ES2308027T3

ES2308027T3 - Derivacion de autovectores para procesamiento espacial en sistemas de comunicacion mimo.

Info

Publication number: ES2308027T3
Application number: ES03796943T
Authority: ES
Inventors: John W. Ketchum; Mark S. Wallace; Peter Gaal
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-12-11
Filing date: 2003-12-09
Publication date: 2008-12-01
Anticipated expiration: 2023-12-09
Also published as: AU2009220023B2; BR0317173A; KR101000170B1; JP5175315B2; AU2003297873A1; JP2010213298A; AU2009220023C1; IL168932A0; CA2809768A1; US7280625B2; WO2004054191A1; CA2809768C; ATE402551T1; IL168932A; EP1570616A1; EP1570616B1; ATE479263T1; JP4532412B2; AU2009220023A1; DE60322424D1

Abstract

Un procedimiento de derivación de un filtro adaptado basado en una referencia dirigida para un sistema (200) de comunicación de entrada múltiple salida múltiple inalámbrico, comprendiendo el procedimiento: obtener (112, 114) una pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos para la referencia dirigida recibidos a través de un primer enlace MIMO con T puntos de transmisión en un transmisor y R puntos de recepción en un receptor, por el que cada conjunto de símbolos recibidos corresponde a un símbolo piloto procesado espacialmente en el transmisor con uno diferente de los autovectores derechos de la matriz de respuesta de canal MIMO RxT; estimar (116, 138, 148) el filtro adaptado basándose en la pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos, en el que el procesamiento espacial en el transmisor y el filtrado adaptado en el receptor diagonalizan la matriz de respuesta de canal.

Description

Derivación de autovectores para procesamiento espacial en sistemas de comunicación MIMO.

Reivindicación de prioridad a tenor de 35 U.S.C. \NAK119.

La presente solicitud de patente reivindica prioridad respecto de la solicitud provisional número 60/432.760 titulada "Derivation of Eigenvectors for Spatial Processing in MIMO Communication Systems" presentada el 11 de diciembre de 2002, y transferida al cesionario del presente documento.

Antecedentes I. Campo

La presente invención se refiere en general a la comunicación de datos, y más específicamente a técnicas para derivar autovectores basándose en referencia dirigida y utilizadas para procesamiento espacial en sistemas de comunicación de entrada múltiple salida múltiple (MIMO).

II. Antecedentes

Un sistema MIMO emplea múltiples (N_{T}) antenas de transmisión y múltiples (N_{R}) antenas de recepción para la transmisión de datos. Un canal MIMO formado por las N_{T} antenas de transmisión y N_{R} de recepción puede descomponerse en N_{s} canales independientes o espaciales, en el que N_{S}\leqmin{N_{T}, N_{R}}. Cada uno de los N_{S} canales independientes corresponde a una dimensión. El sistema MIMO puede proporcionar un rendimiento mejorado (por ejemplo, capacidad de transmisión aumentada y/o mayor fiabilidad) si las dimensionalidades adicionales creadas por las múltiples antenas de transmisión y recepción se utilizan de manera efectiva.

En un sistema de comunicación inalámbrico, los datos que han de transmitirse se procesan normalmente (por ejemplo, se codifican y modulan) y luego se convierten ascendentemente a una señal portadora de radiofrecuencia (RF) para generar una señal modulada RF que es más adecuada para la transmisión a través de un canal inalámbrico. Para un sistema MIMO inalámbrico, pueden generarse y transmitirse simultáneamente hasta N_{T} señales moduladas RF desde las N_{T} antenas de transmisión. Las señales moduladas RF transmitidas pueden alcanzar las N_{R} antenas de recepción a través de varias trayectorias de propagación en el canal inalámbrico. Las características de las trayectorias de propagación normalmente varían a lo largo del tiempo debido a diversos factores tales como, por ejemplo, desvanecimiento de señal, multitrayectoria e interferencia externa. Por consiguiente, las señales moduladas RF pueden experimentar condiciones de canal diferentes (por ejemplo, efectos de desvanecimiento de señal y multitrayectoria diferentes) y pueden asociarse con diferentes ganancias complejas y relaciones señal a ruido (SNR).

Para conseguir un alto rendimiento, a menudo es necesario estimar la respuesta del canal inalámbrico entre el transmisor y el receptor. Para un sistema MIMO, la respuesta de canal puede caracterizarse por una matriz H de respuesta de canal que incluye N_{T}N_{R} valores de ganancia compleja para N_{T}N_{R} pares de antenas de transmisión/recepción diferentes (es decir, una ganancia compleja para cada una de las N_{T} antenas de transmisión y cada una de las N_{R} antenas de recepción). La estimación de canal se realiza normalmente transmitiendo un piloto (es decir, una señal de referencia) desde el transmisor hasta el receptor. El piloto se genera normalmente basándose en símbolos piloto conocidos y procesados de una manera conocida (es decir, conocidos a priori por el receptor). El receptor puede estimar entonces las ganancias de canal como la relación de los símbolos piloto recibidos con los símbolos piloto conocidos.

La estimación de respuesta de canal puede necesitarse por el transmisor para realizar procesamiento espacial para la transmisión de datos. La estimación de respuesta de canal también puede necesitarse por el receptor para realizar procesamiento espacial (o filtrado adaptado) sobre las señales recibidas para recuperar los datos transmitidos. El procesamiento espacial necesita realizarse por el receptor y normalmente también se realiza por el transmisor para utilizar los N_{S} canales independientes del canal MIMO.

Para un sistema MIMO, puede necesitarse una cantidad relativamente grande de recursos del sistema para transmitir el piloto desde las N_{T}* antenas de transmisión de manera que pueda obtenerse una estimación suficientemente precisa de la respuesta de canal por el receptor en presencia de ruido e interferencia. Además, normalmente se necesita un cálculo exhaustivo para procesar las ganancias de canal para obtener autovectores necesarios para el procesamiento espacial. En particular, se requiere normalmente que el receptor procese las ganancias de canal para derivar un primer conjunto de autovectores utilizados para el procesamiento espacial para la recepción de datos sobre un enlace y puede requerirse además que derive un segundo conjunto de autovectores utilizados para el procesamiento espacial para la transmisión de datos sobre el otro enlace. La derivación de los autovectores y el procesamiento espacial para la transmisión y recepción de datos se describen posteriormente. El segundo conjunto de autovectores necesita normalmente enviarse de vuelta al transmisor para su uso. Como puede verse, puede necesitarse una grana cantidad de recursos para soportar el procesamiento espacial en el transmisor y el receptor.

Por lo tanto, existe una necesidad en la técnica de técnicas para derivar autovectores de manera más eficaz utilizados para el procesamiento espacial en sistemas MIMO.

Sumario

Según la presente invención se proporcionan un procedimiento de derivación de un filtro adaptado basándose en una referencia dirigida para un sistema de comunicación de entrada múltiple salida múltiple inalámbrico, como se expone en la reivindicación 1, y un aparato para su uso en un sistema de comunicación de entrada múltiple salida múltiple inalámbrico, como se expone en la reivindicación 15. En las reivindicaciones dependientes se describen realizaciones preferidas de la invención.

En el presente documento se proporcionan técnicas para derivar autovectores basándose en referencia dirigida y utilizados para el procesamiento espacial para la recepción y transmisión de datos. Una referencia dirigida es una transmisión de piloto sobre sólo un canal espacial o modo propio de un canal MIMO para un periodo de símbolo dado, que se consigue realizando un procesamiento espacial con un vector de dirección para ese modo propio, como se describe posteriormente. La referencia dirigida se utiliza por un receptor para derivar estimaciones de tanto una matriz \Sigma diagonal de valores singulares como una matriz U unitaria de autovectores izquierdos de la matriz H de respuesta de canal, sin tener que estimar la respuesta de canal MIMO ni realizar descomposición en valores singulares de H.

Las estimaciones de \Sigma y U pueden utilizarse para el filtrado adaptado de la transmisión de datos recibida a través de un primer enlace (por ejemplo, el enlace ascendente). Para un sistema dúplex por división de tiempo (TDD), que se caracteriza por las respuestas de canal del enlace descendente y el enlace ascendente que son recíprocas entre sí, la estimación de U también puede utilizarse para el procesamiento espacial de la transmisión de datos sobre un segundo enlace (por ejemplo, el enlace descendente).

En otro aspecto, una matriz \tilde{U} con columnas ortogonales se deriva basándose en las estimaciones de \Sigma y U. La ortogonalización de las columnas de \tilde{U} puede conseguirse mediante diversas técnicas tales como factorización QR, cálculo de error cuadrático mínimo, y descomposición polar, todas las cuales se describen posteriormente. Entonces puede derivarse una matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal basándose en la matriz \tilde{U} y la estimación de \Sigma. La matriz \tilde{M} puede utilizarse para el filtrado adaptado para el primer enlace, y la matriz \tilde{U} puede utilizarse para el procesamiento espacial para el segundo enlace.

A continuación se describen con mayor detalle diversos aspectos y realizaciones de la invención.

Breve descripción de los dibujos

Las características, naturaleza, y ventajas de la presente invención se harán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta posteriormente cuando se toma conjuntamente con los dibujos, en los que caracteres de referencia similares identifican de manera correspondiente a través de todos ellos, y en los que:

la figura 1 muestra un diagrama de flujo de un proceso para derivar una matriz M de filtro adaptado ortogonal basándose en una referencia dirigida;

la figura 2 muestra un sistema de comunicación inalámbrico;

la figura 3 muestra una estructura de trama para un sistema TDD MIMO-OFDM;

la figura 4 muestra la transmisión de referencia dirigida y datos sobre el enlace descendente y el enlace ascendente para un esquema de transmisión ejemplar;

la figura 5 muestra un diagrama de bloques de un punto de acceso y un terminal de usuario; y

la figura 6 muestra un diagrama de bloques del procesamiento espacial realizado por el punto de acceso y el terminal de usuario para la transmisión de datos sobre el enlace descendente y el enlace ascendente.

