ES2276148T3 - Procedimiento y sistema para mediciones multiestaticas de radar de proximidad. - Google Patents

Abstract

Sistema de sensor multiestático para una medición de distancia respecto a un objeto, que presenta una unidad de emisora (Tn) y una unidad receptora (Rm), que presentan en cada caso un oscilador de alta frecuencia (HFO-Tn, , HFO-Rm) y un generador de pulsos (PG-Tn, PG-Rm), caracterizado porque los generadores de pulsos (PG-Tn, PG-Rm) pueden alimentarse con señales de impulsos (TS, RS) procedentes de generadores de señal, pudiendo transmitirse las señales de impulsos (TS, RS) a través de un bus de datos común (B) a la unidad emisora (Tn) y la unidad receptora (Rm), con lo que puede generarse una relación de fases determinística de las señales de alta frecuencia a partir de los osciladores de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm).

Description

Procedimiento y sistema para mediciones multiestáticas de radar de proximidad.

La invención se refiere a un procedimiento y un sistema para mediciones multiestáticas de radar de proximidad.

Los procedimientos y sistemas para el montaje y el funcionamiento de sensores de radar de pulsos existen en formas diversas y son conocidos desde hace mucho tiempo, por ejemplo por [1], [2], [3]. Los sensores de radar de pulsos se utilizan como sensores de nivel de llenado en la técnica de mediciones industriales como ayuda de aparcamiento o sensor de proximidad en vehículos automóviles para evitar colisiones, para reproducir el entorno y para la navegación de vehículos autónomos y sistemas de transporte como por ejemplo robots e instalaciones transportadoras. Usualmente funcionan los sensores de radar de pulsos en los campos de aplicación indicados para frecuencias medias de aprox. 1 GHz hasta 100 GHz con longitudes típicas de pulsos de 200 ps hasta 2 ns. Debido a la gran anchura de banda de medida, se denominan tales sensores desde hace algún tiempo radar de banda ultra ancha (ultrawideband, UWB). Es común a casi todos los sensores de radar de pulsos que sus señales de medida presentan un ancho de banda tan grande que las señales no pueden ser captadas y procesadas directamente con las tecnologías usuales. Por esta razón utilizan casi todos los sistemas conocidos los llamados sistemas secuenciales de exploración. En el principio de exploración secuencial, que ya es conocido por los primeros osciloscopios digitales de exploración, se explora la señal de medida secuencialmente a lo largo de varios ciclos de medida mediante desplazamiento de los instantes de exploración.

Las soluciones técnicas de conexión para radares de pulsos son conocidas por ejemplo por el estado de la técnica antes citado. La GB-A-2 251 149 da a conocer un sistema como el indicado y un procedimiento para la medición multiestática de radar de proximidad. El estado de la técnica describe un impulso de emisión con una determinada frecuencia de repetición CLK-Tx (Clock-Transmission, transmisión de reloj), que se emite, y se explora la señal de recepción reflejada con un explorador con una frecuencia de repetición CLK-Rx (Clock-Reception, recepción de reloj). Si las frecuencias de la secuencia de emisión y las de la secuencia de exploración se diferencian sólo levemente, entonces se desplazan ambas secuencias lentamente en su fase una respecto a otra. Este desplazamiento relativo lento del punto de exploración hacia el instante e emisión, provoca un proceso de exploración secuencial.

La figura 1 muestra una forma constructiva conocida de un radar de pulsos que funciona según el modo antes descrito. En una unidad de emisión genera un generador de impulsos de emisión A^{T} una frecuencia de impulsos CLK-Tx, con la que un generador de pulsos B^{T} genera cíclicamente breves pulsos de tensión. Con estos breves pulsos se conecta a continuación un oscilador de alta frecuencia C^{T} y genera durante la duración de la conexión oscilaciones de alta frecuencia, que son emitidas como señal de emisión D^{T} a través de la antena E^{T}. Una cadena idéntica de generadores de pulsos se establece en un ramal receptor o en una unidad receptora con los correspondientes elementos A^{R}, B^{R} y C^{R}. La señal de pulso del oscilador C^{R} se lleva a un mezclador M, que de esta manera funciona como un explorador, ya que el mezclador es alimentado también por el otro lado con la señal de recepción D^{R}. Las componentes de la señal de emisión D del ramal de emisión, que se reflejan en un objeto O y que llegan como señal de recepción D^{R} de nuevo de retorno a la antena receptora E^{R}, se mezclan mediante el mezclador M con la señal de C^{R} de una banda de base de baja frecuencia. La secuencia de impulsos de exploración así generada se alisa mediante un filtro pasabanda BPF y da como resultado así en definitiva la señal de medida LFS (por lo general Low Frequency Signal, Señal de Baja Frecuencia).

Para lograr una buena relación señal-ruido (SNR) de la señal de medida, es decisivo que los osciladores C^{T} y C^{R} estén entre sí a lo largo de todos los pulsos en una secuencia en una relación de fase determinística, es decir, en una relación de fase no estocástica entre sí. Una tal interrelación determinística de los pulsos generados mediante C^{T} y C^{R} no se logra sin más, ya que C^{T} y C^{R} funcionan separados entre sí. Una interrelación determinística resulta no obstante cuando las señales de pulsos, que conectan los generadores de pulsos B^{T} y B^{R}, están constituidas de tal manera que generan armónicos superiores que se encuentran en la banda de frecuencias de los osciladores de alta frecuencia C^{T} y C^{R}. Los armónicos superiores dan lugar a que los osciladores C^{T} y C^{R} no entren en oscilación al conectar estocásticamente, sino a que se conecten de manera coherente con los armónicos superiores de las señales B^{T} y B^{R}. Puesto que las señales y armónicos superiores de los generadores de pulsos B^{T} y B^{R} son iguales siempre en cada proceso de conexión, entran en oscilación C^{T} y C^{R} en cada caso siempre con una fase inicial fija característica, es decir, que sus señales se encuentran entre sí en una relación en fase y en tiempo determinística, predeterminada por la secuencia de señales de emisión y la secuencia de señales de exploración.

