para la fase 2, el detector 960b procesa los
flujos de símbolos modificados {y'_{1}} e {y'_{2}}
para obtener estimaciones de símbolos de datos
{\hat{s}^{i}_{e}} para el flujo de mejora. Entonces el
procesador 970b de datos de RX desentrelaza y decodifica las
estimaciones de símbolos de datos {\hat{s}^{i}_{e}} para obtener
datos decodificados {\hat{d}_{e}} para el flujo de mejora. El
detector 960b y el procesador 970b de datos de RX operan de una
manera similar al detector 960a y el procesador 970a de datos de
RX, respectivamente. La detección y la decodificación iterativas con
cancelación de interferencias y ecualización sucesiva también se
describe en la solicitud de patente estadounidense mencionada
anteriormente n.º de serie 10/005,104.
Las figuras 8A, 8B, 9A y 9B muestran cuatro
diseños de receptor ejemplares que pueden usarse para recuperar el
flujo base y el flujo de mejora. También pueden usarse otros diseños
de receptor, y esto está dentro del alcance de la invención.
La figura 10 muestra un diagrama de flujo de un
proceso 1000 realizado por un transmisor para codificación
jerárquica del flujo base y el flujo de mejora (por ejemplo, para
servicio de difusión) en un sistema MISO o MIMO.
El flujo base se codifica y modula por un primer
procesador de datos (por ejemplo, compuesto por el codificador
412a, el entrelazador 414a de canal y el modulador 416a en la figura
4A) para obtener un primer flujo de símbolos de datos
{s_{b}} (etapa 1010). El flujo de mejora se codifica y
modula por un segundo procesador de datos (por ejemplo, compuesto
por el codificador 412b, el entrelazador 414b de canal y el
modulador 416b) para obtener un segundo flujo de símbolos de datos
{s_{e}} (etapa 1012).
El primer flujo de símbolos de datos
{s_{b}} se procesa según un primer esquema de procesamiento
espacial por un primer procesador espacial (por ejemplo, el
procesador 420a Div/SM de TX) para obtener un primer conjunto de
subflujos de símbolos (etapa 1020). El segundo flujo de símbolos de
datos {s_{e}} se procesa según un segundo esquema de
procesamiento espacial por un segundo procesador espacial (por
ejemplo, el procesador 420b Div/SM de TX) para obtener un segundo
conjunto de subflujos de símbolos (etapa 1022). El primer esquema
de procesamiento espacial puede ser un esquema de diversidad de
transmisión (en cuyo caso el primer conjunto de subflujos de
símbolos es {s'_{b1}} y {s'_{b2}}) o un esquema de
multiplexación espacial (en cuyo caso el primer conjunto de
subflujos de símbolos es {s_{b1}} y {s_{b2}}). El
segundo esquema de procesamiento espacial también puede ser un
esquema de diversidad de transmisión (en cuyo caso el segundo
conjunto de subflujos de símbolos es {s'_{e1}} y
{s'_{e2}}) o un esquema de multiplexación espacial (en cuyo
caso el segundo conjunto de subflujos de símbolos es
{s_{e1}} y {s_{e2}}).
El primer conjunto de subflujos de símbolos se
combina con el segundo conjunto de subflujos de símbolos para
obtener múltiples flujos de símbolos de transmisión {x_{1}}
y {x_{2}} para su transmisión desde múltiples antenas de
transmisión (etapa 1030). La combinación puede alcanzarse mediante
multiplexación por división de tiempo del primer conjunto de
subflujos de símbolos con el segundo conjunto de subflujos de
símbolos para obtener los flujos de símbolos de transmisión. De
manera alternativa, la combinación puede alcanzarse con
superposición (1) ajustando a escala el primer conjunto de subflujos
de símbolos con un primer factor de ajuste a escala K_{b},
(2) ajustando a escala el segundo conjunto de subflujos de símbolos
con un segundo factor de ajuste a escala K_{e}, y (3)
sumando el primer conjunto de subflujos de símbolos ajustados a
escala con el segundo conjunto de subflujos de símbolos ajustados a
escala para obtener los flujos de símbolos de transmisión.
El flujo base puede codificarse, modularse y
procesarse espacialmente para su recuperación por entidades
receptoras que alcanzan una primera SNR o mejor. El flujo de mejora
puede codificarse, modularse y procesarse espacialmente para su
recuperación por entidades receptoras que alcanzan una segunda SNR o
mejor, donde la segunda SNR es mayor que la primera SNR
Para servicio de difusión, el transmisor
normalmente no conoce las realizaciones de canal (es decir, las
respuestas de canal) de los receptores. En este caso, la
codificación y modulación del flujo base y el flujo de mejora no
dependen de las realizaciones de canal de los receptores. La
codificación y modulación pueden realizarse según tasas de
transmisión seleccionadas para estos flujos basándose en condiciones
esperadas de canal (y no condiciones de canal medidas) para
receptores en el sistema. Para servicio de difusión, el
procesamiento espacial para el flujo base y el flujo de mejora
tampoco depende de las realizaciones de canal de los receptores.
Para algunos servicios, el transmisor puede
tener información para las realizaciones (instantáneas, promedio o
esperadas) de canal de los receptores. En este caso, la codificación
y modulación para los flujos base y de mejora pueden realizarse
según tasas de transmisión seleccionadas para estos flujos basándose
en las realizaciones de canal conocidas.
La figura 11A muestra un diagrama de flujo de un
proceso 1100 realizado por un receptor para recibir el flujo base y
el flujo de mejora que se han transmitido con codificación
jerárquica en un sistema SIMO o MIMO. El proceso 1100 puede usarse
para el esquema TDM.
Múltiples flujos de símbolos recibidos (por
ejemplo, {y_{1}} e {y_{2}}), que se obtienen a
través de múltiples antenas de recepción, se demultiplexan por
división de tiempo para proporcionar un primer conjunto de
subflujos de símbolos recibidos (por ejemplo, {y_{b1}} e
{y_{b2}}) para el flujo base y un segundo conjunto de
subflujos de símbolos recibidos (por ejemplo, {y_{e1}} e
{y_{e2}}) para el flujo de mejora (etapa 1110). El primer
conjunto de subflujos de símbolos recibidos se procesa según un
primer esquema de procesamiento espacial (por ejemplo, un esquema
de diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación
espacial) por un primer procesador espacial (por ejemplo, el
procesador 820a Div/SM de RX en la figura 8A) para obtener un
primer flujo de símbolos de datos recuperado {\hat{s}_{b}}
(etapa 1120). El segundo conjunto de subflujos de símbolos
recibidos se procesa según un segundo esquema de procesamiento
espacial (por ejemplo, un esquema de diversidad de transmisión o un
esquema de multiplexación espacial) por un segundo procesador
espacial (por ejemplo, el procesador 820b Div/SM de RX) para
obtener un segundo flujo de símbolos de datos recuperado
{\hat{s}_{e}} (etapa 1122). El primer flujo de símbolos de
datos recuperado {\hat{s}_{b}} se demodula y decodifica por un
primer procesador de datos (por ejemplo, compuesto por el
demodulador 832a, el desentrelazador 834a de canal y el
decodificador 836a) para obtener un flujo base decodificado
{\hat{d}_{b}} (etapa 1130). El segundo flujo de símbolos de
datos recuperado {\hat{s}_{e}} se demodula y decodifica por un
segundo procesador de datos para obtener un flujo de mejora
decodificado {\hat{d}_{e}} (etapa 1132).
La figura 11B muestra un diagrama de flujo de un
proceso 1150 realizado por un receptor para recibir el flujo base y
el flujo de mejora que se han transmitido con codificación
jerárquica en un sistema SIMO o MIMO. El proceso 1150 puede usarse
para el esquema de superposición.
Se procesan múltiples flujos de símbolos
recibidos (por ejemplo, {y_{1}} e {y_{2}}), que se
obtienen a través de múltiples antenas de recepción, según un
primer esquema de procesamiento espacial (por ejemplo, un esquema
de diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación
espacial, por el procesador 920a espacial en la figura 9A) para
proporcionar un primer flujo de símbolos de datos recuperado
{\hat{s}_{b}} para el flujo base (etapa 1160). Entonces el
primer flujo de símbolos de datos recuperado {\hat{s}_{b}} se
demodula y decodifica (por ejemplo, por el procesador 940a de datos
de RX) para obtener un flujo base decodificado {\hat{d}_{b}}
(etapa 1162). La interferencia debida al flujo base decodificado se
estima y cancela de los flujos de símbolos recibidos (por ejemplo,
por el procesador 950a de datos de TX y el cancelador 930a de
interferencias) para obtener flujos de símbolos modificados (por
ejemplo, {y'_{1}} e {y'_{2}}) (etapa 1164).
Los flujos de símbolos modificados se procesan
según un segundo esquema de procesamiento espacial (por ejemplo, un
esquema de diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación
espacial, por el procesador 920b espacial) para obtener un segundo
flujo de símbolos de datos recuperado {\hat{s}_{e}} (etapa
1170). El segundo flujo de símbolos de datos recuperado
{\hat{s}_{e}} se demodula y decodifica (por ejemplo, por el
procesador 940b de datos de RX) para obtener un flujo de mejora
decodificado {\hat{d}_{e}} (etapa 1172).