Descripción detallada

La palabra "ejemplar" se utiliza en el presente documento con el significado de "que sirve como un ejemplo, caso o ilustración". Cualquier realización o diseño descrito en el presente documento como "ejemplar" no ha de interpretarse necesariamente como preferido o ventajoso sobre las otras realizaciones o diseños.

Las técnicas descritas en el presente documento para derivar autovectores pueden utilizarse para diversos sistemas de comunicación MIMO. Por ejemplo, estas técnicas pueden utilizarse para sistemas MIMO de portadora única así como sistemas MIMO multiportadora. Para mayor claridad, estas técnicas se describen posteriormente para un sistema MIMO de portadora única.

El modelo para un sistema MIMO de portadora única puede expresarse como:

1

donde

x es un vector de "transmisión" con N_{T} entradas para los símbolos enviados desde las N_{T} antenas de transmisión (es decir, x = [x_{1} x_{2} ... x_{NT}]^{T});

r es un vector de "recepción" con N_{R} entradas para los símbolos recibidos a través de las N_{R} antenas de recepción (es decir, r = [r_{1} r_{2} ... r_{NR}]^{T});

H es una matriz de respuesta de canal (N_{R} x N_{T});

n es un vector de ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN); y

"^{T}" denota la traspuesta.

Se supone que el vector n de ruido tiene componentes con media cero y una matriz de covarianza de \Lambda_{n}, = \sigma^{2}I, donde I es la matriz identidad y \sigma^{2} es la varianza del ruido.

La matriz H de respuesta de canal puede expresarse como:

2

donde la entrada h_{i,j}, para i \in {1 ... N_{R}} y j \in {1 ... N_{T}}, es el acoplamiento (es decir, ganancia compleja) entre la j-ésima antena de transmisión y la i-ésima antena de recepción. Por simplicidad, se supone que la respuesta de canal es plana por todo al ancho de banda del sistema, y la respuesta de canal para cada par de antenas de transmisión/recepción puede representarse mediante un único valor complejo h_{i,j}. También por simplicidad, la siguiente descripción supone que N_{R} \geq N_{T}, la matriz H de respuesta de canal tiene rango completo, y N_{S} = N_{T} \leq N_{R}.

La matriz H de respuesta de canal puede "diagonalizarse" para obtener los N_{T} canales independientes, que también se denominan como canales espaciales o modos propios. Esta diagonalización puede conseguirse realizando descomposición en valores singulares de la matriz H de respuesta de canal o bien descomposición en valores propios de la matriz de correlación de H, que es H^{H}H, donde "^{H}" denota la traspuesta conjugada. Para mayor claridad, se utiliza descomposición en valores singulares para la siguiente descripción.

La descomposición en valores singulares de la matriz H de respuesta de canal puede expresarse como:

3

donde

U es una matriz unitaria (N_{R} x N_{R}) cuyas columnas son autovectores izquierdos de H;

\Sigma es una matriz diagonal (N_{R} x N_{T}) de valores singulares de H, que es \Sigma = diag(\sigma_{1,1} \sigma_{2,2} ... \sigma_{NT,NT}); y

V es una matriz unitaria (N_{T} x N_{T}) cuyas columnas son autovectores derechos de H.

Una matriz M unitaria se caracteriza por la propiedad M^{H}M = I, lo que significa que las columnas de la matriz unitaria son ortogonales entre sí y las filas de la matriz también son ortogonales entre sí. Las columnas de la matriz V también se denominan como vectores de dirección. La descomposición en valores singulares se describe con mayor detalle por Gilbert Strang en un libro titulado "Linear Algebra and Its Applications", segunda edición, Academic Press, 1980.

El procesamiento espacial puede realizarse tanto por el transmisor como por el receptor para transmitir datos sobre los N_{T} canales espaciales del canal MIMO. El procesamiento espacial en el transmisor puede expresarse como:

4

donde s es un vector de "datos" con hasta N_{T} entradas distintas de cero para símbolos de datos que van a transmitirse sobre los N_{T} canales espaciales. El vector x de transmisión se procesa adicionalmente y entonces se transmite a través del canal MIMO al receptor.

La transmisión recibida en el receptor puede expresarse como:

5

donde todos los términos se definieron anteriormente.

El procesamiento espacial en el receptor para recuperar el vector s de datos puede expresarse como:

6

donde

s es el vector de datos;

\hat{s} es una estimación del vector s de datos;

M es una matriz de filtro adaptado (N_{T} x N_{R}), que es M = \Sigma^{T} U^{H};

G es una matriz de ajuste a escala (N_{T} x N_{T}), que es G diag(\sigma^{2}_{1,1} \sigma^{2}_{2,2} ... \sigma^{2}_{NT,NT}); y \tilde{n} es el ruido postprocesado, que es \tilde{n} =G\Sigma^{T} U^{H}n.

El procesamiento espacial por el receptor se denomina a menudo como filtrado adaptado. Puesto que M = \Sigma^{T}U^{H} y puesto que las columnas de U son autovectores izquierdos de H, las columnas de M^{T} son autovectores izquierdos conjugados de H ajustados a escala por los valores singulares en \Sigma.

Como se muestra en la ecuación (6), el receptor necesita buenas estimaciones de las matrices \Sigma y U para realizar el filtrado adaptado para recuperar el vector s de datos. Las matrices \Sigma y U pueden obtenerse transmitiendo un piloto desde el transmisor hasta el receptor. El receptor puede entonces estimar la matriz H de respuesta de canal basándose en el piloto recibido y realizar la descomposición en valores singulares de esta estimación, como se muestra en la ecuación (3), para obtener las matrices \Sigma y U. Sin embargo, como se indicó anteriormente, puede necesitarse una gran cantidad de recursos para transmitir este piloto y para realizar la descomposición en valores singulares.

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I. Referencia dirigida

En un aspecto, una referencia dirigida se transmite por el transmisor y se utiliza por el receptor para derivar estimaciones de las matrices \Sigma y U, que son necesarias para el filtrado adaptado. La referencia dirigida es una transmisión de piloto sobre sólo un canal espacial o modo propio para un periodo de símbolo dado, que se consigue realizando procesamiento espacial con un vector de dirección para ese modo propio. El receptor puede estimar entonces las matrices \Sigma y U basándose en la referencia dirigida, sin tener que estimar la respuesta de canal MIMO ni realizar la descomposición en valores singulares.

Una referencia dirigida enviada por el transmisor puede expresarse como:

7

donde

X_{sr,m} es el vector de transmisión para la referencia dirigida para el m-ésimo modo propio;

V_{m} es el autovector derecho de H para el m-ésimo modo propio; y

p es un símbolo piloto transmitido para la referencia dirigida.

El autovector v_{m} es la m-ésima columna de la matriz V, donde V = [v_{1} v_{2} ... v_{NT}].

\newpage

La referencia dirigida recibida en el receptor puede expresarse como:

8

donde

r_{sr,m} es el vector de recepción para la referencia dirigida para el m-ésimo modo propio; y

\sigma_{m}, es el valor singular para el m-ésimo modo propio.

Como se muestra en la ecuación (8), en el receptor, la referencia dirigida recibida en ausencia de ruido es igual a u_{m}\sigma_{m}p, que es el símbolo p piloto conocido transformado por u_{m}\sigma_{m}. El autovector u_{m} es la m-ésima columna de la matriz U, y el valor \sigma_{m} singular es el m-ésimo elemento diagonal de la matriz \Sigma. El receptor puede obtener por tanto una estimación de u_{m}\sigma_{m} basándose en la referencia dirigida enviada por el transmisor.

Pueden utilizarse diversas técnicas para procesar la referencia dirigida recibida para obtener estimaciones de u_{m} y \sigma_{m}. En una realización, para obtener una estimación de u_{m}\sigma_{m}, el vector r_{sr,m} de recepción para la referencia dirigida enviada sobre el m-ésimo modo propio se multiplica primero por el conjugado complejo del símbolo piloto, p*. El resultado puede integrarse entonces sobre múltiples símbolos de referencia dirigida recibidos para cada modo m propio para obtener la estimación de u_{m}\sigma_{m}. Un vector \hat{m}_{m} fila puede definirse para ser igual a la traspuesta conjugada de la estimación de u_{m}\sigma_{m} (es decir, \hat{m}_{m} = \hat{\sigma}_{m}\hat{u}_{m}^{H}). Cada una de las N_{R} entradas del vector \hat{m}_{m} se obtiene basándose en una correspondiente de las N_{R} entradas del vector r_{sr,m}.

El vector \hat{m}_{m} fila para el m-ésimo modo propio incluye estimaciones tanto de u_{m} como de \sigma_{m}, y puede por tanto denominarse como un vector ajustado a escala. Puesto que los autovectores tienen potencia unidad, el valor \sigma_{m} singular puede estimarse basándose en la potencia recibida de la referencia dirigida, que puede medirse para cada modo propio. En particular, la estimación \hat{\sigma}_{m} del valor singular puede establecerse igual a la raíz cuadrada de la potencia para el vector r_{sr,m}, dividido entre la magnitud del símbolo p piloto. El vector \hat{m}_{m} puede ajustarse a escala por 1/\hat{\sigma}_{m} para obtener el autovector \hat{u}_{m}.

En otra realización, se utiliza una técnica de error cuadrático medio mínimo (MMSE) para obtener una estimación de u_{m} basándose en el vector r_{sr,m} de recepción para la referencia dirigida. Puesto que el símbolo p piloto es conocido, el receptor puede derivar una estimación de u_{m} de manera que el error cuadrático medio entre el símbolo \hat{p} piloto recuperado (que se obtiene después de realizar el filtrado adaptado sobre el vector r_{sr,m} de recepción) y el símbolo p piloto transmitido se minimiza.

