ES2320200T3 - Circuito integrado de alta frecuencia para influir sobre la amplitud de señales. - Google Patents
Circuito integrado de alta frecuencia para influir sobre la amplitud de señales. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2320200T3 ES2320200T3 ES02010413T ES02010413T ES2320200T3 ES 2320200 T3 ES2320200 T3 ES 2320200T3 ES 02010413 T ES02010413 T ES 02010413T ES 02010413 T ES02010413 T ES 02010413T ES 2320200 T3 ES2320200 T3 ES 2320200T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- damping
- high frequency
- integrated circuit
- frequency integrated
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/24—Frequency-independent attenuators
- H03H11/245—Frequency-independent attenuators using field-effect transistor
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
Circuito integrado de alta frecuencia con elementos de amortiguamiento que tiene una entrada (E), una salida (A) y transistores de efecto de campo (F1, F2, F3, F4, F5, F6, F7, F8, F9, F10) como elementos de conmutación con tensiones eléctricas de alimentación positivas (U1, U2, U2_inv, U3, U3_inv, U4, U4_inv), en que los elementos de amortiguamiento controlan la amplitud de una señal nominal, aplicada a la entrada (E), conforme a un estado de amortiguamiento conmutable entre dos estados y generan a la salida (A) una señal real, caracterizado porque los elementos de amortiguamiento tienen inductancias (L1, L2, L3) y/o capacitancias (C1) para la compensación de fase, y porque los transistores de efecto de campo (F1, F2, F3, F4, F5, F6, F7, F8, F9, F10) son activables sin gasto energético.
Description
Circuito integrado de alta frecuencia para
influir sobre la amplitud de señales.
La invención se refiere a un circuito integrado
de alta frecuencia con elementos de amortiguamiento para ajustar la
amplitud de una señal nominal suministrada al circuito de alta
frecuencia formando una señal real generada en el circuito de alta
frecuencia.
En los circuitos integrados de alta frecuencia
empleados habitualmente para influir sobre la amplitud de señales,
que tienen en particular elementos de conmutación sobre la base de
transistores de efecto de campo metal-semiconductor
(MESFET, del inglés "Metal Semiconductor Field Effect
Transistor") o transistores de alta movilidad electrónica (HEMT,
del inglés "High Electron Mobility Transistor"), se llega a
modificaciones de fase indeseadas de las señales. De forma
conocida, estas modificaciones de fase indeseadas son compensadas
mediante circuitos y algoritmos costosos. Un circuito integrado de
alta frecuencia de este tipo, en el que la influencia sobre la
amplitud de las señales se produce mediante elementos de
amortiguamiento no compensados, se describe en Brian Bedard;
"Fast GaAs MMIC attenuator has 5-b resolution";
Microwaves & RF; Octubre 1991, páginas 71-76. En
el documento EP 0 360 916 A1 se describe otro elemento de
amortiguamiento no compensado en fase.
Además, los circuitos de alta frecuencia
habituales necesitan tensiones eléctricas de control negativas para
el establecimiento de los respectivos estados de operación. Los
circuitos lógicos digitales con los que son activados los circuitos
de alta frecuencia trabajan sin embargo con tensiones eléctricas
positivas. Esto es desventajoso en el sentido de que los circuitos
de alta frecuencia habituales necesitan dos tensiones eléctricas de
alimentación. Por este motivo se necesitan interfaces adicionales
(por ejemplo convertidores de nivel) entre el circuito de alta
frecuencia y el circuito lógico digital. A través de ello resultan
otras desventajas en lo relativo a las necesidades de espacio en un
microchip en el que está integrado el circuito de alta frecuencia.
Otras desventajas son el mayor tiempo de respuesta, el elevado
consumo eléctrico y los altos costes de fabricación.
En el documento US 5.796.286 se describe un
elemento de amortiguamiento con dos estados de amortiguamiento. La
conmutación entre los estados de amortiguamiento se produce mediante
transistores de efecto de campo (FET, del inglés "Field Effect
Transistor"), que pueden ser conmutados a un estado conductor y
de bloqueo. La activación del transistor FET se produce mediante
una fuente de corriente constante, que es alimentada por una tensión
eléctrica de alimentación positiva. De aquí procede la desventaja
de un elevado consumo eléctrico del elemento de amortiguamiento.