Por motivos de claridad, las técnicas de
codificación jerárquica se han descrito específicamente para un
sistema MIMO (2, 2) en la mayor parte de la descripción anterior.
En general, estas técnicas pueden usarse para un sistema SIMO con
cualquier número de antenas de recepción, un sistema MISO con
cualquier número de antenas de transmisión y un sistema MIMO con
cualquier número de antenas de transmisión y cualquier número de
antenas de recepción. STTD transmite dos símbolos desde dos antenas
de transmisión en cada periodo de símbolo. También pueden usarse
otros esquemas de diversidad de transmisión que puedan transmitir
más de dos símbolos desde más de dos antenas de transmisión en cada
periodo de símbolo y se describen en la solicitud de patente
estadounidense mencionada anteriormente n.º de serie 10/179,439. En
el receptor, el procesamiento espacial para STTD puede extenderse a
cualquier número de antenas de recepción. Para el esquema de
multiplexación espacial, el forzado a cero, MMSE, y otras técnicas
de procesamiento de receptor también pueden albergar cualquier
número de antenas de recepción.
Además por motivos de claridad, las técnicas de
codificación jerárquica se han descrito específicamente para un
sistema de comunicación de una única portadora. Estas técnicas
también pueden usarse para un sistema de comunicación de múltiples
portadoras con múltiples (N_{F}) subportadoras o subbandas
de frecuencia que pueden usarse para la transmisión de datos. El
sistema de múltiples portadoras puede ser un sistema OFDMA, un
sistema OFDM, etc. Para un sistema de múltiples portadoras, el flujo
base y el flujo de mejora pueden codificarse y modularse por
separado para obtener dos flujos de símbolos de datos. Cada flujo de
símbolos de datos puede demultiplexarse para dar múltiples
subflujos de símbolos de datos, un subflujo para cada una de las
N_{F} subportadoras. Se proporciona un par de subflujos de
símbolos de datos para cada subportadora para el flujo base y el
flujo de mejora. El par de subflujos de símbolos de datos para cada
subportadora puede procesarse espacialmente (por ejemplo, un
esquema de diversidad de transmisión o un esquema de multiplexación
espacial) de la manera descrita anteriormente para el sistema de
una única portadora para obtener un par de subflujos de símbolos de
transmisión para esa subportadora (si se usan dos antenas de
transmisión). Se obtienen N_{F} pares de subflujos de
símbolos de transmisión para las N_{F} subportadoras del
par de antenas de transmisión. Entonces se procesan los
N_{F} subflujos de símbolos de transmisión para cada antena
de transmisión (por ejemplo, basándose en OFDM o alguna otra
técnica de modulación de múltiples portadoras) para obtener una
señal modulada para esa antena de transmisión. El procesamiento
complementario se realiza en el receptor para recuperar el flujo
base y el flujo de mejora. El procesamiento OFDM en el transmisor y
el receptor se describen con detalle en la solicitud de patente
estadounidense provisional mencionada anteriormente n.º de serie
60/421,309.
Las técnicas de codificación jerárquica también
se han descrito específicamente para la transmisión y recepción del
flujo base y el flujo de mejora para servicio de difusión. En
general, estas técnicas pueden usarse para transmitir y recibir
cualquier número de flujos de datos, donde cada flujo de datos puede
codificarse, modularse y procesarse espacialmente de manera que se
permita a las entidades receptoras que alcanzan una SNR objetivo
designada, o mejor, recibir el flujo de datos. Por tanto, estas
técnicas pueden usarse para soportar servicio de difusión de
múltiples capas (es decir, dos o más capas).
Las técnicas de codificación jerárquica también
pueden usarse para servicios de unidifusión y multidifusión. Para
servicio de unidifusión, puede transmitirse un flujo de símbolos
diferente a cada uno de los múltiples usuarios. Cada flujo de
símbolos puede transmitirse a una tasa de transmisión particular y
usando un esquema de transmisión particular (por ejemplo,
diversidad de transmisión o multiplexación espacial). Las tasas de
transmisión y/o los esquemas de transmisión para los múltiples
flujos de símbolos transmitidos simultáneamente a los múltiples
usuarios pueden determinarse basándose en realimentación
proporcionada por los usuarios. Si se usa superposición para los
múltiples flujos de símbolos, entonces (1) el transmisor informa a
los usuarios acerca del esquema de transmisión que está usándose
para cada usuario y (2) el mejor usuario con SNR mayor recibe,
detecta, decodifica y cancela el flujo de símbolos del usuario con
desventaja antes de detectar y decodificar el flujo de símbolos
enviado al usuario mejor. Para servicio de multidifusión, puede
enviarse un flujo de símbolos diferente a cada grupo de usuarios.
La tasa de transmisión y/o el esquema de transmisión que debe
usarse para cada flujo de símbolos dependen del canal del peor
usuario en el grupo.
Las técnicas descritas en el presente documento
también pueden usarse para soportar transmisión de datos a
diferentes tipos de entidades receptoras. Por ejemplo, el flujo base
puede codificarse, modularse y procesarse espacialmente (por
ejemplo, con un esquema de diversidad de transmisión) para su
recepción por entidades receptoras equipadas con una única antena
de recepción, y el flujo de mejora puede codificarse, modularse y
procesarse espacialmente (por ejemplo, con un esquema de diversidad
de transmisión o de multiplexación espacial) para su recepción por
entidades receptoras equipadas con múltiples antenas de
recepción.
Las técnicas de codificación jerárquica
descritas en el presente documento pueden implementarse por diversos
medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en un
transmisor y un receptor en hardware, software, o una combinación
de los mismos. Para una implementación en hardware, las unidades de
procesamiento usadas para codificación jerárquica en el transmisor
(por ejemplo, el procesador 310 de datos de TX y el procesador 320
espacial de TX) y las unidades de procesamiento usadas para
codificación jerárquica en el receptor (por ejemplo, el procesador
360 espacial de RX y el procesador 370 de datos de RX) pueden
implementarse dentro de uno o más circuitos integrados de
aplicación específica (ASIC), procesadores de señal digital (DSP),
dispositivos de procesamiento de señal digital (DSPD), dispositivos
lógicos programables (PLD), disposiciones de puertas programables
en campo (FPGA), procesadores, controladores, microcontroladores,
microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para
realizar las funciones descritas en el presente documento, o una
combinación de los mismos.
Para una implementación en software, las
técnicas de codificación jerárquica pueden implementarse con módulos
(por ejemplo, procedimientos, funciones, etc.) que realizan las
funciones descritas en el presente documento. Los códigos de
software pueden almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo,
las unidades 332 y 382 de memoria en la figura 3) y ejecutarse por
un procesador (por ejemplo, los controladores 330 y 380). La unidad
de memoria puede implementarse dentro del procesador o de manera
externa al procesador, en cuyo caso estará acoplada en comunicación
con el procesador a través de diversos medios como se conoce en la
técnica.
Los títulos se incluyen en el presente documento
como referencia y para ayudar a localizar ciertas secciones. Estos
títulos no pretenden limitar el alcance de los conceptos descritos
bajo los mismos, y estos conceptos pueden tener aplicabilidad en
otras secciones por toda la memoria descriptiva.
La descripción anterior de las realizaciones
dadas a conocer se proporciona para permitir a cualquier experto en
la técnica realizar o usar la presente invención. Diversas
modificaciones de estas realizaciones serán fácilmente evidentes
para los expertos en la técnica, y los principios genéricos
definidos en el presente documento pueden aplicarse a otras
realizaciones sin alejarse del alcance de la descripción. Por tanto,
la presente invención no pretende estar limitada a las
realizaciones mostradas en el presente documento sino que se le
debe conceder el alcance más amplio conforme a los principios y las
características novedosas dados a conocer en el presente
documento.
Claims (36)
1. Un procedimiento de transmisión de un flujo
base de datos y un flujo de mejora de datos en un sistema de
comunicación inalámbrica, que comprende:
- codificar y modular (1010) el flujo base para obtener un primer flujo de símbolos de datos, en el que el flujo base está indicado para recibirse por una pluralidad de entidades receptoras;
- codificar y modular (1012) el flujo de mejora para obtener un segundo flujo de símbolos de datos, en el que el flujo de mejora está indicado para recibirse por al menos una entidad receptora;
- procesar (1020) el primer flujo de símbolos de datos según un primer esquema de procesamiento espacial para obtener una primera pluralidad de subflujos de símbolos;
- procesar (1022) el segundo flujo de símbolos de datos según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener una segunda pluralidad de subflujos de símbolos; y
- combinar (1030) la primera pluralidad de subflujos de símbolos con la segunda pluralidad de subflujos de símbolos para obtener una pluralidad de flujos de símbolos de transmisión para su transmisión desde una pluralidad de antenas de transmisión,
en el que uno de los esquemas de procesamiento
espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de
transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
2. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que el procesamiento (1020, 1022) para los flujos de símbolos
de datos primero y segundo no depende de las realizaciones de canal
de las entidades receptoras para los flujos base y de mejora.