La referencia dirigida se transmite para un modo propio cada vez (es decir, un modo propio para cada periodo de símbolo de transmisión de referencia dirigida). La referencia dirigida para todos los N_{T} modos propios puede transmitirse de diversas maneras. En una realización, la referencia dirigida se transmite para un modo propio para cada trama, en la que una trama es un intervalo de transmisión de datos para el sistema y se define para ser de una duración de tiempo particular (por ejemplo, 2 ms). Para esta realización, la referencia dirigida para múltiples modos propios puede transmitirse en múltiples tramas. En otra realización, la referencia dirigida se transmite para múltiples modos propios dentro de una trama. Esto puede conseguirse con un ciclo a través de los N_{T} modos propios en N_{T} periodos de símbolos. Para ambas realizaciones, el n-ésimo símbolo de referencia dirigida puede expresarse como:

9

donde n es un índice o bien para el periodo de símbolo o bien para el número de trama y L es el número de símbolos de referencia dirigida que van a transmitirse. Pueden transmitirse múltiples símbolos de referencia dirigida para cada modo m propio para permitir al receptor obtener una estimación más precisa de u_{m}\sigma_{m}.

El receptor puede obtener el vector m_{m} fila para cada uno de los N_{T} modos propios basándose en la referencia dirigida recibida para ese modo propio. Los vectores \hat{m}_{m} fila para todos los N_{T} modos propios pueden utilizarse
para formar una matriz \hat{M} de filtro adaptado inicial, donde \hat{M} = [\hat{m}_{1} \hat{m}_{2}...\hat{m}_{N_{T}}]^{T} y \hat{M} = \hat{\Sigma}^{T}\hat{U}^{H}. La matriz \hat{M} puede utilizarse para el filtrado adaptado por el receptor, como se muestra en la ecuación (6), para recuperar el vector s de datos transmitido.

La referencia dirigida se envía para un modo propio cada vez y puede utilizarse por el receptor para obtener el vector \hat{m}_{m} de filtro adaptado para ese modo propio. Puesto que los N_{T} vectores \hat{m}_{m} de filtro adaptado de la matriz \hat{M} se obtienen individualmente y a lo largo de periodos de símbolo diferentes, y debido al ruido y otras fuentes de degradación en el canal inalámbrico, no es probable que los N_{T} vectores \hat{m}_{m} de la matriz \hat{M} sean ortogonales entre sí. Si los N_{T} vectores \hat{m}_{m} se utilizan después para el filtrado adaptado de una transmisión de datos recibida, entonces cualquier error en ortogonalidad entre estos vectores dará como resultado diafonía entre los flujos de símbolos individuales enviados sobre los N_{T} modos propios. La diafonía puede degradar el rendimiento.

II. Ortogonalización de autovectores

En otro aspecto, para mejorar el rendimiento, se deriva una matriz \tilde{M} de filtro adaptado mejorada basándose en la referencia dirigida y tiene vectores fila que se fuerzan a ser ortogonales entre sí. La ortogonalización de los vectores fila de M puede conseguirse mediante diversas técnicas tales como factorización QR, cálculo de error cuadrático mínimo, y descomposición polar. Todas estas técnicas de ortogonalización se describen en detalle posteriormente. También pueden utilizarse otras técnicas de ortogonalización técnicas y están dentro del alcance de la invención.

1. Factorización QR

La factorización QR descompone la matriz de filtro adaptado inicial traspuesta, \hat{M}^{T}, en una matriz Q_{F} orgotonal y una matriz R_{F} triangular superior. La matriz Q_{F} forma una base ortogonal para las columnas de la matriz \hat{M}^{T} (es
decir, las filas de \hat{M}), y los elementos diagonales de la matriz R_{F} dan la longitud de las componentes de las columnas de \hat{M}^{T} en las direcciones de las respectivas columnas de Q_{F}. Las matrices Q_{F} y R_{F} pueden utilizarse para derivar una matriz \tilde{M}_{F} de filtro adaptado mejorada.

La factorización QR puede realizarse mediante diversos procedimientos, incluyendo un procedimiento de Gram-Schmidt, una transformación de Householder, etc. El procedimiento de Gram-Schmidt es recursivo y puede ser numéricamente inestable. Se han concebido diversas variantes del procedimiento de Gram-Schmidt y se conocen en la técnica. El procedimiento de Gram-Schmidt "clásico" para ortogonalizar la matriz \hat{M}^{T} se describe a continuación.

Para la factorización QR, la matriz \hat{M}^{T} puede expresarse como:

10

donde

Q_{F} es una matriz ortogonal (N_{R} x N_{R}); y

R_{F} es una matriz triangular superior (N_{R} x _{N}T) con ceros por debajo de la diagonal y posibles valores distintos de cero a lo largo y por encima de la diagonal.

El procedimiento de Gram-Schmidt genera las matrices Q_{F} y R_{F} columna por columna. Se utiliza la siguiente notación para la descripción posterior:

Q_{F} = [q_{1} q_{2} ... q_{NR}], donde q_{j} es la j-ésima columna de Q_{F};

q_{i,j} es la entrada en la i-ésima fila y j-ésima columna de Q_{F};

Q_{F} =[\tilde{q}_{1} \tilde{q}_{2} ... \tilde{q}_{N_{R}}], donde \tilde{q}_{j} es la j-ésima columna de \tilde{Q}_{F};

r_{i,j} es la entrada en la i-ésima fila y j-ésima columna de R_{F};

\hat{M}^{T} = [\hat{m}_{1}, \hat{m}_{2} ... \hat{m}_{N_{T}}], donde \hat{m}_{j} es la j-ésima columna de \hat{M}^{T}; y

\hat{m}_{i,j} es la entrada en la i-ésima fila y j-ésima columna de \hat{M}^{T}.

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La primera columna de Q_{F} y R_{F} puede obtenerse como:

11

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12

La primera columna de R_{F} incluye un valor r_{1,1} distinto de cero para la primera fila y ceros en otros lugares, donde r_{1,1} es la norma euclídea de \hat{m}_{1}. La primera columna de Q_{F} es una versión normalizada de la primera columna de \hat{M}^{T}, en la que la normalización se consigue ajustando a escala cada entrada de \hat{m}_{1} con la inversa de r_{1,1}.

Cada una de las columnas restantes de Q_{F} y R_{F} puede obtenerse según lo siguiente:

PARA j = 2, 3 ... N_{T}

PARA i = 1, 2 ... j -1

13

14

15

16

El procedimiento de Gram-Schmidt genera una columna cada vez para la matriz Q_{F}. Cada nueva columna de Q_{F} se fuerza a ser ortogonal con todas las columnas generadas anteriormente a la izquierda de la nueva columna. Esto se consigue mediante las ecuaciones (14) y (16), en las que la j-ésima columna de Q_{F} (o q_{j}) se genera basándose en \tilde{q}_{j}, que a su vez se genera basándose en la j-ésima columna de \hat{M}^{T} (o \hat{m}_{j}) y restando cualquier componente en \hat{m}_{j} que apunte en la dirección de las otras (j-1) columnas a la izquierda de \hat{m}_{j}. Los elementos diagonales de R_{F} se calculan como la norma euclídea de las columnas de Q_{F} (donde \tilde{q}_{1} = \hat{m}_{1}), como se muestra en la ecuación (15).

Puede lograrse un rendimiento mejorado ordenando la matriz \hat{M}^{T} basándose en las estimaciones de valores singulares antes de realizar la factorización QR. Las estimaciones \tilde{\sigma}_{m} de valores singulares iniciales, para m \in {1 ... N_{T}}, para la matriz \tilde{\Sigma} diagonal pueden calcularse como la norma euclídea de las columnas de \hat{M}^{T}, como se describe posteriormente. Las estimaciones de valores singulares iniciales pueden ordenarse entonces de modo que {\tilde{\sigma}_{1} \geq \tilde{\sigma}_{2} \geq ... \geq \tilde{\sigma}_{N_{T}}}, donde \tilde{\sigma}_{1} es la estimación de valor singular más grande y \tilde{\sigma}_{N_{T}} es la estimación de valor singular más pequeña. Cuando se ordenan las estimaciones de valores singulares iniciales para la matriz \Sigma diagonal, las columnas de la matriz \hat{M}^{T} también se ordenan en consecuencia. La primera columna o más a la izquierda de \hat{M}^{T} estará asociada entonces con la estimación de valor singular más grande y la SNR recibida más alta, y la última columna o más a la derecha de \hat{M}^{T} estará asociada con la estimación de valor singular más pequeña y la SNR recibida más baja. Para la factorización QR, las estimaciones de valores singulares iniciales pueden obtenerse como la norma euclídea de las columnas de \hat{M}^{T} y utilizarse para ordenar las columnas de \hat{M}^{T}. Las estimaciones de valores singulares finales se obtienen como la norma euclídea de las columnas de \tilde{Q}_{F}, como se describió anteriormente. La referencia dirigida también puede transmitirse en orden (por ejemplo, desde el modo propio más grande al modo propio más pequeño), de modo que las estimaciones de valores singulares se ordenan de manera efectiva por el transmisor.

Si las columnas de \hat{M}^{T} se ordenan basándose en valores decrecientes de sus estimaciones de valores singulares asociadas, entonces las columnas/autovectores de Q_{F} se fuerzan a ser ortogonales para la primera columna/autovector con la mejor SNR recibida. Por tanto, esta ordenación tiene el efecto beneficioso de rechazar ciertas componentes de ruido de cada uno de los autovectores restantes de Q_{F}. En particular, la j-ésima columna de Q_{F} (o q_{j}) se genera basándose en la j-ésima columna de \hat{M}^{T} (o \hat{m}_{j}), y las componentes de ruido en \hat{m}_{j} que apuntan en la dirección de los j-1 autovectores a la izquierda de q_{j} (que están asociados con las SNR recibidas más altas) se restan de \hat{m}_{j} para obtener q_{j}. La ordenación también tiene el efecto beneficioso de mejorar las estimaciones de autovectores asociados con valores singulares más pequeños. El resultado global es un rendimiento mejorado, especialmente si los autovectores ortogonalizados de Q_{F} se utilizan para el procesamiento espacial para la transmisión de datos sobre el otro enlace, como se describe posteriormente.

El filtro \tilde{M}_{F} adaptado ortogonal mejorado obtenido basándose en la factorización QR puede expresarse entonces como:

17

donde \tilde{R}_{F} incluye sólo los elementos diagonales de R_{F} (es decir, los elementos por encima de la diagonal se ajustan a ceros). Los elementos diagonales de \tilde{R}_{F} y R_{F} son estimaciones de los valores singulares de H. Puesto que M = \Sigma^{T}U^{H} y \tilde{M}_{F} = \tilde{R}_{F}^{T} Q_{F}^{T} pueden realizarse las siguientes sustituciones: \tilde{R}_{F}=\Sigma y Q_{F}\approxU*, donde "*" denota el conjugado complejo.