Otras desventajas son los elevados costes de fabricación y las
elevadas necesidades de espacio del elemento de
amortiguamiento.
Constituye la tarea de la invención proporcionar
un circuito integrado de alta frecuencia para influir sobre la
amplitud de señales, el cual esté compensado en fase y con el cual
puedan reducirse las necesidades de espacio, el tiempo de respuesta
y los costes de fabricación de un circuito de alta frecuencia de
este tipo sobre un microchip.
Esta tarea es resuelta con las características
del circuito integrado de alta frecuencia de la reivindicación 1.
Realizaciones ventajosas del circuito de alta frecuencia son el
objeto de reivindicaciones adicionales.
Conforme a la invención, los elementos de
amortiguamiento tienen inductancias y/o capacitancias para la
compensación de fase. Además de ello, los transistores de efecto de
campo son activables sin gasto energético. La ventaja es que, en
contraposición con el estado de la técnica, no es necesaria ninguna
interfaz adicional entre el circuito lógico digital y el circuito
de alta frecuencia. A través de ello se acorta considerablemente el
tiempo de respuesta del circuito de alta frecuencia conforme a la
invención. Además, el circuito de alta frecuencia conforme a la
invención necesita menos espacio sobre un microchip, con lo que se
reducen los costes de fabricación. Otra ventaja es que el circuito
integrado de alta frecuencia conforme a la invención sólo necesita
una tensión eléctrica de alimentación. Otra ventaja es que con la
activación sin gasto energético conforme a la invención de los
transistores de efecto de campo no se consume electricidad en los
elementos de amortiguamiento.
Con el circuito integrado de alta frecuencia
conforme a la invención, el ajuste de amplitud se produce en pasos
fijos mediante elementos de amortiguamiento ventajosamente
conectados en serie uno tras otro. Los elementos de amortiguamiento
son conmutables de forma ventajosa respectivamente a un estado con
poca pérdida (amortiguamiento) y con pérdida definida. La ventaja
aquí es que a través de ello puede conseguirse un ajuste definido de
la potencia de señal o de la amplitud de señal en varios pasos. Si
por ejemplo todos los elementos de amortiguamiento están conmutados
a un estado con pérdida mínima, se hace máxima la amplitud de la
señal real.
En los elementos de amortiguamiento individuales
las inductancias y/o las capacitancias están conectadas entre sí
ventajosamente de tal modo que un cambio de fase indeseado de la
señal nominal, es decir de la señal sobre la que hay que influir,
es compensado en el elemento de amortiguamiento. Sin medidas
adicionales, la fase de paso de un elemento de amortiguamiento
individual depende del estado de conmutación (poca pérdida o pérdida
definida). Mediante la conmutación en el elemento de
amortiguamiento, la señal nominal (la señal sobre la que hay que
influir) no sólo sufre un cambio de amplitud, sino también un cambio
de fase indeseado. Las capacitancias y/o las inductancias
existentes conforme a la invención en el circuito de alta frecuencia
provocan un cambio de fase adicional, que se opone al cambio de
fase indeseado y con ello compensa éste.
Los elementos de amortiguamiento tienen
preferentemente un amortiguamiento de 0,5 dB, 1 dB, 2 dB, 4 dB, 8
dB, 16 dB. Son posibles sin embargo también divisiones
arbitrariamente binarias, por ejemplo 0,75 dB, 1,5 dB, 3 dB, 6 dB,
etc. o 0,45 dB, 0,9 dB, 1,8 dB, 3,6 dB, 7,2 dB, etc. Además de ello
pueden emplearse divisiones no binarias, por ejemplo 0,71 dB, 1,27
dB, 2,26 dB, 4 dB, 7,2 dB, etc.