3. El procedimiento según la reivindicación 2,
en el que la codificación y modulación para los flujos base y de
mejora no dependen de realizaciones de canal de entidades receptoras
para los flujos base y de mejora.
4. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la codificación y modulación para los flujos base y de
mejora se realizan según tasas de transmisión seleccionadas
basándose en realizaciones de canal de entidades receptoras para
los flujos base y de mejora.
5. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que el flujo base y el flujo de mejora se transmiten para un
servicio de difusión.
6. El procedimiento según la reivindicación 5,
en el que el flujo base se codifica, modula y procesa espacialmente
para su recuperación por entidades receptoras que alcanzan una
primera relación señal a ruido (SNR) o mejor, y en el que el flujo
de mejora se codifica, modula y procesa espacialmente para su
recuperación por entidades receptoras que alcanzan una segunda SNR
o mejor, en el que la segunda SNR es mayor que la primera SNR.
7. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que el primer esquema de procesamiento espacial es un esquema
de diversidad de transmisión y el segundo esquema de procesamiento
espacial es un esquema de multiplexación espacial.
8. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que la combinación incluye
multiplexación por división de tiempo de la
primera pluralidad de subflujos de símbolos con la segunda
pluralidad de subflujos de símbolos para obtener la pluralidad de
flujos de símbolos de transmisión.
9. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que la combinación incluye
ajustar a escala la primera pluralidad de
subflujos de símbolos con un primer factor de ajuste a escala para
obtener una primera pluralidad de subflujos de símbolos ajustados a
escala,
ajustar a escala la segunda pluralidad de
subflujos de símbolos con un segundo factor de ajuste a escala para
obtener una segunda pluralidad de subflujos de símbolos ajustados a
escala, y
sumar la primera pluralidad de subflujos de
símbolos ajustados a escala con la segunda pluralidad de subflujos
de símbolos ajustados a escala para obtener la pluralidad de flujos
de símbolos de transmisión.
10. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que el sistema de comunicación inalámbrica es un sistema de
comunicación de una única portadora.
\newpage
11. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que el sistema de comunicación inalámbrica es un sistema de
comunicaciones de múltiples portadoras.
12. El procedimiento según la reivindicación 3,
en el que el sistema de comunicación inalámbrica implementa
multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM).
13. El procedimiento según la reivindicación 1,
en el que la combinación incluye
ajustar a escala la primera pluralidad de
subflujos de símbolos con un primer factor de ajuste a escala para
obtener una primera pluralidad de subflujos de símbolos ajustados a
escala;
ajustar a escala la segunda pluralidad de
subflujos de símbolos con un segundo factor de ajuste a escala para
obtener una segunda pluralidad de subflujos de símbolos ajustados a
escala; y
sumar la primera pluralidad de subflujos de
símbolos ajustados a escala con la segunda pluralidad de subflujos
de símbolos ajustados a escala para obtener la pluralidad de flujos
de símbolos de transmisión para su transmisión desde una pluralidad
de antenas de transmisión.
14. El procedimiento según la reivindicación
13, en el que el flujo base se codifica, modula y procesa
espacialmente para su recuperación por entidades receptoras que
alcanzan una primera relación señal a ruido (SNR) o mejor, y en el
que el flujo de mejora se codifica, modula y procesa espacialmente
para su recuperación por entidades receptoras que alcanzan una
segunda SNR o mejor, en el que la segunda SNR es mayor que la
primera SNR.
15. El procedimiento según la reivindicación
13, en el que el flujo base y el flujo de mejora se transmiten para
un servicio de difusión.
16. El procedimiento según la reivindicación
13, en el que el flujo base está indicado para recibirse por una
pluralidad de entidades receptoras y el flujo de mejora está
indicado para recibirse por al menos una entidad receptora entre la
pluralidad de entidades receptoras.
17. El procedimiento según la reivindicación
13, en el que el flujo base está indicado para recibirse por una
primera entidad receptora y el flujo de mejora está indicado para
recibirse por una segunda entidad receptora.
18. El procedimiento según la reivindicación
13, en el que el procesamiento del primer flujo de símbolos de
datos incluye procesar espacialmente el primer flujo de símbolos de
datos según un esquema de diversidad de transmisión
espacio-temporal (STTD) para obtener la primera
pluralidad de subflujos de símbolos.
19. El procedimiento según la reivindicación
13, en el que el procesamiento del segundo flujo de símbolos de
datos incluye procesar espacialmente el segundo flujo de símbolos de
datos según un esquema de multiplexación espacial para obtener la
segunda pluralidad de subflujos de símbolos.
20. Un aparato, que comprende:
- medios para codificar y modular (310) un flujo base de datos para obtener un primer flujo de símbolos de datos;
- medios para codificar y modular (310) un flujo de mejora de datos para obtener un segundo flujo de símbolos de datos;
- medios para procesar (320) el primer flujo de símbolos de datos según un primer esquema de procesamiento espacial para obtener una primera pluralidad de subflujos de símbolos;
- medios para procesar (320) el segundo flujo de símbolos de datos según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener una segunda pluralidad de subflujos de símbolos; y
- medios para combinar (440) la primera pluralidad de subflujos de símbolos con la segunda pluralidad de subflujos de símbolos para obtener una pluralidad de flujos de símbolos de transmisión para su transmisión desde una pluralidad de antenas de transmisión,
en el que uno de los esquemas de procesamiento
espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de
transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
21. El aparato según la reivindicación 20, en
el que;
los medios para codificar y modular un flujo
base comprenden un primer procesador de datos;
los medios para codificar y modular un flujo de
mejora comprenden un segundo procesador de datos;
los medios para procesar el primer flujo de
símbolos de datos comprenden un primer procesador espacial,
los medios para procesar el segundo flujo de
símbolos de datos comprenden un segundo procesador espacial, y
los medios para combinar comprenden un
combinador.
22. El aparato según la reivindicación 21, en
el que el primer procesador espacial es operativo para realizar un
procesamiento espacial para un esquema de diversidad de transmisión,
y en el que el segundo procesador espacial es operativo para
realizar un procesamiento espacial para un esquema de multiplexación
espacial.
23. El aparato según la reivindicación 21, en
el que el combinador es operativo para multiplexar por división de
tiempo la primera pluralidad de subflujos de símbolos con la segunda
pluralidad de subflujos de símbolos para obtener la pluralidad de
flujos de símbolos de transmisión.
24. El aparato según la reivindicación 21, en
el que el combinador es operativo para ajustar a escala la primera
pluralidad de subflujos de símbolos con un primer factor de ajuste a
escala, ajustar a escala la segunda pluralidad de subflujos de
símbolos con un segundo factor de ajuste a escala y sumar la primera
pluralidad de subflujos de símbolos ajustados a escala con la
segunda pluralidad de subflujos de símbolos ajustados a escala para
obtener la pluralidad de flujos de símbolos de transmisión.
25. Un procedimiento de recepción de un flujo
base de datos y un flujo de mejora de datos en un sistema de
comunicación inalámbrica, que comprende:
- procesar (1160) una pluralidad de flujos de símbolos recibidos, obtenidos a través de una pluralidad de antenas de recepción, según un primer esquema de procesamiento espacial para proporcionar un primer flujo de símbolos de datos recuperado;
- demodular y decodificar (1162) el primer flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo base decodificado;
- estimar la interferencia debida al flujo base decodificado;
- cancelar la interferencia estimada debida al flujo base decodificado de la pluralidad de flujos de símbolos recibidos para obtener una pluralidad de flujos de símbolos modificados;
- procesar (1170) la pluralidad de flujos de símbolos modificados según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener un segundo flujo de símbolos de datos recuperado; y
- demodular y decodificar (1172) el segundo flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo de mejora decodificado,
en el que uno de los esquemas de procesamiento
espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de
transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
26. El procedimiento según la reivindicación
25, en el que el flujo base y el flujo de mejora se reciben para un
servicio de difusión, en el que el flujo base se codifica, modula y
procesa espacialmente en una entidad transmisora para su
recuperación por entidades receptoras que alcanzan una primera
relación señal a ruido (SNR) o mejor, y en el que el flujo de
mejora se codifica, modula y procesa espacialmente en la entidad
transmisora para su recuperación por entidades receptoras que
alcanzan una segunda SNR o mejor, en el que la segunda SNR es mayor
que la primera SNR.
27. El procedimiento según la reivindicación
25, en el que el primer esquema de procesamiento espacial es un
esquema de diversidad de transmisión, y en el que el segundo esquema
de procesamiento espacial es un esquema de multiplexación
espacial.
28. El procedimiento según la reivindicación
25, que comprende además:
- repetir el procesamiento de la pluralidad de flujos de símbolos recibidos y la demodulación y decodificación del primer flujo de símbolos de datos recuperado para una pluralidad de iteraciones para obtener el flujo base decodificado.