2. Cálculo del error cuadrático medio y descomposición polar

La matriz \hat{M} de filtro adaptado inicial también puede ortogonalizarse basándose en un criterio de optimización particular. Un posible criterio es minimizar una medida del error cuadrático entre la matriz \hat{M} y un filtro adaptado "óptimo" con las propiedades de ortogonalidad deseadas. Esto puede expresarse como:

18

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donde ||X||_{F} es la norma de Frobenius de X, y viene dada como:

19

La condición Q_{P}^{H}Q_{P} = I garantiza Q_{P} es una matriz unitaria, lo que significaría que las columnas de Q_{P} son ortogonales entre sí y la filas de Q_{P} también son ortogonales entre sí. La ecuación (18) da como resultado un filtro \Sigma^{T}Q_{P} adaptado óptimo que es el que mejor se ajusta a los datos medidos dados por la matriz \hat{M}.

La solución a la ecuación (18) puede obtenerse a partir de la solución conocida para el problema de Procrustes ortogonal. Este problema pregunta - dadas dos matrices A y B conocidas, puede encontrarse una matriz Q_{P} unitaria que transforme B en A. El problema puede expresarse como:

20

La solución al problema de Procrustes puede obtenerse según lo siguiente. En primer lugar, se define una matriz C_{P} como C_{P} = B^{H}A. Entonces la descomposición en valores singulares de C_{P} viene dada como C_{P} = U_{P}\Sigma_{P}V_{P}^{H} o U_{P}^{H}C_{P}V_{P} = \Sigma_{P}. La matriz Q_{P} unitaria que soluciona el problema de minimización mostrado en la ecuación (20) viene dada entonces como:

21

La derivación y demostración para la ecuación (21) se describe por G. H. Golub y C. F. Van Loan en "Matrix Computation", tercera edición, Johns Hopkins University Press, 1996.

La solución para la ecuación (20), que se muestra en la ecuación (21), está relacionada con la descomposición polar de la matriz C. Esta descomposición polar viene dada como:

22

donde

Z_{P} es una matriz unitaria, que viene dada como Z_{P} = \tilde{U}_{P}V_{P}^{H};

\tilde{U}_{P} es una matriz de autovectores izquierdos de C_{P} que abarca el espacio de columna de C_{P} (es decir, \tilde{U}_{P} es igual a U_{P} o una submatriz de U_{P} dependiendo de la dimensión de C_{P});

P_{P} es una matriz semidefinida positiva simétrica hermitiana, que viene dada como P_{P} = V_{P}\tilde{\Sigma}_{P}V_{P}^{H}; y

\tilde{\Sigma}_{P}, es una matriz cuadrada de valores singulares de C_{P} con dimensión igual al número de columnas de C_{P}.

La descomposición polar puede por tanto realizarse sobre la matriz C_{P} para obtener la matriz Z_{P} unitaria, que puede ser igual o bien a Q_{P} o bien a una submatriz de Q_{P} dependiendo de la dimensión de C_{P}. Puede demostrarse que la matriz Z_{P} es el resultado óptimo al problema de minimización mostrado en la ecuación (20).

Se describen algoritmos para el cálculo directo de la descomposición polar por P. Zielinski y K. Zietak en "The Polar Decomposition-Properties, Applications and Algorithms", Annals of the Polish Mathematical Society, 38 (1995), y por A. A. Dubrulle en "An Optimum Iteration for the Matrix Polar Decomposition", Electronic Transactions on Numerical Analysis, volumen 8, 1999, páginas 21 a 25.

La solución para el filtro adaptado óptimo expresado en la ecuación (18) puede obtenerse basándose en la solución al problema de Procrustes ortogonal descrito anteriormente. Esto puede conseguirse igualando \hat{M} a A y \Sigma^{T} a B. Para el cálculo, puede obtenerse una estimación de los valores singulares, \Sigma, como la norma euclídea de las columnas de \hat{M}^{T} y utilizarse en lugar de \Sigma. Los elementos diagonales de \Sigma pueden expresarse como:

23

Puede demostrarse que el uso de \tilde{\Sigma} en el cálculo de Q_{P} da como resultado una degradación casi no medible en el rendimiento con respecto al uso de los valores singulares exactos en \Sigma.

Una matriz C_{M} puede definirse entonces como:

24

La descomposición en valores singulares de la matriz C_{M} viene dada entonces como:

25

La matriz Q_{M} unitaria que soluciona el problema de minimización mostrado en la ecuación (18) viene dada entonces como:

26

Un filtro \tilde{M}_{M} adaptado ortogonal mejorado, que es la solución al problema de minimización en la ecuación (18), puede expresarse entonces como:

27

Como alternativa, la descomposición polar de C_{M} puede realizarse como se describió anteriormente, lo que puede expresarse como:

28

La matriz Q_{M} unitaria que soluciona el problema de minimización mostrado en la ecuación (18) puede entonces venir dado como:

29

El filtro \tilde{M}_{M} adaptado ortogonal mejorado puede expresarse entonces como:

30

Puede demostrarse que la matriz Z_{M} de la descomposición polar es el resultado óptimo para la matriz Q_{M} para el cálculo del error cuadrático mínimo (es decir, Q_{M} = Z_{M}). Por tanto, la descomposición polar y el cálculo
de error cuadrático mínimo proporcionan ambos el mismo filtro \tilde{M}_{M} adaptado ortogonal.

La figura 1 muestra un diagrama de flujo de una realización de un proceso 100 para derivar una matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal basándose en una referencia dirigida. Inicialmente, el receptor recibe y procesa la referencia dirigida para obtener una estimación de u_{m}\sigma_{m} para cada uno de los múltiples modos propios de H (etapa 112). Este procesamiento puede realizarse como se describió anteriormente. Entonces se forma una matriz \hat{M} de filtro adaptado inicial cuyas filas \hat{m}_{m}, para m \in {1 ... N_{T}}, se derivan basándose en las estimaciones de u_{m}\sigma_{m}. La matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal puede entonces obtenerse a partir de la matriz \hat{M} de filtro adaptado inicial utilizando una cualquiera de las técnicas de ortogonalización descritas anteriormente.

Para la técnica de factorización QR, la matriz \hat{M} se factoriza para obtener las matrices Q_{F} y R_{F} (etapa 122). La matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal se obtiene entonces como se muestra en la ecuación (17) (etapa 124) y las estimaciones \tilde{\Sigma} de valores singulares se obtienen como los elementos diagonales de R_{F} (etapa 126).

Para la técnica del error cuadrático mínimo, se obtienen estimaciones de los valores singulares, \tilde{\Sigma}, como la norma euclídea de las columnas de \hat{M}^{T} (etapa 132). La matriz C_{M} se calcula entonces como se muestra en la ecuación (24) (etapa 134). A continuación se calcula la descomposición en valores singulares de C_{M} como se muestra en la ecuación (25) (etapa 136). La matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal se obtiene entonces como se muestra en la ecuación (27) (etapa 138).

Para la técnica de descomposición polar, se obtienen estimaciones de los valores singulares, \tilde{\Sigma}, como la norma euclídea de las columnas de \hat{M}^{T} (etapa 142). La matriz C_{M} se calcula entonces como se muestra en la ecuación (24) (etapa 144). A continuación se calcula la descomposición polar de C_{m} como se muestra en la ecuación (28) (etapa 146). La \tilde{M} matriz de filtro adaptado ortogonal se obtiene entonces como se muestra en la ecuación (30) (etapa 148).

La matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal puede utilizarse después para realizar el filtrado adaptado de una transmisión de datos recibida (etapa 150).

La ortogonalización de la matriz de filtro adaptado proporciona varios beneficios. En primer lugar, el uso de una matriz \tilde{M} de filtro adaptado ortogonal evita la diafonía entre los modos propios de H. La derivación de la matriz \hat{M} de filtro adaptado inicial poco sistemática basándose en la referencia dirigida no garantiza que los autovectores de \hat{M}^{T} sean ortogonales. La falta de ortogonalidad da como resultado una degradación del rendimiento. La ortogonalización de la matriz de filtro adaptado evita esta degradación del rendimiento.

En segundo lugar, la factorización QR puede mejorar la calidad de los autovectores asociados con los valores singulares más pequeños. Sin factorización QR, la calidad de las estimaciones de los autovectores no es constante, y es probable que las estimaciones de los autovectores asociados con valores singulares más pequeños sean de menor calidad. La factorización QR puede mejorar la calidad de los autovectores asociados con valores singulares más pequeños rechazando ciertas componentes de ruido, como se describió anteriormente. La descomposición polar puede tener un efecto similar, pero no en la forma directa como la factorización QR.

En tercer lugar, la ortogonalización puede reducir la cantidad de recursos necesarios para transmitir la referencia dirigida. Si no se realiza la ortogonalización, entonces serían necesarias estimaciones de alta calidad de \Sigma y U para garantizar una diafonía baja entre los modos propios. Entonces sería necesario un periodo de transmisión más largo para la referencia dirigida para los autovectores asociados con valores singulares más pequeños para garantizar que se obtiene la calidad deseada. Por tanto, estimaciones de alta calida de \Sigma y U requerirían un periodo de transmisión más largo para la referencia dirigida (lo que consumiría recursos del sistema más valiosos) y un periodo de integración más largo para la referencia dirigida en el receptor (lo que puede dar como resultado un retardo más largo para la transmisión de datos). La ortogonalización puede proporcionar el rendimiento deseado sin la necesidad de estimaciones de alta calidad de \Sigma y U.