Como elementos de conmutación sirven en
particular transistores de efecto de campo que son llevados a un
estado conductor y a un estado de bloqueo a través de una tensión
eléctrica de entrada (también denominada tensión de puerta). Pueden
emplearse sin embargo también transistores bipolares, que mediante
activación con una pequeña corriente de base pueden ser llevados a
un estado conductor. Conforme a la invención, estos elementos de
conmutación tienen una tensión eléctrica de alimentación positiva.
Esto se lleva a la práctica en particular mediante el recurso de
que los elementos de amortiguamiento son alimentados con una tensión
eléctrica positiva. Ventajosamente, los elementos de conmutación
son activables mediante niveles digitales positivos, en particular
niveles TTL (del inglés "Transistor-Transistor
Logic", lógica transistor-transistor) o niveles
CMOS (del inglés "Complementary
Metal-Oxide-Semiconductor",
transistores complementarios de
metal-óxido-semiconductor).
La secuencia de conexión de los elementos de
amortiguamiento individuales depende de consideraciones sobre el
sistema y puede resultar con ello de forma diferente. Así, en una
realización ventajosa de la invención es posible que entre los
elementos de amortiguamiento estén conectadas etapas de
amplificación adicionales. Las etapas de amplificación provocan un
desacoplamiento de los elementos de amortiguamiento individuales y
hacen posible con ello una adición sin perturbaciones de los estados
de amortiguamiento individuales en los respectivos elementos de
amortiguamiento. Además de ello, las etapas de amplificación tienen
un efecto positivo sobre el factor de ruido y la capacidad de
modulación (punto de compresión) del circuito integrado de alta
frecuencia.
Para obtener un circuito de alta frecuencia con
un factor de ruido bajo, en un circuito de alta frecuencia a modo
de ejemplo los elementos de amortiguamiento con valores de
amortiguamiento bajos, por ejemplo 0,5 dB, 1 dB, 2 dB, pueden ser
conectados entre unos amplificadores primero y segundo y los
elementos de amortiguamiento con valores de amortiguamiento más
altos pueden ser conectados detrás del segundo amplificador.
El circuito integrado de alta frecuencia
conforme a la invención puede ser empleado preferentemente en todas
las aplicaciones en las cuales hay que influir sobre la amplitud de
señales, por ejemplo módulos de transmisión/recepción (T/R),
receptores regulables, moduladores para la transmisión de
información. En particular, el circuito integrado de alta
frecuencia conforme a la invención puede ponerse en práctica en
tecnología integrada, por ejemplo tecnología de transistores HEMT
de GaAs.
Otras ventajas del circuito integrado de alta
frecuencia conforme a la invención son la simplificación del
esfuerzo de calibración en el caso de envío y recepción en módulos
T/R de matrices activas de elementos controlados en fase (del
inglés "Active Phased Array"). Además de ello se simplifica el
esfuerzo de activación dentro del módulo.
La invención se describe a continuación más
detalladamente con ayuda de dibujos. Muestran:
la figura 1: una forma de realización de un
circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un elemento
de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 0,5 dB,
la figura 2: una forma de realización de un
circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un elemento
de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 1 dB, 2 dB o
4 dB,
la figura 3: una forma de realización de un
circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un elemento
de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 8 dB,
la figura 4: una forma de realización de un
circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un elemento
de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 16 dB,
la figura 5: una combinación a modo de ejemplo
de los elementos de amortiguamiento conforme a la invención con
valores de amortiguamiento diferentes.
La figura 1 muestra una forma de realización de
un circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un
elemento de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 0,5
dB. La señal nominal E es suministrada al circuito de alta
frecuencia en el punto de unión de la resistencia R1 y la
inductancia L1. La señal real A es retirada del circuito de alta
frecuencia en el punto de unión de la resistencia R2 y la
inductancia L2. Ambas inductancias L1, L2 están unidas
respectivamente a una salida del transistor F1. A través de la
entrada del transistor, el circuito de alta frecuencia es
alimentado con la tensión eléctrica U1.