29. Un aparato, que comprende:
- medios para procesar (360) una pluralidad de flujos de símbolos recibidos, obtenidos a través de una pluralidad de antenas (352a, 352b) de recepción, según un primer esquema de procesamiento espacial para proporcionar un primer flujo de símbolos de datos recuperado para un flujo base de datos;
- medios para demodular y decodificar (370) el primer flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo base decodificado;
- medios para estimar la interferencia debida al flujo base decodificado;
- medios para cancelar (930a) la interferencia estimada debida al flujo base decodificado de la pluralidad de flujos de símbolos recibidos para obtener una pluralidad de flujos de símbolos modificados;
- medios para procesar la pluralidad de flujos de símbolos modificados según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener un segundo flujo de símbolos de datos recuperado para un flujo de mejora de datos; y
- medios para demodular y decodificar el segundo flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo de mejora decodificado,
en el que uno de los esquemas de procesamiento
espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de
transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
30. El aparato según la reivindicación 29, que
comprende además:
- medios para repetir el procesamiento de la pluralidad de flujos de símbolos recibidos y la demodulación y decodificación del primer flujo de símbolos de datos recuperado para una pluralidad de iteraciones para obtener el flujo base decodificado.
31. El aparato según la reivindicación 29, en
el que:
- dichos medios para procesar una pluralidad de flujos de símbolos recibidos comprenden un primer procesador espacial;
- dichos medios para demodular y decodificar el primer flujo de símbolos de datos recuperado comprenden un primer procesador de datos;
- dichos medios para cancelar la interferencia estimada comprenden un cancelador de interferencias;
- dichos medios para procesar la pluralidad de flujos de símbolos modificados comprenden un segundo procesador espacial; y
- dichos medios para demodular y decodificar el segundo flujo de símbolos de datos recuperado comprende un segundo procesador de datos.
32. Un procedimiento de recepción de un flujo
base de datos y un flujo de mejora de datos en un sistema de
comunicación inalámbrica, que comprende:
- demultiplexar por división de tiempo (1110) una pluralidad de flujos de símbolos recibidos, obtenidos a través de una pluralidad de antenas de recepción, para proporcionar una primera pluralidad de subflujos de símbolos recibidos para el flujo base y una segunda pluralidad de subflujos de símbolos recibidos para el flujo de mejora, en el que el flujo base está indicado para recibirse por una pluralidad de entidades receptoras y el flujo de mejora está indicado para recibirse por al menos una entidad receptora entre la pluralidad de entidades receptoras;
- procesar (1120) la primera pluralidad de subflujos de símbolos recibidos según un primer esquema de procesamiento espacial para obtener un primer flujo de símbolos de datos recuperado;
- procesar (1122) la segunda pluralidad de subflujos de símbolos recibidos según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener un segundo flujo de símbolos de datos recuperado;
- demodular y decodificar (1130) el primer flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo base decodificado; y
- demodular y decodificar (1132) el segundo flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo de mejora decodificado,
en el que uno de los esquemas de procesamiento
espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de
transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
33. El procedimiento según la reivindicación
32, en el que el flujo base y el flujo de mejora se reciben para un
servicio de difusión, en el que el flujo base se codifica, modula y
procesa espacialmente en una entidad transmisora para su
recuperación por entidades receptoras que alcanzan una primera
relación señal a ruido (SNR) o mejor, y en el que el flujo de
mejora se codifica, modula y procesa espacialmente en la entidad
transmisora para su recuperación por entidades receptoras que
alcanzan una segunda SNR o mejor, en el que la segunda SNR es mayor
que la primera SNR.
34. El procedimiento según la reivindicación
32, en el que el primer esquema de procesamiento espacial es un
esquema de diversidad de transmisión, y en el que el segundo esquema
de procesamiento espacial es el esquema de diversidad de
transmisión o un esquema de multiplexación espacial.
35. Un aparato para un sistema de comunicación
inalámbrica, que comprende:
- medios para demultiplexar por división de tiempo (810) una pluralidad de flujos de símbolos recibidos, obtenidos a través de una pluralidad de antenas (352a, 352b) de recepción, para proporcionar una primera pluralidad de subflujos de símbolos recibidos para un flujo base de datos y una segunda pluralidad de subflujos de símbolos recibidos para un flujo de mejora de datos;
- medios para procesar (360) la primera pluralidad de subflujos de símbolos recibidos según un primer esquema de procesamiento espacial para obtener un primer flujo de símbolos de datos recuperado;
- medios para procesar (360) la segunda pluralidad de subflujos de símbolos recibidos según un segundo esquema de procesamiento espacial para obtener un segundo flujo de símbolos de datos recuperado;
- medios para demodular y decodificar (370) el primer flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo base decodificado; y
- medios para demodular y decodificar (370) el segundo flujo de símbolos de datos recuperado para obtener un flujo de mejora decodificado,
en el que uno de los esquemas de procesamiento
espacial primero y segundo es un esquema de diversidad de
transmisión y el otro es un esquema de multiplexación espacial.
36. El aparato según la reivindicación 35 en el
que:
- dichos medios para demultiplexar por división de tiempo comprenden al menos un demultiplexor;
- dichos medios para procesar la primera pluralidad de subflujos de símbolos recibidos comprenden un primer procesador espacial;
- dichos medios para procesar la segunda pluralidad de subflujos de símbolos recibidos comprenden un segundo procesador espacial;
- dichos medios para demodular y decodificar el primer flujo de símbolos de datos recuperado comprenden un primer procesador de datos, y
- dichos medios para demodular y decodificar el segundo flujo de símbolos de datos recuperado comprende un segundo procesador de datos.
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US50646603P | 2003-09-25 | 2003-09-25 | |
| US506466P | 2003-09-25 | ||
| US791314 | 2004-03-01 | ||
| US10/791,314 US7724838B2 (en) | 2003-09-25 | 2004-03-01 | Hierarchical coding with multiple antennas in a wireless communication system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2347250T3 true ES2347250T3 (es) | 2010-10-27 |
Family
ID=34381243
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES04789175T Active ES2347250T3 (es) | 2003-09-25 | 2004-09-27 | Codificacion jerarquica con multiples antenas en un sistema de comunicacion inalambrica. |
Country Status (16)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7724838B2 (es) |
| EP (2) | EP2249504A1 (es) |
| JP (1) | JP4509116B2 (es) |
| KR (1) | KR100780578B1 (es) |
| AR (1) | AR045840A1 (es) |
| AT (1) | ATE474390T1 (es) |
| AU (1) | AU2004306131C1 (es) |
| BR (1) | BRPI0414720A (es) |
| CA (1) | CA2540026C (es) |
| DE (1) | DE602004028146D1 (es) |
| ES (1) | ES2347250T3 (es) |
| IL (1) | IL174515A (es) |
| MX (1) | MXPA06003330A (es) |
| PL (1) | PL1678866T3 (es) |
| TW (1) | TWI390873B (es) |
| WO (1) | WO2005032035A1 (es) |
Families Citing this family (168)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7548787B2 (en) | 2005-08-03 | 2009-06-16 | Kamilo Feher | Medical diagnostic and communication system |
| US8050345B1 (en) | 1999-08-09 | 2011-11-01 | Kamilo Feher | QAM and GMSK systems |
| US7260369B2 (en) | 2005-08-03 | 2007-08-21 | Kamilo Feher | Location finder, tracker, communication and remote control system |