III. Sistema MIMO-OFDM

Las técnicas para derivar autovectores utilizados para el procesamiento espacial se describen a continuación para un sistema de comunicación MIMO de banda ancha ejemplar que emplea multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM). OFDM divide de manera efectiva el ancho de banda del sistema global en varias (N_{F}) subbandas ortogonales, lo que también se denomina como tonos, intervalos de frecuencia, o subbcanales de frecuencia. Con OFDM, cada subbanda está asociada con una subportadora respectiva sobre la que pueden modularse los datos. Para un sistema MIMO-OFDM, cada subbanda puede asociarse con múltiples modos propios, y cada modo propio de cada subbanda puede verse como un canal de transmisión independiente.

Para OFDM, los datos o el piloto que van a transmitirse sobre cada subbanda utilizable se modulan en primer lugar (es decir, se mapean con símbolos de modulación) utilizando un esquema de modulación particular. Puede transmitirse un símbolo de modulación sobre cada subbanda utilizable en cada periodo de símbolo. Puede enviarse un valor de señal de cero para cada subbanda no utilizada. Para cada periodo de símbolo OFDM, los símbolos de modulación para las subbandas utilizables y valores de señal cero para la subbandas no utilizadas (es decir, los símbolos de modulación y ceros para todas las N_{F} subbandas) se transforman al domino del tiempo utilizando una transformada rápida inversa de Fourier (IFFT) para obtener un símbolo transformado que comprende N_{F} muestras en el dominio del tiempo. Para combatir la interferencia intersímbolo (ISI) provocada por el desvanecimiento de señal selectivo en frecuencia, un parte de cada símbolo transformado se repite a menudo (lo que a menudo se denomina como la adición de un prefijo cíclico) para formar un símbolo OFDM correspondiente. El símbolo OFDM se procesa y transmite entonces a través del canal inalámbrico. Un periodo de símbolo OFDM, que también se denomina como un periodo de símbolo, corresponde a la duración de un símbolo OFDM.

Para este sistema ejemplar, el enlace descendente y el enlace ascendente comparten una única banda de frecuencia utilizando dúplex por división de tiempo (TDD). Para un sistema TDD MIMO-OFDM, puede suponerse que las respuestas de canal del enlace descendente y el enlace ascendente son recíprocas entre sí. Es decir, si H(k) representa una matriz de respuesta de canal de una disposición A de antenas a una disposición B de antenas para la subbanda k, entonces un canal recíproco implica que el acoplamiento de la disposición B con la disposición A viene dado por H^{T}(k).

La figura 2 muestra un sistema 200 de comunicación inalámbrico que incluye varios puntos 210 de acceso (AP) que se comunican con varios terminales 220 de usuario (UT). Por simplicidad, sólo se muestra un punto de acceso en la figura 2). Un punto de acceso también puede denominarse como una estación base o alguna otra terminología. Cada terminal de usuario puede ser un terminal fijo o móvil, y también puede denominarse como un terminal de acceso, una estación móvil, una estación remota, un equipo de usuario (UE), un dispositivo inalámbrico o alguna otra terminología. Cada terminal de usuario puede comunicarse con uno o posiblemente múltiples puntos de acceso sobre el enlace descendente y/o el enlace ascendente en cualquier momento dado. El enlace descendente (es decir, enlace directo) se refiere a la transmisión desde el punto de acceso hasta el terminal de usuario, y el enlace ascendente (es decir, enlace inverso) se refiere a la transmisión desde el terminal de usuario hasta el punto de acceso. La respuesta de canal entre cada punto de acceso y cada terminal de usuario puede caracterizarse por un conjunto de matrices H(k) de respuesta de canal, para k \in K donde K representa el conjunto de todas las subbandas de interés (por ejemplo, las subbandas utilizables).

En la siguiente descripción para un par de punto de acceso y terminal de usuario que se comunican, se supone que se ha realizado calibración para tener en cuenta diferencias entre las cadenas de transmisión y recepción del punto de acceso y el terminal de usuario. Los resultados de la calibración son matrices \hat{K}_{ap}(k) y \hat{K}_{ut}(k) diagonales, para k \in K, que van a utilizarse en el punto de acceso y el terminal de usuario, respectivamente, sobre la trayectoria de transmisión. Una respuesta de canal de enlace descendente "calibrada", H_{cdn}(k), observada por el terminal de usuario y una respuesta de canal de enlace ascendente "calibrada", H_{cup}(k), observada por el punto de acceso puede entonces expresarse como:

31

32

33

donde

H_{dn}(k) = R_{ut}(k)H(k)T_{ap}(k) es la respuesta de canal de enlace descendente "efectiva", que incluye las respuestas de la cadena T_{ap}(k) de transmisión en el punto de acceso y la cadena R_{ut} (k) de recepción en el terminal de usuario;

H_{up}(k) = R_{ap}(k)H^{T}(k)T_{ut}(k) es la respuesta de canal de enlace ascendente "efectiva", que incluye las respuestas de la cadena T_{ut} (k) de transmisión en el terminal de usuario y la cadena R_{ap}(k) de recepción en el punto de acceso; y

H(k) es una matriz de respuesta de canal (N_{ut} x N_{ap}) entre las N_{ap} antenas en el punto de acceso y las N_{ut} antenas en el terminal de usuario. Si no se realiza calibración, entonces las matrices \hat{K}_{ap}(k) y \hat{K}_{ut}(k), para k \in K, se ajustan cada una a la matriz I identidad.

La figura 3 muestra una realización de una estructura 300 de trama que puede utilizarse para un sistema TDD MIMO-OFDM. La transmisión de datos se produce en unidades de tramas TDD, cubriendo cada trama TDD una duración de tiempo particular (por ejemplo, 2 ms). Cada trama TDD se divide en una fase de enlace descendente y una fase de enlace ascendente. La fase de enlace descendente se divide además en múltiples segmentos para múltiples canales de transporte de enlace descendente. En la realización mostrada en la figura 3, los canales de transporte de enlace descendente incluyen un canal de emisión (BCH), un canal de control directo (FCCH) y un canal directo (FCH). De manera similar, la fase de enlace ascendente se divide en múltiples segmentos para múltiples canales de transporte de enlace ascendente. En la realización mostrada en la figura 3, los canales de transporte de enlace ascendente incluyen un canal inverso (RCH) y un canal de acceso aleatorio (RACH).

En la fase de enlace descendente, se utiliza un segmento 310 BCH para transmitir una unidad 312 de datos de protocolo (PDU) BCH, que incluye un piloto 314 baliza, un piloto 316 MIMO y un mensaje 318 BCH. El piloto baliza se transmite desde todas las antenas de puntos de acceso y se utiliza por los terminales de usuarios para la adquisición de frecuencia y la temporización. El piloto MIMO se transmite desde todas las antenas de puntos de acceso con diferentes códigos ortogonales y se utiliza por los terminales de usuario para la estimación de canal. El mensaje BCH lleva parámetros del sistema para los terminales de usuario en el sistema. Se utiliza un segmento 320 FCCH para transmitir una PDU FCCH, que lleva asignaciones para recursos de enlace descendente y enlace ascendente y otra señalización para los terminales de usuario. Se utiliza un segmento 330 FCH para transmitir una o más PDU 332 FCH. Pueden definirse diferentes tipos de PDU FCH. Por ejemplo, una PDU 332a FCH incluye sólo un paquete 336a de datos, y una PDU 332b FCH incluye una referencia 334b dirigida de enlace descendente y un paquete 336b de datos.

En la fase de enlace ascendente, se utiliza un segmento 340 RCH para transmitir una o más PDU 342 RCH sobre el enlace ascendente. También pueden definirse diferentes tipos de PDU RCH. Por ejemplo, una PDU 342a RCH incluye una referencia 344a dirigida de enlace ascendente y un paquete 346a de datos. Se utiliza un segmento 350 RACH por los terminales de usuario para obtener acceso al sistema y para enviar mensajes cortos sobre el enlace ascendente. Puede enviarse una PDU 352 RACH dentro del segmento 350 RACH 350 e incluye una referencia 354 dirigida de enlace ascendente y un mensaje 356.

Para la realización mostrada en la figura 3, los pilotos baliza y MIMO se envían sobre el enlace descendente en el segmento BCH en cada trama TDD. Puede enviarse o no una referencia dirigida en cualquier PDU FCH/ RCH dada. También puede enviarse una referencia dirigida en una PDU RACH para permitir al punto de acceso estimar vectores pertinentes durante el acceso al sistema.

Por simplicidad, la siguiente descripción es para una comunicación entre un punto de acceso y un terminal de usuario. El piloto MIMO se transmite por el punto de acceso y se utiliza por el terminal de usuario para obtener una estimación de la respuesta de canal de enlace descendente calibrada, \hat{H}_{cdn}(k), para k \in K. La respuesta de canal de enlace ascendente calibrada puede estimarse entonces como \hat{H}_{cup}(k) = \hat{H}_{cdn}^{T}(k). La descomposición en valores singulares puede realizarse para diagonalizar la matriz \hat{H}_{cup}(k) para cada subbanda, que puede expresarse como:

34

donde

\hat{U}_{ap}(k) es una matriz unitaria (N_{ap} x N_{ap}) de autovectores izquierdos de \hat{H}_{cup}(k);

\hat{\Sigma}(k) es una matriz diagonal (N_{ap} x N_{ut}) de valores singulares de \hat{H}_{cup}(k); y

\hat{V}_{ut}(k) es una matriz unitaria (N_{ut} x N_{ut}) de autovectores derechos de \hat{H}_{cup}(k).

De manera similar, la descomposición en valores singulares de la matriz de respuesta de canal de enlace descendente calibrada estimada, \hat{H}_{cdn}(k), puede expresarse como:

35

donde las matrices \hat{V}_{ut}^{\text{*}}(k) y \hat{U}_{ap}^{\text{*}}(k) son matrices unitarias de autovectores izquierdos y derechos, respectivamente, de \hat{H}_{cdn}(k).