En el estado de amortiguamiento mínimo, el
transistor F1 es conductor, es decir a la entrada está aplicada una
tensión eléctrica positiva. Si a la entrada del transistor F1 está
aplicada sin embargo la tensión eléctrica U1 = 0 V, entonces la
señal nominal S es amortiguada. El amortiguamiento se produce aquí
mediante la resistencia R1. Las inductancias L1 y L2 sirven para la
compensación de fase. Según sea el valor de inducción, las
inductancias pueden ser realizadas como bobinas en espiral o como
segmentos de línea, por ejemplo líneas de microtira.
La figura 2 muestra una forma de realización de
un circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un
elemento de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 1 dB,
2 dB o 4 dB. Según sea el valor de amortiguamiento, hay que adaptar
los valores de las inductancias y capacitancias.
La señal nominal E es suministrada al circuito
de alta frecuencia a través de una inductancia -para mejorar la
adaptación- al punto de unión V1 de la resistencia R3, la
inductancia L1 y una salida del transistor F2. La otra salida del
transistor F2 está unida al punto de unión V2 de la resistencia R3 y
la inductancia L2. La señal real A es retirada del circuito de alta
frecuencia a través de una inductancia unida al punto de unión V2,
la cual sirve para mejorar la adaptación. La tensión U2 está
aplicada a la entrada del transistor F2 a través de una
resistencia.
Ambas inductancias L1 y L2 están unidas entre sí
a través de las resistencias R4 y R5 en el punto de unión V3. Una
salida del transistor F3 está unida al punto de unión V3 a través de
la resistencia R6. La otra salida del transistor F4 está unida a
tierra a través de una capacitancia. La tensión eléctrica U2_inv
está aplicada a la entrada del transistor F3, en que la tensión
eléctrica U2_inv es la tensión inversa de U2. Esto significa que si
la tensión U2 es positiva, la tensión U2 es igual a 0 V y
viceversa.
En el estado de amortiguamiento mínimo, el
transistor F2 es conductor, es decir a la entrada del transistor F2
está aplicada una tensión eléctrica positiva. Como la tensión
eléctrica a la entrada del transistor F3 es justo inversa a la
tensión eléctrica aplicada al transistor F2, el transistor F3 está
bloqueado.
El amortiguamiento se produce para condiciones
de tensión eléctrica inversas, es decir F3 es conductor (la tensión
eléctrica U2_inv aplicada es positiva) y F2 está bloqueado (la
tensión eléctrica aplicada es de 0 V). Con ello, la señal nominal E
es amortiguada a través de las resistencias R3, R4, R5 y R6. Las
inductancias L1 y L2 sirven para la compensación de fase.
La figura 3 muestra una forma de realización de
un circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un
elemento de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 8 dB.
La señal nominal E es suministrada al circuito de alta frecuencia a
través de una inductancia por el punto de unión V1 de la resistencia
R7, una salida del transistor F4 así como la inductancia L1. La
resistencia R7 está unida además a la inductancia L3. La otra
salida del transistor F4 está unida al punto de unión V2 de la
inductancia L2 y la inductancia L3. La señal real E es retirada del
circuito de alta frecuencia por el punto de unión V2 a través de
otra inductancia para mejorar la adaptación.
La inductancia L1 está unida a la entrada del
transistor F5. La otra salida del transistor F5 está unida a la
resistencia R8. La inductancia L2 está unida a la entrada del
transistor F6. La otra salida del transistor F6 está unida a la
resistencia R9, que a su vez está unida a la resistencia R8 en el
punto de unión V3. Este punto de unión V3 está unido a tierra a
través de la resistencia R10 y una capacitancia.
La tensión eléctrica U3_inv está aplicada a las
entradas de los transistores F5 y F6 respectivamente a través de
una resistencia. La tensión eléctrica U3 está aplicada a la entrada
del transistor F4.