| US9307407B1 (en) | 1999-08-09 | 2016-04-05 | Kamilo Feher | DNA and fingerprint authentication of mobile devices |
| US9813270B2 (en) | 1999-08-09 | 2017-11-07 | Kamilo Feher | Heart rate sensor and medical diagnostics wireless devices |
| US9373251B2 (en) | 1999-08-09 | 2016-06-21 | Kamilo Feher | Base station devices and automobile wireless communication systems |
| US7483675B2 (en) * | 2004-10-06 | 2009-01-27 | Broadcom Corporation | Method and system for weight determination in a spatial multiplexing MIMO system for WCDMA/HSDPA |
| US7724838B2 (en) * | 2003-09-25 | 2010-05-25 | Qualcomm Incorporated | Hierarchical coding with multiple antennas in a wireless communication system |
| US7725084B2 (en) * | 2003-11-24 | 2010-05-25 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for communicating communication data in a multiple-input, multiple-output communication system |
| US7215713B2 (en) * | 2003-11-26 | 2007-05-08 | Delphi Technologies, Inc. | Method to minimize compatibility error in hierarchical modulation |
| WO2005081439A1 (en) | 2004-02-13 | 2005-09-01 | Neocific, Inc. | Methods and apparatus for multi-carrier communication systems with adaptive transmission and feedback |
| US7949074B2 (en) * | 2004-04-24 | 2011-05-24 | Thomson Licensing | Apparatus and method for decoding in a hierarchical, modulation system |
| CN1969473B (zh) * | 2004-06-14 | 2011-02-09 | 三星电子株式会社 | 多输入多输出移动通信系统中控制传输模式的装置和方法 |
| US7680212B2 (en) * | 2004-08-17 | 2010-03-16 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Linear precoding for multi-input systems based on channel estimate and channel statistics |
| GB2418111B (en) * | 2004-09-14 | 2006-08-16 | Toshiba Res Europ Ltd | A receiver for use in a MIMO system |
| US7421004B2 (en) * | 2004-10-05 | 2008-09-02 | Kamilo Feher | Broadband, ultra wideband and ultra narrowband reconfigurable interoperable systems |
| US7359449B2 (en) | 2004-10-05 | 2008-04-15 | Kamilo Feher | Data communication for wired and wireless communication |
| JP4652856B2 (ja) * | 2005-03-16 | 2011-03-16 | パナソニック株式会社 | 無線送信装置、無線通信システム、無線送信方法及び送受信方法 |
| US8842693B2 (en) | 2005-05-31 | 2014-09-23 | Qualcomm Incorporated | Rank step-down for MIMO SCW design employing HARQ |
| US8059608B2 (en) * | 2005-06-14 | 2011-11-15 | Qualcomm Incorporated | Transmit spatial diversity for cellular single frequency networks |
| US20070002724A1 (en) * | 2005-06-15 | 2007-01-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for broadcast superposition and cancellation in a multi-carrier wireless network |
| US7894818B2 (en) * | 2005-06-15 | 2011-02-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for multiplexing broadcast and unicast traffic in a multi-carrier wireless network |
| JP4671790B2 (ja) * | 2005-07-07 | 2011-04-20 | パナソニック株式会社 | 通信装置、基地局装置及び通信方法 |
| EP1750385A1 (en) * | 2005-08-03 | 2007-02-07 | THOMSON Licensing | Method and device for multimedia multicast transmission over a wireless network |
| US10009956B1 (en) | 2017-09-02 | 2018-06-26 | Kamilo Feher | OFDM, 3G and 4G cellular multimode systems and wireless mobile networks |
| US7280810B2 (en) | 2005-08-03 | 2007-10-09 | Kamilo Feher | Multimode communication system |
| EP1925138A4 (en) * | 2005-09-14 | 2012-02-29 | Samsung Electronics Co Ltd | APPARATUS AND METHOD FOR RAFALE DECODING IN AN OFDMA MOBILE COMMUNICATION SYSTEM |
| JP4504293B2 (ja) * | 2005-09-29 | 2010-07-14 | 株式会社東芝 | 複数アンテナを備えた無線通信装置および無線通信システム、無線通信方法 |
| EP1931511A4 (en) | 2005-10-06 | 2013-12-04 | Signext Wireless Ltd | MULTIPLE ACCESS COMPRISING A COMMON CONSTELLATION |
| US8335272B2 (en) * | 2005-10-28 | 2012-12-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Multiple antenna transmission with variable diversity gain |
| US8363738B2 (en) * | 2005-12-05 | 2013-01-29 | Qualcomm Incorporated | Hierarchical coding for multicast messages |
| JP5074411B2 (ja) | 2005-12-05 | 2012-11-14 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | マルチキャストメッセージのための階層的な符号化 |
| TWI431990B (zh) | 2006-01-11 | 2014-03-21 | Interdigital Tech Corp | 以不等調變及編碼方法實施空時處理方法及裝置 |
| JP2009529810A (ja) * | 2006-01-13 | 2009-08-20 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | フィードバック情報に基づくアンテナ選択を使用して伝送ダイバーシティ及び空間多重化を達成するための方法及び装置 |
| CN101444060B (zh) * | 2006-02-01 | 2013-03-20 | Lg电子株式会社 | 在无线通信系统中使用叠加调制来发送和接收数据的方法 |
| US8213548B2 (en) * | 2006-04-04 | 2012-07-03 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for dynamic packet reordering |
| US8139612B2 (en) * | 2006-04-04 | 2012-03-20 | Qualcomm Incorporated | Methods and apparatus for dynamic packet mapping |
| US8340006B2 (en) * | 2006-04-12 | 2012-12-25 | Panasonic Corporation | Transmission of multicast/broadcast services in a wireless communication network |
| US8144814B2 (en) * | 2006-05-22 | 2012-03-27 | Qualcomm Incorporated | Signal quality estimator |
| WO2007136232A2 (en) * | 2006-05-23 | 2007-11-29 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for processing received signal, method thereof, and method for selecting mapping rule |
| US8194760B2 (en) * | 2006-06-01 | 2012-06-05 | Ntt Docomo, Inc. | Method and apparatus for distributed space-time coding in wireless radio networks |
| CN101512935B (zh) * | 2006-07-27 | 2013-10-30 | 艾利森电话股份有限公司 | 通过多个发射机进行分层广播发射 |
| US8027407B2 (en) * | 2006-11-06 | 2011-09-27 | Ntt Docomo, Inc. | Method and apparatus for asynchronous space-time coded transmission from multiple base stations over wireless radio networks |
| KR100851427B1 (ko) * | 2006-11-14 | 2008-08-08 | 고려대학교 산학협력단 | 다중입출력 시스템의 통신 설정 장치 및 그 방법 |
| US8059732B2 (en) * | 2006-11-28 | 2011-11-15 | Ntt Docomo, Inc. | Method and apparatus for wideband transmission from multiple non-collocated base stations over wireless radio networks |
| US8023577B2 (en) | 2007-02-02 | 2011-09-20 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods for efficient channel classification |
| US8861356B2 (en) | 2007-03-13 | 2014-10-14 | Ntt Docomo, Inc. | Method and apparatus for prioritized information delivery with network coding over time-varying network topologies |
| WO2008120925A1 (en) | 2007-03-29 | 2008-10-09 | Lg Electronics Inc. | Method of transmitting sounding reference signal in wireless communication system |
| US20080273452A1 (en) * | 2007-05-04 | 2008-11-06 | Farooq Khan | Antenna mapping in a MIMO wireless communication system |
| US8064548B2 (en) * | 2007-05-18 | 2011-11-22 | Ntt Docomo, Inc. | Adaptive MaxLogMAP-type receiver structures |
| US20090285323A1 (en) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | Sundberg Carl-Erik W | Adaptive soft output m-algorithm receiver structures |
| US20080304590A1 (en) * | 2007-06-06 | 2008-12-11 | Sundberg Carl-Erik W | Method and apparatus for transmission from multiple non-collocated base stations over wireless radio networks |
| WO2008156293A2 (en) * | 2007-06-19 | 2008-12-24 | Lg Electronics Inc. | Method of transmitting sounding reference signal |
| KR101454027B1 (ko) * | 2007-08-10 | 2014-10-24 | 한국전자통신연구원 | 병렬 구조를 가지는 시분할 다중화 통신 시스템 및 방법 |
| EP3293905B1 (en) | 2007-08-14 | 2021-02-17 | LG Electronics Inc. | Method for acquiring resource region information for phich |
| WO2009022790A1 (en) * | 2007-08-14 | 2009-02-19 | Lg Electronics Inc. | Method of transmitting data in a wireless communication system |
| KR101397039B1 (ko) * | 2007-08-14 | 2014-05-20 | 엘지전자 주식회사 | 전송 다이버시티를 사용하는 다중안테나 시스템에서 채널예측 오류의 영향을 감소시키기 위한 ｃｄｍ 방식 신호전송 방법 |
| KR101405974B1 (ko) | 2007-08-16 | 2014-06-27 | 엘지전자 주식회사 | 다중입력 다중출력 시스템에서 코드워드를 전송하는 방법 |
| KR101507785B1 (ko) | 2007-08-16 | 2015-04-03 | 엘지전자 주식회사 | 다중 입출력 시스템에서, 채널품질정보를 송신하는 방법 |
| US8913677B2 (en) * | 2007-08-20 | 2014-12-16 | The Regents Of The University Of California | Symbol timing relative offset multi antenna system and method |
| US20090075686A1 (en) * | 2007-09-19 | 2009-03-19 | Gomadam Krishna S | Method and apparatus for wideband transmission based on multi-user mimo and two-way training |
| CN101939931A (zh) * | 2007-09-28 | 2011-01-05 | 何品翰 | 利用叠加调制进行无线数据组播的鲁棒系统和方法 |