Como se muestra en las ecuaciones (32) y (33), las matrices de autovectores izquierdos y derechos para un enlace son el conjugado complejo de las matrices de autovectores derechos e izquierdos, respectivamente, para el otro enlace. Por simplicidad, la referencia a las matrices \hat{U}_{ap}(k) y \hat{V}_{ut}(k) en la siguiente descripción también puede referirse a sus otras formas diversas (por ejemplo, \hat{V}_{ut}(k) puede referirse a \hat{V}_{ut}(k), \hat{V}^{\text{*}}_{ut}(k), \hat{V}^{T}_{ut}(k) y \hat{V}^{H}_{ut}(k)). Las matrices \hat{U}_{ap}(k) y \hat{V}_{ut}(k) pueden utilizarse por el punto de acceso y el terminal de usuario, respectivamente, para procesamiento espacial y se indican como tal mediante sus subíndices. La matriz \hat{\Sigma}(k) incluye estimaciones de valores singulares que representan las ganancias para los canales independientes (o modos propios) de la matriz H(k) de respuesta de canal para la k-ésima subbanda.

La descomposición en valores singulares puede realizarse independientemente para la matriz \hat{H}_{cup}(k) de respuesta de canal para cada una de las subbandas utilizables para determinar los N_{S} modos propios para la subbanda. Las estimaciones de valores singulares para cada matriz \hat{\Sigma}(k) diagonal pueden ordenarse de manera que {\hat{\sigma}_{1}(k) \geq \hat{\sigma}_{2}(k) \geq ... \geq \hat{\sigma}_{NS}(k)}, donde \hat{\sigma}_{1}(k) es la estimación de valor singular más grande y \hat{\sigma}_{NS}(k) es la estimación de valor singular más pequeña para la subbanda k. Cuando se ordenan las estimaciones de valores singulares para cada matriz \hat{\Sigma}(k) diagonal, los autovectores (o columnas) de las matrices \hat{U}(k) y \hat{V}(k) asociadas también se ordenan de manera correspondiente. Tras la ordenación, \hat{\sigma}_{1}(k) representa la estimación de valor singular para el mejor modo propio para la subbanda k, que también se denomina a menudo como el modo propio "principal".

Un modo propio de "banda ancha" puede definirse como el conjunto de modos propios del mismo orden de todas las subbandas tras la ordenación. Por tanto, el m-ésimo modo propio de banda ancha incluye los m-ésimos modos propios de todas las subbandas. Cada modo propio de banda ancha está asociado con un conjunto respectivo de autovectores para todas las subbandas. El modo propio de banda ancha "principal" es el asociado con la estimación de valor singular más grande en la matriz \hat{\Sigma}(k) para cada una de las subbandas.

El terminal de usuario puede transmitir una referencia dirigida sobre el enlace ascendente. La referencia dirigida de enlace ascendente para el m-ésimo modo propio de banda ancha puede expresarse como:

36

donde

\hat{v}_{ut},_{m}(k) es la m-ésima columna de la matriz \hat{V}_{ut}(k) para la k-ésima subbanda, con \hat{V}_{ut}(k) = [\hat{v}_{ut},_{1}(k) \hat{v}_{ut},_{2}(k) ... \hat{v}_{ut},_{Nut}(k)]; y

p(k) es el símbolo piloto para la k-ésima subbanda.

La referencia dirigida de enlace ascendente recibida en el punto de acceso puede expresarse como:

37

donde

\hat{u}_{ap,m}(k) es la m-ésima columna de la matriz \hat{U}_{ap}(k) para la k-ésima subbanda, con \hat{U}_{ap}(k) = [\hat{u}_{ap,1}(k) \hat{u}_{ap,2}(k) ... \hat{u}_{ap,Nap}(k)]; y

\hat{\sigma}_{m}(k) es la estimación de valor singular para la k-ésima subbanda del m-ésimo modo propio de banda ancha.

El punto de acceso puede obtener una matriz \hat{M}_{ap}(k) de filtro adaptado inicial, para k \in K, basándose en la referencia dirigida de enlace ascendente, como se describió anteriormente. El punto de acceso puede obtener después una matriz \tilde{M}_{ap}(k) de filtro adaptado ortogonal mejorada, para k \in K, basándose en \hat{M}_{ap}(k) y utilizando una cualquiera de las técnicas de ortogonalización descritas anteriormente.

Utilizando la factorización QR, la matriz \tilde{M}_{ap}(k) puede obtenerse como:

38

39

donde

Q_{ap}(k) es una matriz unitaria que es la base ortonormal para \tilde{M}_{ap}(k);

\tilde{R}_{ap}(k) es una matriz diagonal derivada basándose en \hat{M}_{ap}(k); y

\tilde{\Sigma}_{ap}(k)= \tilde{R}_{ap}(k) y \tilde{U}_{ap}^{\text{*}}(k) = Q_{ap}(k).

Utilizando el cálculo del error cuadrático medio, la matriz \tilde{M}_{ap}(k) puede obtenerse como:

40

donde

41

\tilde{\Sigma}_{ap}(k) es la matriz diagonal cuyos elementos son la norma euclídea de las columnas de \hat{M}^{T}_{ap}(k); y

42

\vskip1.000000\baselineskip

Utilizando descomposición polar, la matriz \tilde{M}_{ap}(k) puede obtenerse como:

43

\vskip1.000000\baselineskip

donde

44

45

La matriz \tilde{M}_{ap}(k) puede utilizarse por el punto de acceso para el filtrado adaptado de la transmisión de datos de enlace ascendente desde el terminal de usuario, como se describe posteriormente.

El procesamiento espacial realizado por el terminal de usuario para transmitir datos sobre múltiples modos propios en el enlace ascendente puede expresarse como:

46

donde s_{up}(k) es el vector de datos y x_{up}(k) es el vector de transmisión para la k-ésima subbanda para el enlace ascendente. La transmisión de datos de enlace ascendente puede producirse sobre cualquier número de modos propios de banda ancha desde 1 hasta N_{S}.

La transmisión de datos de enlace ascendente recibida en el punto de acceso puede expresarse como:

47

donde r_{up}(k) es el vector de recepción para la transmisión de datos de enlace ascendente para la k-ésima subbanda.

El filtrado adaptado por el punto de acceso puede expresarse como:

48

donde \tilde{\Sigma}(k) = diag (\tilde{\sigma}_{1,1}(k) \tilde{\sigma}_{2,2}(k) ... \tilde{\sigma}_{NT,NT}(k)); y

49

Para el sistema TDD MIMO, el punto de acceso puede utilizar también las matrices \tilde{U}_{ap}(k), para k \in K, para el procesamiento espacial para la transmisión de datos sobre el enlace descendente al terminal de usuario. El procesamiento espacial realizado por el punto de acceso para transmitir datos sobre múltiples modos propios sobre el enlace descendente puede expresarse como:

50

donde s_{dp}(k) es el vector de datos y x_{dn}(k) es el vector de transmisión para la k-ésima subbanda para el enlace descendente. La transmisión de datos de enlace descendente puede producirse de manera similar sobre cualquier número de modos propios de banda ancha desde 1 hasta N_{S}.

La transmisión de datos de enlace descendente recibida en el terminal de usuario puede expresarse como:

51

donde r_{dn}(k) es el vector de recepción para la transmisión de datos de enlace descendente para la k-ésima subbanda.

El filtrado adaptado por el terminal de usuario puede expresarse como:

52

donde

\hat{M}_{ut}(k) = \hat{\Sigma}^{T}(k)\hat{V}_{ut}^{T}(k) es el filtro adaptado para el terminal de usuario;

\hat{\Sigma}(k) = diag (\hat{\sigma}_{1,1}(k) \hat{\sigma}_{2,2}(k) ... \hat{\sigma}_{NS,NS}(k)); y

53

La matriz \hat{\Sigma}(k) diagonal se deriva de la descomposición en valores singulares mostrada en la ecuación (32).

La tabla 1 resume el procesamiento espacial en el punto de acceso y el terminal de usuario tanto para la transmisión como la recepción de datos sobre múltiples modos propios de banda ancha.

TABLA 1

54

En la tabla 1, s(k) es el vector de datos, x(k) es el vector de transmisión, r(k) es el vector de recepción, y \hat{s}(k) es una estimación del vector s(k) de datos, donde todos los vectores son para la subbanda k. Los subíndices "dn" y "up" para estos vectores indican transmisiones de enlace descendente y enlace ascendente, respectivamente.

Puede demostrarse que el uso de las matrices \tilde{U}_{ap}(k), para k \in K, (con columnas ortogonalizadas) para procesamiento espacial para la transmisión de datos de enlace descendente puede proporcionar una mejora sustancial con respecto al uso de matrices \hat{U}_{ap}(k), para k \in K, (con columnas sin ortogonalizar) obtenidas a partir de las matrices \hat{M}_{ap}(k) de filtro adaptado iniciales, para k \in K.

La figura 4 muestra la trasmisión de referencia dirigida y datos sobre el enlace descendente y el enlace ascendente para un esquema de transmisión ejemplar. El piloto MIMO se transmite sobre el enlace descendente por el punto de acceso en cada trama TDD (bloque 412). El terminal de usuario recibe y procesa el piloto MIMO de enlace descendente para obtener una estimación de la respuesta \hat{H}_{cdn}(k) de canal de enlace descendente, para k \in K. El terminal de usuario estima entonces la respuesta de canal de enlace ascendente como \hat{H}_{cup}(k) = \hat{H}_{cdn}^{T}(k) y realiza la descomposición en valores singulares de \hat{H}_{cup}(k) para obtener las matrices \hat{\Sigma}(k) y \hat{V}_{ut}(k), para k \in K, como se muestra en la ecuación (32) (bloque 414).

El terminal de usuario transmite entonces la referencia dirigida de enlace ascendente sobre el RACH o el RCH utilizando las matrices \hat{V}_{ut}(k), para k \in K, como se muestra en la ecuación (34) y la figura 3, durante el acceso al sistema (etapa 422). Las columnas de \hat{V}_{ut}(k) también se denominan como vectores de dirección cuando se utilizan para la transmisión de datos. El punto de acceso recibe y procesa la referencia dirigida de enlace ascendente sobre el RACH o el RCH para obtener las matrices \tilde{\Sigma}(k) y \tilde{U}_{ap}(k), para k \in K, como se describió anteriormente (etapa 424). Las columnas de \tilde{U}_{ap}(k) son autovectores que pueden utilizarse tanto para la recepción de datos así como para la transmisión de datos. El terminal de usuario puede transmitir después la referencia dirigida de enlace ascendente y los datos sobre el RCH utilizando las matrices \hat{V}_{ut}(k), para k \in K, como se muestra en la ecuación (41) y la figura 3 (etapa 432). El punto de acceso recibe y procesa la referencia dirigida de enlace ascendente sobre el RCH para actualizar las matrices \tilde{\Sigma}(k) y \hat{U}_{ap}(k), para k \in K (etapa 434). El punto de acceso realiza filtrado adaptado para la transmisión de datos de enlace ascendente recibida utilizando las matrices \tilde{\Sigma}(k) y \tilde{U}_{ap}(k) (también etapa
434).