El estado de amortiguamiento mínimo se consigue
cuando el transistor F4 es conductor, es decir cuando la tensión
eléctrica U3 es positiva. Al mismo tiempo se bloquean los
transistores F5 y F6, ya que aquí está aplicada la tensión
eléctrica U3_inv = 0 V. Si a la entrada del transistor F4 está
aplicada la tensión eléctrica U3 = 0 V, entonces se bloquea el
transistor F4 y se consigue un amortiguamiento a través de las
resistencias R7, R8, R9 y R10. Al mismo tiempo, debido a la tensión
eléctrica inversa, está aplicada una tensión eléctrica positiva a
los transistores F5 y F6. Las bobinas L1, L2 y L3 sirven para la
compensación de fase.
La figura 4 muestra una forma de realización de
un circuito de alta frecuencia conforme a la invención para un
elemento de amortiguamiento con un valor de amortiguamiento de 16
dB. Una salida del transistor F7 y una salida del transistor F8
están unidas entre sí en el punto de unión V1. La señal nominal E es
suministrada por el punto de unión V1 al circuito de alta
frecuencia a través de una inductancia para una adaptación mejorada.
La otra salida del transistor F9 está unida en el punto V2 a una
salida del transistor F11, cuya otra salida está unida a tierra a
través de una capacitancia.
La otra salida del transistor F7 está unida a
través de una inductancia L1 al punto de unión V3 de la resistencia
R11 con la resistencia R14. La resistencia R14 está unida en el
punto de unión V4 a través de una capacitancia C1 a la resistencia
R12. Las resistencias R12 y R11 están unidas entre sí en el punto de
unión V5. El punto de unión V5 está conectado a tierra a través de
la resistencia R13 y una capacitancia.
Una salida del transistor F8 está conectada al
punto de unión V4 a través de una inductancia L2. La otra salida
del transistor F8 está unida a través del punto de unión V6 a una
salida del transistor F10. La señal real A es retirada del punto de
unión V6 a través de una inductancia para mejorar la adaptación. La
otra salida del transistor F10 está unida a través del punto de
unión V7 a una salida del transistor F12, cuya otra salida está
conectada a tierra a través de una capacitancia.
Ambos puntos de unión V2 y V7 están unidos entre
sí a través de una inductancia.
\newpage
La tensión eléctrica U4 está aplicada a las
entradas de los transistores F7, F8, F11 y F12 respectivamente a
través de una resistencia. La tensión eléctrica U4_inv está aplicada
respectivamente a través de una resistencia a las entradas de los
transistores F9 y F10.
Si la tensión eléctrica U4_inv es positiva,
entonces los transistores F9 y F10 son conductores y existe un
amortiguamiento mínimo. Al mismo tiempo se bloquean los transistores
F7, F8, F11, F12, ya que aquí está aplicada la tensión eléctrica U4
= 0 V.
El circuito de alta frecuencia está conectado en
el estado amortiguador cuando la tensión eléctrica U4_inv tiene un
valor de 0 V. En este caso se bloquean los transistores F9 y F10 y
se produce un amortiguamiento a través de las resistencias R11,
R12, R13 y R14. Al mismo tiempo está aplicada a los transistores F7,
F8, F11, F12 una tensión eléctrica positiva, por lo que estos
transistores son conductores. Las inductancias L1 y L2 así como la
capacitancia C1 sirven para la compensación de fase.
Por supuesto, las entradas para la señal nominal
E y las salidas para la señal real A pueden ser intercambiadas en
los circuitos de alta frecuencia descritos.
La figura 5 muestra una combinación a modo de
ejemplo de los elementos de amortiguamiento conforme a la invención
con diferentes valores de amortiguamiento. Aquí, la señal nominal E
es suministrada a un amplificador A1. La señal es suministrada
entonces a un elemento de amortiguamiento D1 con un valor de
amortiguamiento de 1 dB, a continuación la señal llega a un
elemento de amortiguamiento D2 con un valor de amortiguamiento de
0,5 dB. Desde ahí, la señal es suministrada a un elemento de
amortiguamiento con 4 dB, tras el que está conectado un elemento de
amortiguamiento con 8 dB. Detrás de este último está conectado otro
amplificador A2. A continuación del amplificador A2 sigue un
elemento de amortiguamiento con 16 dB, tras el que está conectado en
serie un elemento de amortiguamiento con 2 dB. Tras este último
elemento de amortiguamiento está conectado un tercer amplificador
A3, de cuya salida es retirada la señal real A.