| RU2437237C1 (ru) * | 2007-09-28 | 2011-12-20 | ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. | Устройство для передачи и приема сигнала и способ передачи и приема сигнала |
| WO2009045069A2 (en) * | 2007-10-03 | 2009-04-09 | Lg Electronics Inc. | Optimizing transmission for broadcast multicast service |
| KR101377906B1 (ko) * | 2007-10-29 | 2014-03-25 | 엘지전자 주식회사 | 무선통신 시스템에서 디지털 방송을 위한 데이터 전송방법 |
| US8861326B2 (en) * | 2007-11-01 | 2014-10-14 | Alcatel Lucent | Method and apparatus for transmitting/receiving audio/video contents in wireless access networks |
| FI20075864A0 (fi) * | 2007-11-30 | 2007-11-30 | Nokia Corp | Laite, tietokoneohjelma ja menetelmä |
| KR100981121B1 (ko) * | 2007-12-18 | 2010-09-10 | 한국전자통신연구원 | 다중입력 다중출력 시스템에서의 수신 장치 및 그 방법 |
| JP4903122B2 (ja) * | 2007-12-20 | 2012-03-28 | シャープ株式会社 | 無線通信システム、受信装置、受信方法 |
| US8325840B2 (en) * | 2008-02-25 | 2012-12-04 | Ntt Docomo, Inc. | Tree position adaptive soft output M-algorithm receiver structures |
| US20090220034A1 (en) * | 2008-03-03 | 2009-09-03 | Ramprashad Sean A | Layered receiver structure |
| US8279954B2 (en) * | 2008-03-06 | 2012-10-02 | Ntt Docomo, Inc. | Adaptive forward-backward soft output M-algorithm receiver structures |
| WO2009113763A1 (en) * | 2008-03-11 | 2009-09-17 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Cooperative reception diversity apparatus and method based on signal point rearrangement or superposition modulation in relay system |
| KR100963410B1 (ko) * | 2008-03-11 | 2010-06-14 | 한국전자통신연구원 | 릴레이 시스템에서 신호점 재배열 또는 중첩 변조를 기반으로 하는 협력 수신 다이버시티 장치 및 방법 |
| EP2101497A1 (en) | 2008-03-12 | 2009-09-16 | Thomson Licensing | Method and apparatus for transmitting an image in a wireless network |
| US9801028B2 (en) | 2008-03-21 | 2017-10-24 | Apple Inc. | Multimedia broadcast multicast service (MBMS) utilizing spatial multiplexing |
| WO2009120047A2 (ko) * | 2008-03-28 | 2009-10-01 | 한국전자통신연구원 | 셀룰러 시스템에서 가변 품질 서비스를 위한 계층적 전송 장치 및 방법 |
| US9794103B2 (en) * | 2008-04-24 | 2017-10-17 | Stmicroelectronics S.R.L. | Method and apparatus for multiple antenna communications, and related systems and computer program |
| US8565329B2 (en) * | 2008-06-03 | 2013-10-22 | Ntt Docomo, Inc. | Soft output M-algorithm receiver structures with generalized survivor selection criteria for MIMO systems |
| MX2010013796A (es) * | 2008-07-03 | 2011-01-21 | Ericsson Telefon Ab L M | Metodos y arreglos en un sistema inalambrico de comunicaciones. |
| EP2302855A4 (en) * | 2008-07-18 | 2012-10-03 | Alcatel Lucent | METHOD AND DEVICE FOR PERFORMING INTERMEDIATE PROCESSING FOR SEVERAL SUBCANNING SIGNALS IN AN SC-FDMA SYSTEM |
| US8229443B2 (en) * | 2008-08-13 | 2012-07-24 | Ntt Docomo, Inc. | Method of combined user and coordination pattern scheduling over varying antenna and base-station coordination patterns in a multi-cell environment |
| US8451951B2 (en) | 2008-08-15 | 2013-05-28 | Ntt Docomo, Inc. | Channel classification and rate adaptation for SU-MIMO systems |
| US8705484B2 (en) * | 2008-08-15 | 2014-04-22 | Ntt Docomo, Inc. | Method for varying transmit power patterns in a multi-cell environment |
| US8542640B2 (en) * | 2008-08-28 | 2013-09-24 | Ntt Docomo, Inc. | Inter-cell approach to operating wireless beam-forming and user selection/scheduling in multi-cell environments based on limited signaling between patterns of subsets of cells |
| US8855221B2 (en) * | 2008-09-15 | 2014-10-07 | Ntt Docomo, Inc. | Method and apparatus for iterative receiver structures for OFDM/MIMO systems with bit interleaved coded modulation |
| US8693442B2 (en) * | 2008-09-22 | 2014-04-08 | Blackberry Limited | Multi-site MIMO cooperation in cellular network |
| US9608780B2 (en) * | 2008-09-23 | 2017-03-28 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity for SC-FDMA |
| TW201014926A (en) * | 2008-10-15 | 2010-04-16 | Nat Univ Tsing Hua | Method for producing metallic oxide film having high dielectric constant |
| EP2359664A1 (en) * | 2008-11-21 | 2011-08-24 | Pin-Han Ho | System, method, and computer program for superposition coded multicast with a single modulation scheme |
| EP3570615B1 (en) | 2008-12-08 | 2021-03-17 | Wireless Future Technologies Inc. | Uplink control signaling in cellular telecommunication system |
| US9048977B2 (en) | 2009-05-05 | 2015-06-02 | Ntt Docomo, Inc. | Receiver terminal driven joint encoder and decoder mode adaptation for SU-MIMO systems |
| CN101615911B (zh) * | 2009-05-12 | 2010-12-08 | 华为技术有限公司 | 一种编解码方法和装置 |
| CN101902308A (zh) * | 2009-07-21 | 2010-12-01 | 美商威睿电通公司 | 反向链路移动发送分集的装置,方法和系统 |
| US20110069772A1 (en) * | 2009-09-02 | 2011-03-24 | Sophie Vrzic | Transmission of multicast broadcast service (mbs) traffic in a wireless environment |
| CN102823278A (zh) * | 2009-09-02 | 2012-12-12 | 岩星比德科有限公司 | 无线环境中的多播广播服务（mbs）的传输 |
| WO2011041492A2 (en) | 2009-09-30 | 2011-04-07 | Interdigital Patent Holdings, Inc. | Method and apparatus for multi-antenna transmission in uplink |
| EP2487901A4 (en) * | 2009-10-08 | 2014-01-29 | Lg Electronics Inc | METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING AND RECEIVING BROADCAST SIGNALS |
| US20110142153A1 (en) * | 2009-12-15 | 2011-06-16 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Multiple-input multiple-output system, receiving apparatus and method of receiving signals |
| CN101848069B (zh) * | 2009-12-22 | 2013-06-19 | 北京邮电大学 | 一种基于分级业务的多天线数据传输方法、系统及装置 |
| JP5473131B2 (ja) * | 2010-01-15 | 2014-04-16 | シャープ株式会社 | 通信システム、通信装置、通信方法およびそのプロセッサ |
| US8514961B2 (en) | 2010-02-04 | 2013-08-20 | Ntt Docomo, Inc. | Method and apparatus for distributed space-time coding in wireless radio networks |
| ES2599616T3 (es) * | 2010-02-08 | 2017-02-02 | Lg Electronics Inc. | Aparato de transmisión de señal de difusión, aparato de recepción de señal de difusión y métodos correspondiente |
| EP2536136A4 (en) * | 2010-02-12 | 2015-06-17 | Lg Electronics Inc | BROADCAST SIGNAL AND RECEIVER AND BROADCAST SIGNALING AND RECEIVING METHOD |
| US10027518B2 (en) | 2010-02-12 | 2018-07-17 | Lg Electronics Inc. | Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method |
| EP2541917B1 (en) * | 2010-02-23 | 2015-05-06 | LG Electronics Inc. | Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception |
| CN102783050B (zh) * | 2010-02-25 | 2015-05-13 | 索尼公司 | 用于在多载波广播系统中发送数据的发送装置和方法 |
| US8995593B2 (en) * | 2010-09-14 | 2015-03-31 | Sony Corporation | Communication device using spatial diversity, communications system and method |
| CN102571260A (zh) * | 2010-12-22 | 2012-07-11 | 工业和信息化部电信传输研究所 | 一种分层异构多天线传输系统 |
| CN102082632B (zh) * | 2010-12-28 | 2013-02-13 | 西南交通大学 | 多输入多输出蜂窝通信系统中下行多用户多中继传输方法 |
| EP2688331B1 (en) | 2011-03-18 | 2016-07-27 | Fujitsu Limited | Wireless communication system, mobile station, base station, and wireless communication method |
| JP5622646B2 (ja) * | 2011-04-08 | 2014-11-12 | 三菱電機株式会社 | 送信装置、受信装置、無線通信装置および無線通信方法 |
| FR2985590B1 (fr) | 2012-01-10 | 2014-11-07 | Dreampath Diagnostics | Dispositif et procede de stockage et d'ordonnancement de cassettes de prelevement biologique |
| JP5851280B2 (ja) * | 2012-02-28 | 2016-02-03 | 三菱電機株式会社 | 無線受信装置、無線通信装置および無線受信方法 |
| US8744017B2 (en) * | 2012-03-02 | 2014-06-03 | CMMB Vision USA Inc. | Demapping for hierarchical Quadrature Amplitude Modulation |
| US8761317B2 (en) * | 2012-04-04 | 2014-06-24 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Soft-bit generation and channel estimation for interference cancellation using decoder output |
| US8897406B2 (en) | 2012-04-30 | 2014-11-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Communication system with iterative detector and decoder and method of operation thereof |
| US8675785B2 (en) * | 2012-05-14 | 2014-03-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatus for Turbo receiver processing |
| US8842765B2 (en) | 2012-05-29 | 2014-09-23 | Magnolia Broadband Inc. | Beamformer configurable for connecting a variable number of antennas and radio circuits |
| US8644413B2 (en) | 2012-05-29 | 2014-02-04 | Magnolia Broadband Inc. | Implementing blind tuning in hybrid MIMO RF beamforming systems |