El punto de acceso puede transmitir después una referencia dirigida de enlace descendente opcional y datos sobre el FCH utilizando las matrices \tilde{U}_{ap}(k), para k \in K, como se muestra en la ecuación (44) y la figura 3 (etapa 442). Si se transmite una referencia dirigida de enlace descendente, entonces el terminal de usuario puede procesar la referencia dirigida de enlace descendente para actualizar las matrices \hat{\Sigma}(k) y \hat{V}_{ut}(k), para k \in K (etapa 444) y también puede realizar una ortogonalización para garantizar que las columnas de \hat{V}_{ut}(k) son ortogonales. El terminal de usuario también realiza el filtrado adaptado para la transmisión de datos de enlace descendente recibida utilizando las matrices \hat{\Sigma}(k) y \hat{V}_{ut}(k) (también etapa 444).

El esquema de transmisión de datos y piloto mostrado en la figura 4 proporciona varias ventajas. En primer lugar, el piloto MIMO transmitido por el punto de acceso puede utilizarse por múltiples terminales de usuarios en el sistema para estimar la respuesta de sus respectivos canales MIMO. En segundo lugar, el cálculo para la descomposición en valores singulares de \hat{H}_{cup}(k), para k \in K, se distribuye entre los terminales de usuario (es decir, cada terminal de usuario realiza la descomposición en valores singulares de su propio conjunto de matrices de respuesta de canal estimadas para las subbandas utilizables). En tercer lugar, el punto de acceso puede obtener las matrices \tilde{\Sigma}(k) y \tilde{U}_{ap}(k), para k \in K, que se utilizan para el procesamiento espacial de enlace ascendente y enlace descendente, basándose en la referencia dirigida sin tener que estimar la respuesta de canal MIMO.

También pueden implementarse otros esquemas de transmisión diversos para sistemas MIMO y MIMO-OFDM, y esto está dentro del alcance de la invención. Por ejemplo, el piloto MIMO puede transmitirse por el terminal de usuario y la referencia dirigida puede transmitirse por el punto de acceso.

La figura 5 muestra un diagrama de bloques de una realización de un punto 210x de acceso y un terminal 220x de usuario en el sistema 200 MIMO-OFDM. Para mayor claridad, en esta realización, el punto 210x de acceso está equipado con cuatro antenas que pueden utilizarse para la transmisión y recepción de datos, y el terminal 220x de usuario también está equipado con cuatro antenas para la transmisión/recepción de datos. En general, el punto de acceso y el terminal de usuario pueden estar cada uno equipado con cualquier número de antenas de transmisión y cualquier número de antenas de recepción.

Sobre el enlace descendente, en el punto 210x de acceso, un procesador 514 de datos de transmisión (TX) recibe datos de tráfico desde una fuente 512 de datos y señalización y otros datos desde un controlador 530. El procesador 514 de datos TX formatea, codifica, intercala y modula los datos para proporcionar símbolos de modulación, que también se denominan como símbolos de datos. Un procesador 520 espacial TX entonces recibe y multiplexa los símbolos de datos con símbolos piloto, realiza el procesamiento espacial requerido con las matrices \tilde{U}^{\text{*}}_{ap}(k) para k \in K, y proporciona cuatro flujos de símbolos de transmisión para las cuatro antenas de transmisión. Cada modulador 522 (MOD) recibe y procesa un flujo de símbolos de transmisión respectivo para proporcionar una señal modulada de enlace descendente correspondiente. Las cuatro señales moduladas de enlace descendente de los moduladores 522a a 522d se transmiten entonces desde las antenas 524a a 524d, respectivamente.

En el terminal 220x de usuario, cuatro antenas 552a a 552d reciben las señales moduladas de enlace descendente transmitidas, y cada antena proporciona una señal recibida a un demodulador 554 (DEMOD) respectivo. Cada demodulador 554 realiza un procesamiento complementario al realizado por el modulador 522 y proporciona símbolos recibidos. Un procesador 560 espacial de recepción (RX) realiza entonces el filtrado adaptado sobre los símbolos recibidos desde todos los demoduladores 554a a 554d para proporcionar símbolos de datos recuperados, que son estimaciones de los símbolos de datos transmitidos por el punto de acceso. Un procesador 570 de datos RX procesa adicionalmente (por ejemplo, demapea, desintercala y descodifica símbolos) los símbolos de datos recuperados para proporcionar datos descodificados, que pueden proporcionarse a un colector 572 de datos para el almacenamiento y/o un controlador 580 para el procesamiento adicional.

El procesador 560 espacial RX también procesa los símbolos piloto recibidos para obtener una estimación de la respuesta de canal de enlace descendente, \hat{H}_{cdn}(k), para k \in K. El controlador 580 entonces puede descomponer cada matriz \hat{H}_{cdn}(k) para obtener \hat{\Sigma}(k) y \hat{V}_{ut}(k). El controlador 580 puede derivar además (1) las matrices \hat{M}_{ut}(k) de filtro adaptado de enlace descendente, para k \in K, basándose en \hat{\Sigma}(k) y \hat{V}_{ut}(k), y (2) las matrices G_{ut}(k) de ajuste a escala, para k \in K, basándose en \hat{\Sigma}(k). El controlador 580 entonces puede proporcionar \hat{M}_{ut}(k) al procesador 560 de datos RX para el filtrado adaptado de enlace descendente y \hat{V}_{ut}(k) a un procesador 590 espacial TX.

El procesamiento para el enlace ascendente puede ser igual o diferente al procesamiento para el enlace descendente. Se procesan los datos y la señalización (por ejemplo, se codifican, intercalan y modulan) mediante un procesador 588 de datos TX, se multiplexan con símbolos piloto, y se además procesan espacialmente mediante el procesador 590 espacial TX con las matrices \hat{V}_{ut}(k), para k \in K. Los símbolos de transmisión del procesador 590 espacial TX se procesan además mediante los moduladores 554a a 554d para generar cuatro señales moduladas de enlace ascendente, que entonces se transmiten a través de las antenas 552a a 552d.

En el punto 510 de acceso, las señales moduladas de enlace ascendente se reciben por las antenas 524a a 524d y se demodulan mediante los demoduladores 522a a 522d para proporcionar símbolos recibidos para la transmisión de datos y la referencia dirigida de enlace ascendente. Un procesador 540 espacial RX entonces procesa la referencia dirigida de enlace ascendente recibida para obtener estimaciones de u_{m}\sigma_{m}, para k \in K y m \in {1 ... N_{S}}, que se proporcionan al controlador 530. El controlador entonces obtiene \hat{M}_{ap}(k) y \tilde{\Sigma}(k) basándose en las estimaciones de u_{m}\sigma_{m}, realiza la ortogonalización de \hat{M}_{ap}(k) para obtener \tilde{M}_{ap}(k) y \tilde{U}_{ap}(k), y deriva G_{ap}(k) basándose en \tilde{\Sigma}(k). El controlador 580 entonces proporciona \tilde{M}_{ap}(k) y G_{ap}(k) al procesador 540 espacial RX para el filtrado adaptado de enlace ascendente y \tilde{U}^{\text{*}}_{ap}(k) al procesador 520 espacial TX para el procesamiento espacial de enlace descendente.

El procesador 540 espacial RX realiza el filtrado adaptado de la transmisión de datos de enlace ascendente recibida con \tilde{M}_{ap}(k) y G_{ap}(k) para proporcionar símbolos de datos recuperados, que se procesan además mediante un procesador 542 de datos RX para proporcionar datos descodificados. Los datos descodificados pueden proporcionarse a un colector 544 de datos para el almacenamiento y/o un controlador 530 para el procesamiento adicional.

El controlador 530 realiza el procesamiento para obtener las matrices \tilde{M}_{ap}(k) de filtro adaptado y las matrices G_{ap}(k) de ajuste a escala, para k \in K, para la transmisión de datos de enlace ascendente y las matrices \tilde{U}^{\text{*}}_{ap}(k), para k \in K, para la transmisión de datos de enlace descendente. El controlador 580 realiza el procesamiento para obtener las matrices \hat{M}_{ut}(k) de filtro adaptado y las matrices G_{ut}(k) de ajuste a escala, para k \in K, para la transmisión de datos de enlace descendente y las matrices \hat{V}_{ut}(k), para k \in K, para la transmisión de datos de enlace ascendente. Los controladores 530 y 580 controlan además el funcionamiento de diversas unidades de procesamiento en el punto de acceso y el terminal de usuario, respectivamente. Las unidades 532 y 582 de memoria almacenan datos y códigos de programa utilizados por los controladores 530 y 580, respectivamente.

La figura 6 muestra un diagrama de bloques del procesamiento espacial realizado el punto 210x de acceso y el terminal 220x de usuario para transmitir datos sobre múltiples modos propios sobre el enlace descendente y el enlace ascendente.

Sobre el enlace descendente, dentro del procesador 520 espacial TX en el punto 210x de acceso, el vector s_{dn'}(k) de datos para cada subbanda k se multiplica en primer lugar con la matriz \tilde{U}^{\text{*}}_{ap}(k) mediante una unidad 610 y se multiplica además con la matriz \hat{K}_{ap}(k) de corrección mediante una unidad 612 para obtener el vector x_{dn}(k) de transmisión para la subbanda k. Las columnas de la matriz \tilde{U}^{\text{*}}_{ap}(k) se ortogonalizan como se describió anteriormente. Los vectores x_{dn}(k) de transmisión, para k \in K, entonces se procesan por una cadena 614 de transmisión dentro del modulador 522 y se transmiten a través del canal MIMO al terminal 220x de usuario. La unidad 610 realiza el procesamiento espacial para la transmisión de datos de enlace descendente.