Claims (7)
1. Circuito integrado de alta frecuencia con
elementos de amortiguamiento que tiene una entrada (E), una salida
(A) y transistores de efecto de campo (F1, F2, F3, F4, F5, F6, F7,
F8, F9, F10) como elementos de conmutación con tensiones eléctricas
de alimentación positivas (U1, U2, U2_inv, U3, U3_inv, U4, U4_inv),
en que los elementos de amortiguamiento controlan la amplitud de
una señal nominal, aplicada a la entrada (E), conforme a un estado
de amortiguamiento conmutable entre dos estados y generan a la
salida (A) una señal real, caracterizado porque los
elementos de amortiguamiento tienen inductancias (L1, L2, L3) y/o
capacitancias (C1) para la compensación de fase, y porque los
transistores de efecto de campo (F1, F2, F3, F4, F5, F6, F7, F8, F9,
F10) son activables sin gasto energético.
2. Circuito integrado de alta frecuencia según
la reivindicación 1, caracterizado porque las inductancias
(L1, L2, L3) y/o las capacitancias (C1) están conectadas de tal modo
entre sí que un cambio de fase de la señal nominal es compensable
en un elemento de amortiguamiento.
3. Circuito integrado de alta frecuencia según
una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque
los elementos de amortiguamiento están conectados en serie.
4. Circuito integrado de alta frecuencia según
la reivindicación 3, caracterizado porque los elementos de
amortiguamiento conectados en serie son conmutables respectivamente
a un estado con poca pérdida y con pérdida definida.
5. Circuito integrado de alta frecuencia según
una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque
los elementos de amortiguamiento tienen un amortiguamiento de 0,5
dB, 1 dB, 2 dB, 4 dB, 8 dB, 16 dB.
6. Circuito integrado de alta frecuencia según
una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque
existen etapas de amplificación (A2) adicionales, que están
conectadas entre los elementos de amortiguamiento.
7. Circuito integrado de alta frecuencia según
una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque
los elementos de conmutación son activables mediante niveles
digitales positivos, en particular niveles TTL o niveles CMOS.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10130764A DE10130764C1 (de) | 2001-06-26 | 2001-06-26 | Integrierte HF-Schaltung zur Amplitudenbeeinflussung von Signalen |
| DE10130764 | 2001-06-26 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2320200T3 true ES2320200T3 (es) | 2009-05-20 |
Family
ID=7689489
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES02010413T Expired - Lifetime ES2320200T3 (es) | 2001-06-26 | 2002-05-08 | Circuito integrado de alta frecuencia para influir sobre la amplitud de señales. |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6828873B2 (es) |
| EP (1) | EP1278303B1 (es) |
| AT (1) | ATE422113T1 (es) |
| DE (2) | DE10130764C1 (es) |
| ES (1) | ES2320200T3 (es) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100648833B1 (ko) * | 2005-09-14 | 2006-11-24 | 한국전자통신연구원 | 초광대역 특성과 우수한 감쇠도 특성을 가진 디지털감쇠장치 |
| KR101030050B1 (ko) * | 2009-12-14 | 2011-04-21 | 한국과학기술원 | 낮은 위상 변동을 가지는 디지털 감쇠기 |
| JP2012129721A (ja) * | 2010-12-14 | 2012-07-05 | Mitsubishi Electric Corp | 可変減衰器 |
| US8779870B2 (en) * | 2011-10-05 | 2014-07-15 | International Business Machines Corporation | Low phase variation CMOS digital attenuator |
| KR20130092792A (ko) * | 2012-02-13 | 2013-08-21 | 한국전자통신연구원 | 위상 오차를 줄인 디지털 감쇄기 |