| US8861635B2 (en) | 2012-05-29 | 2014-10-14 | Magnolia Broadband Inc. | Setting radio frequency (RF) beamformer antenna weights per data-stream in a multiple-input-multiple-output (MIMO) system |
| US8971452B2 (en) | 2012-05-29 | 2015-03-03 | Magnolia Broadband Inc. | Using 3G/4G baseband signals for tuning beamformers in hybrid MIMO RDN systems |
| US8619927B2 (en) | 2012-05-29 | 2013-12-31 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for discrete gain control in hybrid MIMO/RF beamforming |
| US8811522B2 (en) | 2012-05-29 | 2014-08-19 | Magnolia Broadband Inc. | Mitigating interferences for a multi-layer MIMO system augmented by radio distribution network |
| US8837650B2 (en) | 2012-05-29 | 2014-09-16 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for discrete gain control in hybrid MIMO RF beamforming for multi layer MIMO base station |
| US8767862B2 (en) | 2012-05-29 | 2014-07-01 | Magnolia Broadband Inc. | Beamformer phase optimization for a multi-layer MIMO system augmented by radio distribution network |
| US9351288B2 (en) * | 2012-06-05 | 2016-05-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Uplink channel sounding and channel state information estimation in mobile communication systems with multiple antennas |
| US9154204B2 (en) | 2012-06-11 | 2015-10-06 | Magnolia Broadband Inc. | Implementing transmit RDN architectures in uplink MIMO systems |
| US8797969B1 (en) | 2013-02-08 | 2014-08-05 | Magnolia Broadband Inc. | Implementing multi user multiple input multiple output (MU MIMO) base station using single-user (SU) MIMO co-located base stations |
| US9343808B2 (en) | 2013-02-08 | 2016-05-17 | Magnotod Llc | Multi-beam MIMO time division duplex base station using subset of radios |
| US20140226740A1 (en) | 2013-02-13 | 2014-08-14 | Magnolia Broadband Inc. | Multi-beam co-channel wi-fi access point |
| US8989103B2 (en) | 2013-02-13 | 2015-03-24 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for selective attenuation of preamble reception in co-located WI FI access points |
| US8774150B1 (en) | 2013-02-13 | 2014-07-08 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for reducing side-lobe contamination effects in Wi-Fi access points |
| US9155110B2 (en) | 2013-03-27 | 2015-10-06 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for co-located and co-channel Wi-Fi access points |
| US9100968B2 (en) | 2013-05-09 | 2015-08-04 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for digital cancellation scheme with multi-beam |
| US9203659B2 (en) * | 2013-06-07 | 2015-12-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Computing system with interference classification mechanism and method of operation thereof |
| US9425882B2 (en) | 2013-06-28 | 2016-08-23 | Magnolia Broadband Inc. | Wi-Fi radio distribution network stations and method of operating Wi-Fi RDN stations |
| US8995416B2 (en) | 2013-07-10 | 2015-03-31 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for simultaneous co-channel access of neighboring access points |
| WO2015005541A1 (ko) * | 2013-07-11 | 2015-01-15 | 엘지전자 주식회사 | 단말 간 직접통신의 서비스 품질을 보장하기 위한 전력 제어 방법 및 이를 위한 장치 |
| US9660766B2 (en) * | 2013-07-18 | 2017-05-23 | Lg Electronics Inc. | Robust symbol transmission and reception method using hierarchical modulation in wireless access system |
| US8824596B1 (en) | 2013-07-31 | 2014-09-02 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for uplink transmissions in time division MIMO RDN architecture |
| US9497781B2 (en) | 2013-08-13 | 2016-11-15 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for co-located and co-channel Wi-Fi access points |
| US9088898B2 (en) | 2013-09-12 | 2015-07-21 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for cooperative scheduling for co-located access points |
| US9060362B2 (en) | 2013-09-12 | 2015-06-16 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for accessing an occupied Wi-Fi channel by a client using a nulling scheme |
| US9172454B2 (en) | 2013-11-01 | 2015-10-27 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for calibrating a transceiver array |
| US8891598B1 (en) | 2013-11-19 | 2014-11-18 | Magnolia Broadband Inc. | Transmitter and receiver calibration for obtaining the channel reciprocity for time division duplex MIMO systems |
| US8929322B1 (en) * | 2013-11-20 | 2015-01-06 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for side lobe suppression using controlled signal cancellation |
| US8942134B1 (en) | 2013-11-20 | 2015-01-27 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for selective registration in a multi-beam system |
| US9294177B2 (en) | 2013-11-26 | 2016-03-22 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for transmit and receive antenna patterns calibration for time division duplex (TDD) systems |
| US9014066B1 (en) | 2013-11-26 | 2015-04-21 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for transmit and receive antenna patterns calibration for time division duplex (TDD) systems |
| CN103595452B (zh) * | 2013-12-02 | 2017-02-15 | 哈尔滨工业大学 | 多输入多输出通信方法 |
| US9042276B1 (en) | 2013-12-05 | 2015-05-26 | Magnolia Broadband Inc. | Multiple co-located multi-user-MIMO access points |
| US9100154B1 (en) | 2014-03-19 | 2015-08-04 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for explicit AP-to-AP sounding in an 802.11 network |
| US9172446B2 (en) | 2014-03-19 | 2015-10-27 | Magnolia Broadband Inc. | Method and system for supporting sparse explicit sounding by implicit data |
| US9271176B2 (en) | 2014-03-28 | 2016-02-23 | Magnolia Broadband Inc. | System and method for backhaul based sounding feedback |
| WO2015156776A1 (en) | 2014-04-08 | 2015-10-15 | Empire Technology Development Llc | Full duplex radio communication |
| WO2015160333A1 (en) | 2014-04-15 | 2015-10-22 | Empire Technology Development Llc | Self interference cancellation |
| US9942013B2 (en) | 2014-05-07 | 2018-04-10 | Qualcomm Incorporated | Non-orthogonal multiple access and interference cancellation |
| US9716573B2 (en) | 2014-06-13 | 2017-07-25 | Futurewei Technologies, Inc. | Aggregated touchless wireless fronthaul |
| US10200982B2 (en) * | 2014-09-26 | 2019-02-05 | Intel Corporation | Structured super-positioning coding to enhance control channel capacity |
| EP3001585B1 (en) * | 2014-09-29 | 2017-07-12 | Alcatel Lucent | Optical coherent receiver with forward error correction and parallel decoding |
| US20160316513A1 (en) * | 2015-04-23 | 2016-10-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Communication device and method for controlling the same |
| US10027413B2 (en) | 2015-06-18 | 2018-07-17 | Futurewei Technologies, Inc. | Cascaded waveform modulation with an embedded control signal for high-performance mobile fronthaul |
| EP3350949B1 (en) | 2015-09-17 | 2020-01-01 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Transmitting user data to a wireless communication device over a control channel |
| US9973363B1 (en) * | 2016-05-20 | 2018-05-15 | Xilinx, Inc. | Generalized frequency division multiplexing (GFDM) multiple-input multiple-output (MIMO) system |
| US10650621B1 (en) | 2016-09-13 | 2020-05-12 | Iocurrents, Inc. | Interfacing with a vehicular controller area network |
| US10152457B1 (en) | 2016-10-25 | 2018-12-11 | Seagate Technology Llc | Target parameter adaptation |
| US10084553B1 (en) * | 2016-12-22 | 2018-09-25 | Seagate Technology Llc | Iterative recovery from baseline or timing disturbances |
Family Cites Families (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69725995T2 (de) * | 1996-08-29 | 2004-11-11 | Cisco Technology, Inc., San Jose | Raumzeitliche signalverarbeitung für übertragungssysteme |
| JPH10278530A (ja) * | 1997-04-08 | 1998-10-20 | Honda Motor Co Ltd | 接地荷重制御装置 |
| US5852630A (en) * | 1997-07-17 | 1998-12-22 | Globespan Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for a RADSL transceiver warm start activation procedure with precoding |
| US7105491B2 (en) * | 1999-01-06 | 2006-09-12 | Wisconsin Alumni Research Foundation (Warf) | Biosynthesis of enediyne compounds by manipulation of C-1027 gene pathway |