En el terminal 220x de usuario, las señales moduladas de enlace descendente se procesan por una cadena 654 de recepción dentro del demodulador 554 para obtener los vectores r_{dn}(k) de recepción, para k \in K. Dentro del procesador 560 espacial RX, el vector r_{dn}(k) de recepción para cada subbanda k se multiplica en primer lugar con la matriz \hat{M}_{ut}(k) de filtro adaptado mediante una unidad 656 y se multiplica además con la matriz G_{ut}(k) de ajuste a escala mediante una unidad 658 para obtener el vector \hat{s}_{dn}(k), que es una estimación del vector s_{dn}(k) de datos transmitido para la subbanda k. Las unidades 656 y 658 realizan el filtrado adaptado de enlace descendente.

Sobre el enlace ascendente, dentro del procesador 590 espacial TX en el terminal 220x de usuario, el vector s_{up}(k) de datos para cada subbanda k se multiplica en primer lugar con la matriz \hat{V}_{ut}(k) mediante una unidad 660 y entonces se multiplica además con matriz \hat{k}_{ut}(k) de corrección mediante una unidad 662 para obtener el vector x_{up}(k) de transmisión para la subbanda k. Los vectores x_{up}(k) de transmisión, para k \in K, se procesan entonces mediante una cadena 664 de transmisión dentro del modulador 554 y se transmiten a través del canal MIMO al punto 210x de acceso. La unidad 660 realiza el procesamiento espacial para la transmisión de datos de enlace ascendente.

En el punto 210x de acceso, las señales moduladas de enlace ascendente se procesan mediante una cadena 624 de recepción dentro del demodulador 522 para obtener los vectores r_{up}(k) de recepción, para k \in K. Dentro del procesador 540 espacial RX, el vector r_{up}(k) de recepción para cada subbanda k se multiplica en primer lugar con la matriz \tilde{M}_{ap}(k) de filtro adaptado mediante una unidad 626 y se multiplica además por la matriz G_{ap}(k) de ajuste a escala mediante una unidad 628 para obtener el vector \hat{s}_{up}(k), que es una estimación del vector s_{up}(k) de datos transmitido para la subbanda k. Las unidades 626 y 628 realizan el filtrado adaptado de enlace ascendente.

Las técnicas descritas en el presente documento para derivar autovectores para procesamiento espacial pueden implementarse por diversos medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en hardware, software o una combinación de los mismos. Para una implementación de hardware, los elementos utilizados para estas técnicas pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación específica (ASIC), procesadores de señales digitales (DSP), dispositivos de procesamiento de señales digitales (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), disposiciones de puertas programables de campo (FPGA), procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas en el presente documento, o una combinación de los mismos.

Para una implementación de software, las técnicas pueden implementarse con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, etc.) que realizan las funciones descritas en el presente documento. Los códigos de software pueden almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo, las unidades 532 y 582 de memoria en la figura 5) y ejecutarse por un procesador (por ejemplo, los controladores 530 y 580). La unidad de memoria puede implementarse dentro del procesador o de manera externa al procesador, en cuyo caso puede acoplarse de manera comunicativa al procesador a través de diversos medios como se conoce en la técnica.

Se incluyen encabezados en el presente documento para referencia y para ayudar a localizar ciertas secciones. Estos encabezados no pretenden limitar el alcance de los conceptos descritos a continuación de ellos, y estos conceptos pueden tener aplicabilidad en otras secciones a lo largo de toda la memoria descriptiva.

La descripción anterior de las realizaciones dadas a conocer se proporciona para permitir a cualquier experto en la técnica realizar o utilizar la presente invención. Resultarán fácilmente evidentes diversas modificaciones de estas realizaciones para los expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos en el presente documento pueden aplicarse a otras realizaciones sin apartarse del alcance de la invención.

Claims

1. Un procedimiento de derivación de un filtro adaptado basado en una referencia dirigida para un sistema (200) de comunicación de entrada múltiple salida múltiple inalámbrico, comprendiendo el procedimiento:

obtener (112, 114) una pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos para la referencia dirigida recibidos a través de un primer enlace MIMO con T puntos de transmisión en un transmisor y R puntos de recepción en un receptor, por el que cada conjunto de símbolos recibidos corresponde a un símbolo piloto procesado espacialmente en el transmisor con uno diferente de los autovectores derechos de la matriz de respuesta de canal MIMO RxT;

estimar (116, 138, 148) el filtro adaptado basándose en la pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos, en el que el procesamiento espacial en el transmisor y el filtrado adaptado en el receptor diagonalizan la matriz de respuesta de canal.

2. El procedimiento según la reivindicación 1, en el que cada uno de la pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos es para un símbolo referencia dirigida generado basándose en uno de una pluralidad de vectores de dirección.

3. El procedimiento según la reivindicación 1, en el que una pluralidad de autovectores correspondientes a la pluralidad de vectores de dirección del filtro adaptado son ortogonales entre sí.

4. El procedimiento según la reivindicación 3, en el que la pluralidad de autovectores del filtro adaptado se ortogonalizan utilizando factorización (124) QR.

5. El procedimiento según la reivindicación 4, que comprende además: estimar ganancias asociadas con una pluralidad de vectores de dirección basándose en la pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos; y ordenar la pluralidad de autovectores basándose en las ganancias estimadas.

6. El procedimiento según la reivindicación 3, en el que la pluralidad de autovectores del filtro adaptado se ortogonalizan utilizando cálculo (138) de error cuadrático mínimo.

7. El procedimiento según la reivindicación 3, en el que la pluralidad de autovectores del filtro adaptado se ortogonalizan utilizando descomposición (148) polar.

8. El procedimiento según la reivindicación 1, en el que la referencia dirigida se recibe a través de múltiples tramas (300).

9. El procedimiento según la reivindicación 1, que comprende además:

realizar (150) filtrado adaptado de una transmisión de datos recibida a través del primer enlace MIMO utilizando el filtro adaptado.

10. El procedimiento según la reivindicación 1, que comprende además

determinar una pluralidad de vectores ajustados a escala basándose en la pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos, en el que cada uno de la pluralidad de vectores ajustados a escala corresponde a uno respectivo de una pluralidad de vectores de dirección; y

en el que la derivación de una pluralidad de autovectores comprende derivar basándose en la pluralidad de vectores ajustados a escala.

11. El procedimiento según la reivindicación 10, en el que cada uno de la pluralidad de vectores ajustados a escala se determina basándose en al menos un conjunto de símbolos recibidos para al menos un símbolo de referencia dirigida generado basándose en el vector de dirección correspondiente.

12. El procedimiento según la reivindicación 1, en el que una pluralidad de autovectores se utilizan para el procesamiento espacial para la transmisión de datos en un segundo enlace MIMO.

13. El procedimiento según la reivindicación 12, en el que el primer enlace MIMO es un enlace ascendente y el segundo enlace MIMO es un enlace descendente en el sistema (200) de comunicación MIMO.

14. El procedimiento según la reivindicación 1, en el que el sistema (200) de comunicación MIMO utiliza multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), y en el que la pluralidad de autovectores se derivan para cada una de una pluralidad de subbandas.

15. Un aparato para su uso en un sistema (200) de comunicación de entrada múltiple salida múltiple (MIMO) inalámbrico, que comprende:

medios para obtener una pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos para la referencia dirigida recibidos a través de un primer enlace MIMO con T puntos de transmisión en un transmisor y R puntos de recepción en un receptor, por el que cada conjunto de símbolos recibidos corresponde a un símbolo piloto procesado espacialmente en el transmisor con uno diferente de los autovectores derechos de la matriz de respuesta de canal MIMO RxT;

medios para estimar el filtro adaptado basándose en la pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos, en el que procesamiento espacial en el transmisor y el filtrado adaptado en el receptor diagonalizan la matriz de respuesta de canal.

16. El aparato según la reivindicación 15, que comprende además: medios para realizar filtrado adaptado de una primera transmisión de datos recibida a través del primer enlace MIMO utilizando una pluralidad de autovectores.

17. El aparato según la reivindicación 15, que comprende además: medios para realizar procesamiento espacial para una segunda transmisión de datos sobre un segundo enlace MIMO utilizando una pluralidad de autovectores.

18. El aparato según la reivindicación 15, en el que una pluralidad de autovectores son ortogonales entre sí.

19. El aparato según la reivindicación 15, en el que dichos medios para la obtención comprenden un procesador (540, 560) espacial de recepción operativo para procesar dicha pluralidad de conjuntos de símbolos recibidos para dicha referencia dirigida para proporcionar una pluralidad de vectores ajustados a escala, y en el que dichos medios para la estimación comprenden un controlador (530, 580) operativo para estimar una pluralidad de autovectores basándose en la pluralidad de vectores ajustados a escala, y en el que el procesador (540, 560) espacial de recepción está operativo además para realizar filtrado adaptado de una primera transmisión de datos recibida a través del primer enlace MIMO utilizando la pluralidad de autovectores.

20. El aparato según la reivindicación 19, en el que el controlador (530, 580) está operativo además para estimar valores singulares basándose en la pluralidad de vectores ajustados a escala y para estimar el filtro adaptado para el primer enlace MIMO basándose en la pluralidad de autovectores y los valores singulares estimados.

21. El aparato según la reivindicación 19, en el que la pluralidad de autovectores son ortogonales entre sí.

22. El aparato según la reivindicación 21, en el que el controlador está operativo para realizar factorización QR, descomposición polar, o cálculo de error cuadrático mínimo sobre la pluralidad de vectores ajustados a escala para obtener la pluralidad de autovectores.

23. El aparato según la reivindicación 19, que comprende además: un procesador (520, 590) espacial TX operativo para realizar procesamiento espacial para una segunda transmisión de datos sobre un segundo enlace MIMO utilizando la pluralidad de autovectores.

24. El aparato según la reivindicación 19, en el que el sistema (200) de comunicación MIMO utiliza multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), y en el que la pluralidad de autovectores se derivan para cada una de una pluralidad de subbandas.