| US8736344B1 (en) * | 2012-04-30 | 2014-05-27 | Maxim Integrated Products, Inc. | Voltage controlled variable attenuator |
| US8890598B2 (en) * | 2013-01-25 | 2014-11-18 | Analog Devices, Inc. | Multiple ramp variable attenuator |
| US9584096B2 (en) * | 2014-05-09 | 2017-02-28 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and methods for digital step attenuators with low phase shift |
| US9473109B2 (en) | 2014-05-09 | 2016-10-18 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and methods for digital step attenuators with small output glitch |
| US9444432B2 (en) * | 2014-11-11 | 2016-09-13 | Peregrine Semiconductor Corporation | Digital step attenuator with reduced relative phase error |
| US9531359B1 (en) * | 2015-10-08 | 2016-12-27 | Peregrine Semiconductor Corporation | Multi-state attenuator |
| US10082488B2 (en) | 2015-12-02 | 2018-09-25 | Butterfly Network, Inc. | Time gain compensation circuit and related apparatus and methods |
| US10231713B2 (en) | 2016-09-13 | 2019-03-19 | Butterfly Network, Inc. | Analog-to-digital drive circuitry having built-in time gain compensation functionality for ultrasound applications |
| US10291208B1 (en) | 2018-07-09 | 2019-05-14 | Psemi Corporation | Method and apparatus for adjusting the slope of insertion loss as a function of frequency of RF digital step attenuators |
Family Cites Families (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3924206A (en) * | 1974-08-21 | 1975-12-02 | Raytheon Co | Radio frequency attenuator comprising a plurality of variable phase shifters and serially coupled directional couplers |
| US4654610A (en) * | 1985-07-23 | 1987-03-31 | Hewlett-Packard Company | PIN diode switched RF signal attenuator |
| US4707639A (en) * | 1986-08-26 | 1987-11-17 | Rca Corporation | Dynamic focus voltage with phase compensated adjustment |
| EP0360916A1 (de) * | 1988-09-30 | 1990-04-04 | Siemens Aktiengesellschaft | Monolithisch integrierbares Mirkowellen-Dämpfungsglied |
| US4890077A (en) * | 1989-03-28 | 1989-12-26 | Teledyne Mec | FET monolithic microwave integrated circuit variable attenuator |
| US4970478A (en) * | 1989-06-14 | 1990-11-13 | Honeywell, Inc. | Matched microwave variable attenuator |
| US5049841A (en) * | 1990-07-11 | 1991-09-17 | General Electric Company | Electronically reconfigurable digital pad attenuator using segmented field effect transistors |
| US5109204A (en) * | 1990-12-03 | 1992-04-28 | Honeywell Inc. | High power RF precision attenuator |
| US5233317A (en) * | 1991-10-03 | 1993-08-03 | Honeywell Inc. | Discrete step microwave attenuator |
| DE4230252A1 (de) * | 1992-09-10 | 1994-03-17 | Deutsche Aerospace | Schaltungsanordnung zum Betreiben einer breitbandigen phasengesteuerten Gruppenantenne |
| US5345123A (en) * | 1993-07-07 | 1994-09-06 | Motorola, Inc. | Attenuator circuit operating with single point control |
| US5416451A (en) * | 1993-09-22 | 1995-05-16 | Motorola, Inc. | Circuit and method for balun compensation |
| JPH07321587A (ja) * | 1994-03-28 | 1995-12-08 | Toshiba Corp | 減衰装置 |
| JPH0846473A (ja) * | 1994-07-27 | 1996-02-16 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波可変減衰器 |
| JP3425235B2 (ja) * | 1994-09-13 | 2003-07-14 | 株式会社東芝 | 可変減衰器 |
| US5483191A (en) * | 1994-09-23 | 1996-01-09 | At&T Corp. | Apparatus for biasing a FET with a single voltage supply |
| US5565823A (en) * | 1994-12-21 | 1996-10-15 | Lucent Technologies Inc. | Voltage controlled attenuator using PN diodes |