| US6377607B1 (en) * | 1999-05-13 | 2002-04-23 | Qualcomm Incorporated | System and method for performing accurate demodulation of turbo-encoded signals via pilot assisted coherent demodulation |
| WO2001039456A1 (en) | 1999-11-23 | 2001-05-31 | Thomson Licensing S.A. | Gray encoding for hierarchical qam transmission systems |
| US6473467B1 (en) * | 2000-03-22 | 2002-10-29 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for measuring reporting channel state information in a high efficiency, high performance communications system |
| US20020154705A1 (en) * | 2000-03-22 | 2002-10-24 | Walton Jay R. | High efficiency high performance communications system employing multi-carrier modulation |
| US6944120B2 (en) * | 2000-04-12 | 2005-09-13 | Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry | Method and system for tiered digital television terrestrial broadcasting services using multi-bit-stream frequency interleaved OFDM |
| US6985434B2 (en) * | 2000-09-01 | 2006-01-10 | Nortel Networks Limited | Adaptive time diversity and spatial diversity for OFDM |
| KR100355270B1 (ko) * | 2000-10-11 | 2002-10-11 | 한국전자통신연구원 | 시분할 방법을 이용하는 핑거와, 이를 구비한 레이크 수신기 |
| US8634481B1 (en) * | 2000-11-16 | 2014-01-21 | Alcatel Lucent | Feedback technique for wireless systems with multiple transmit and receive antennas |
| US6987819B2 (en) * | 2000-12-29 | 2006-01-17 | Motorola, Inc. | Method and device for multiple input/multiple output transmit and receive weights for equal-rate data streams |
| US6731668B2 (en) | 2001-01-05 | 2004-05-04 | Qualcomm Incorporated | Method and system for increased bandwidth efficiency in multiple input—multiple output channels |
| US6771706B2 (en) * | 2001-03-23 | 2004-08-03 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system |
| US6859503B2 (en) | 2001-04-07 | 2005-02-22 | Motorola, Inc. | Method and system in a transceiver for controlling a multiple-input, multiple-output communications channel |
| US7209524B2 (en) | 2001-04-27 | 2007-04-24 | The Directv Group, Inc. | Layered modulation for digital signals |
| US7801247B2 (en) * | 2001-05-01 | 2010-09-21 | Texas Instruments Incorporated | Multiple input, multiple output system and method |
| US6785341B2 (en) | 2001-05-11 | 2004-08-31 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for processing data in a multiple-input multiple-output (MIMO) communication system utilizing channel state information |
| JP2002344965A (ja) | 2001-05-11 | 2002-11-29 | Sony Corp | データ伝送システム |
| US20020193146A1 (en) * | 2001-06-06 | 2002-12-19 | Mark Wallace | Method and apparatus for antenna diversity in a wireless communication system |
| US20030012315A1 (en) * | 2001-07-06 | 2003-01-16 | John Fan | System and method for multistage error correction coding wirelessly transmitted information in a multiple antennae communication system |
| JP4719932B2 (ja) | 2001-07-10 | 2011-07-06 | 学校法人慶應義塾 | 送信サイトダイバーシチシステム |
| US7149254B2 (en) | 2001-09-06 | 2006-12-12 | Intel Corporation | Transmit signal preprocessing based on transmit antennae correlations for multiple antennae systems |
| US6965774B1 (en) * | 2001-09-28 | 2005-11-15 | Arraycomm, Inc. | Channel assignments in a wireless communication system having spatial channels including enhancements in anticipation of new subscriber requests |
| US20030125040A1 (en) * | 2001-11-06 | 2003-07-03 | Walton Jay R. | Multiple-access multiple-input multiple-output (MIMO) communication system |
| AUPR918001A0 (en) * | 2001-11-30 | 2001-12-20 | Foursticks Pty Ltd | Credit based algorithm for traffic shaping |
| US7154936B2 (en) | 2001-12-03 | 2006-12-26 | Qualcomm, Incorporated | Iterative detection and decoding for a MIMO-OFDM system |
| US6909753B2 (en) * | 2001-12-05 | 2005-06-21 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Combined MPEG-4 FGS and modulation algorithm for wireless video transmission |
| US6760388B2 (en) * | 2001-12-07 | 2004-07-06 | Qualcomm Incorporated | Time-domain transmit and receive processing with channel eigen-mode decomposition for MIMO systems |
| US7020110B2 (en) * | 2002-01-08 | 2006-03-28 | Qualcomm Incorporated | Resource allocation for MIMO-OFDM communication systems |
| US7076263B2 (en) * | 2002-02-19 | 2006-07-11 | Qualcomm, Incorporated | Power control for partial channel-state information (CSI) multiple-input, multiple-output (MIMO) systems |
| US6636568B2 (en) * | 2002-03-01 | 2003-10-21 | Qualcomm | Data transmission with non-uniform distribution of data rates for a multiple-input multiple-output (MIMO) system |
| JP2003304510A (ja) * | 2002-04-12 | 2003-10-24 | Mitsubishi Electric Corp | デジタル放送システム、デジタル放送送信機およびデジタル放送受信機 |
| US7095709B2 (en) | 2002-06-24 | 2006-08-22 | Qualcomm, Incorporated | Diversity transmission modes for MIMO OFDM communication systems |
| US6873606B2 (en) | 2002-10-16 | 2005-03-29 | Qualcomm, Incorporated | Rate adaptive transmission scheme for MIMO systems |
| US8320301B2 (en) | 2002-10-25 | 2012-11-27 | Qualcomm Incorporated | MIMO WLAN system |
| US7822140B2 (en) * | 2003-03-17 | 2010-10-26 | Broadcom Corporation | Multi-antenna communication systems utilizing RF-based and baseband signal weighting and combining |
| US7724838B2 (en) * | 2003-09-25 | 2010-05-25 | Qualcomm Incorporated | Hierarchical coding with multiple antennas in a wireless communication system |
| KR100580840B1 (ko) | 2003-10-09 | 2006-05-16 | 한국전자통신연구원 | 다중 입력 다중 출력 시스템의 데이터 통신 방법 |
| WO2006002310A2 (en) | 2004-06-22 | 2006-01-05 | Conexant Systems, Inc. | Legacy compatible spatial multiplexing systems and methods |
| US20060018247A1 (en) | 2004-07-22 | 2006-01-26 | Bas Driesen | Method and apparatus for space interleaved communication in a multiple antenna communication system |
-
2004
- 2004-03-01 US US10/791,314 patent/US7724838B2/en active Active
- 2004-09-27 KR KR1020067008004A patent/KR100780578B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2004-09-27 AT AT04789175T patent/ATE474390T1/de not_active IP Right Cessation
- 2004-09-27 AU AU2004306131A patent/AU2004306131C1/en not_active Ceased
- 2004-09-27 EP EP10162201A patent/EP2249504A1/en not_active Ceased
- 2004-09-27 TW TW093129270A patent/TWI390873B/zh not_active IP Right Cessation
- 2004-09-27 ES ES04789175T patent/ES2347250T3/es active Active
- 2004-09-27 WO PCT/US2004/031828 patent/WO2005032035A1/en active Application Filing
- 2004-09-27 AR ARP040103501A patent/AR045840A1/es unknown
- 2004-09-27 EP EP04789175A patent/EP1678866B1/en active Active
- 2004-09-27 MX MXPA06003330A patent/MXPA06003330A/es active IP Right Grant
- 2004-09-27 PL PL04789175T patent/PL1678866T3/pl unknown
- 2004-09-27 DE DE602004028146T patent/DE602004028146D1/de active Active
- 2004-09-27 CA CA2540026A patent/CA2540026C/en active Active
- 2004-09-27 BR BRPI0414720-0A patent/BRPI0414720A/pt not_active IP Right Cessation
- 2004-09-27 JP JP2006528317A patent/JP4509116B2/ja active Active
-
2006
- 2006-03-23 IL IL174515A patent/IL174515A/en not_active IP Right Cessation
-
2010
- 2010-05-11 US US12/777,518 patent/US8542765B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20100220708A1 (en) | 2010-09-02 |
| EP1678866A1 (en) | 2006-07-12 |
| JP2007507187A (ja) | 2007-03-22 |
| EP2249504A1 (en) | 2010-11-10 |
| IL174515A0 (en) | 2009-02-11 |
| ATE474390T1 (de) | 2010-07-15 |
| KR100780578B1 (ko) | 2007-11-30 |
| CA2540026A1 (en) | 2005-04-07 |
| AR045840A1 (es) | 2005-11-16 |
| US8542765B2 (en) | 2013-09-24 |
| JP4509116B2 (ja) | 2010-07-21 |
| TWI390873B (zh) | 2013-03-21 |
| MXPA06003330A (es) | 2006-06-08 |
| AU2004306131B2 (en) | 2008-05-15 |
| CA2540026C (en) | 2012-02-21 |
| WO2005032035A1 (en) | 2005-04-07 |
| TW200522567A (en) | 2005-07-01 |
| AU2004306131C1 (en) | 2009-03-26 |
| BRPI0414720A (pt) | 2006-11-21 |
| DE602004028146D1 (de) | 2010-08-26 |
| EP1678866B1 (en) | 2010-07-14 |
| US20050068918A1 (en) | 2005-03-31 |
| PL1678866T3 (pl) | 2010-12-31 |
| AU2004306131A1 (en) | 2005-04-07 |
| KR20060066748A (ko) | 2006-06-16 |
| US7724838B2 (en) | 2010-05-25 |
| IL174515A (en) | 2010-12-30 |
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