| JP3270801B2 (ja) * | 1995-04-11 | 2002-04-02 | 富士通株式会社 | アッテネータユニット及びこれを有するステップアッテネータ並びにステップアッテネータを有する電子機器 |
| DE19608966A1 (de) * | 1996-03-08 | 1997-09-11 | Daimler Benz Aerospace Ag | Verfahren zur Einstellung der Phase und des Betrages eines analogen Signals und Anordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| US5666089A (en) * | 1996-04-12 | 1997-09-09 | Hewlett-Packard Company | Monolithic step attenuator having internal frequency compensation |
| US5920241A (en) * | 1997-05-12 | 1999-07-06 | Emc Technology Llc | Passive temperature compensating LC filter |
| US5912599A (en) * | 1997-10-21 | 1999-06-15 | Trw Inc. | Bandwidth compensated bridged-tee attenuator |
| JP3090105B2 (ja) * | 1997-11-07 | 2000-09-18 | 日本電気株式会社 | ステップアテネータ |
| JP3350457B2 (ja) * | 1998-10-19 | 2002-11-25 | 株式会社東芝 | マイクロ波可変減衰回路 |
| JP3446631B2 (ja) * | 1998-10-20 | 2003-09-16 | 株式会社村田製作所 | 可変減衰器及び移動体通信機器 |
| JP3508620B2 (ja) * | 1998-11-26 | 2004-03-22 | 三菱電機株式会社 | 位相補償回路、周波数変換装置およびアクティブフェーズドアレーアンテナ |
| JP3438637B2 (ja) * | 1999-03-09 | 2003-08-18 | 株式会社村田製作所 | 可変減衰器、複合可変減衰器及び移動体通信機器 |
| US6266001B1 (en) * | 1999-05-05 | 2001-07-24 | Maxim Integrated Products, Inc. | Method and apparatus for switching low voltage CMOS switches in high voltage digital to analog converters |
| US6271727B1 (en) * | 1999-08-06 | 2001-08-07 | Rf Micro Devices, Inc. | High isolation RF power amplifier with self-bias attenuator |
| US6420923B1 (en) * | 2000-07-12 | 2002-07-16 | Motorola, Inc. | Low supply, current-controlled FET Pi attenuator |
| US6489856B1 (en) * | 2001-09-17 | 2002-12-03 | Tyco Electronics Corporation | Digital attenuator with combined bits |
-
2001
- 2001-06-26 DE DE10130764A patent/DE10130764C1/de not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-05-08 EP EP02010413A patent/EP1278303B1/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-05-08 ES ES02010413T patent/ES2320200T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2002-05-08 DE DE50213251T patent/DE50213251D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-05-08 AT AT02010413T patent/ATE422113T1/de not_active IP Right Cessation
- 2002-06-26 US US10/179,022 patent/US6828873B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1278303A3 (de) | 2004-02-04 |
| DE10130764C1 (de) | 2002-11-07 |
| US6828873B2 (en) | 2004-12-07 |
| EP1278303A2 (de) | 2003-01-22 |
| DE50213251D1 (de) | 2009-03-19 |
| US20030016093A1 (en) | 2003-01-23 |
| EP1278303B1 (de) | 2009-01-28 |
| ATE422113T1 (de) | 2009-02-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2320200T3 (es) | Circuito integrado de alta frecuencia para influir sobre la amplitud de señales. | |
| US10622993B2 (en) | Switch circuit and method of switching radio frequency signals | |
| US7796969B2 (en) | Symmetrically and asymmetrically stacked transistor group RF switch | |
| WO2000045506A1 (en) | Voltage feedback for series connected microwave amplifiers | |
| CN104617908A (zh) | 应用于微波毫米波的低相移衰减器 | |
| US9887637B1 (en) | High speed programmable threshold gallium nitride power limiter | |
| US20180254749A1 (en) | Doherty amplifier | |
| US5214315A (en) | Nanosecond RF switch driver | |
| US5004971A (en) | Floating transistor switch | |
| US11863227B2 (en) | Radio frequency switches with fast switching speed | |
| ES2806349T3 (es) | Sistema de amplificación de señales de telecomunicación | |
| US10218353B2 (en) | Low distortion RF switch | |
| CN114513194A (zh) | 一种反相器 | |
| Grebennikov | High Efficiency RF Power Amplification Techniques |