El procedimiento para asegurar la interrelación determinística de los pulsos de emisión y exploración se conoce por el estado de la técnica, utilizándose por lo general un único oscilador de frecuencia fija que funciona continuamente, del que se derivan con ayuda de interruptores los pulsos necesarios. También se conoce la práctica de utilizar, en lugar de antenas separadas como E^{T} y E^{R}, igualmente una antena común para emitir y recibir, separándose las señales de emisión y recepción entre sí por ejemplo mediante un acoplador direccional.

No obstante, se prefiere en muchas aplicaciones medir con un sensor de radar distancias no sólo monodimensionalmente, sino que las escenas del objeto pueden reproducirse multidimensionalmente. Por ejemplo, para reproducciones tridimensionales de escenas y las correspondientes determinaciones precisas de distancia al objeto, bien se mueven los sensores o bien sus equipos de medición y se realizan sucesivamente mediciones en lugares distintos o bien en direcciones distintas y/o se utilizan sistemas con varios sensores distribuidos espacialmente. Tales sistemas son conocidos por ejemplo por [4], bajo el concepto "sistemas de sensores multiestáticos". En sistemas multiestáticos con varios emisores y receptores distribuidos espacialmente, es ventajoso que en cada caso uno de los emisores emita una señal, que se refleja en la escena del objeto y que a continuación es detectada por todos los receptores. En tales sistemas y en su forma de funcionamiento resulta desde luego el inconveniente de que ramales emisores y receptores distribuidos espacialmente usualmente sólo se puedan acoplar entre sí con un coste muy elevado de tal manera que las fases de sus fuentes de señal de alta frecuencia están entre sí en una relación determinística.

Tal como ya se ha descrito antes, una relación de fases determinística es una premisa básica para lograr una buena relación señal-ruido. El derivar señales de alta frecuencia de una fuente común y distribuirlas espacialmente a través de líneas de alta frecuencia, es desde luego desventajoso para aplicaciones comerciales, ya que se originan costes muy elevados y atenuaciones de señal, así como dispersiones de las señales transmitidas. Por razones similares, quedan excluidos por lo general circuitos de regulación de fase para el acoplamiento de varios osciladores.

Así, tiene la presente invención la tarea básica de indicar un sistema multiestático económico y un procedimiento con el que pueda lograrse una medición precisa de la distancia.

La tarea se resuelve mediante las particularidades de las correspondientes reivindicaciones independientes.

El sistema multiestático de sensores para una medición de distancia respecto a un objeto presenta una unidad emisora (Tn) y una unidad receptora (Rm), que presentan en cada caso al menos un oscilador de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm) y al menos un generador de pulsos (PG-Tn, PG-Rm). Los generadores de pulsos (PG-Tn, PG-Rm) pueden alimentarse con señales de impulsos (TS, RS) procedentes de generadores de señal, pudiendo transmitirse las señales de impulsos (TS, RS) a través de un bus de datos común (B) a las unidades emisora (Tn) y receptora (Rm), con lo que puede generarse una relación de fase determinística de las señales de alta frecuencia a partir de los osciladores de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm).

Las señales de impulsos presentan entonces una relación de frecuencias fija, que es conocida por el estado del generador de impulsos.

El enlace del generador de pulsos PG-Tn de la unidad emisora Tn con el bus de datos B se realiza ventajosamente mediante un circuito S_{wn}, con lo que la activación de las unidades emisoras puede ser controlada por unidad de control. El enlace del bus de datos B con las unidades receptoras puede realizarse igualmente a través de un circuito.

En el procedimiento para el funcionamiento del sistema de sensores antes indicado, se introducen dos señales de impulsos a través de un bus de datos común B en cada caso en una unidad emisora y una unidad receptora, y la señal se emite desde una unidad emisora a un objeto y la señal recibida por el bus de datos B y que atraviesa la unidad receptora Rm se mezcla con la señal receptora reflejada por el objeto 0, para generar a partir de ello una señal de medida evaluable, realizándose un calibrado de una señal de medida en un eje de distancia en base a una determinación del punto de origen de las señales de impulsos sobre el bus de datos común, que compara las fases de dos señales de impulsos a través del bus de datos.

Bajo eje de distancia se entiende el eje que forma la evolución de la curva de medida de una medición de distancia respecto al tiempo.

Resulta especialmente una ventaja en costes debido a que los elementos de apertura del dispositivo no tienen que estar conectados en alta frecuencia. Los osciladores de alta frecuencia de las unidades emisora y receptora respectivamente no tienen por lo tanto que estar conectados entre sí.

La invención se describirá primeramente en base a los siguientes ejemplos de ejecución más en detalle. Al respecto muestra

figura 2 un sistema multiestático correspondiente a la invención y

figura 3 la utilización de los sistemas propuestos según la figura 2 en un vehículo automóvil para una función de ayuda de aparcamiento y

figura 4 un esquema de la configuración para la unidad receptora utilizada en los sistemas propuestos.

El sistema multiestático de la figura 2 está compuesto por n y m unidades receptoras y emisoras (en cada caso R1, T1 a Rm, Tn), que se denominan también ramales receptores o emisores. Un elemento central de esta estructura es el bus de datos B, sobre el que se transmiten las señales A^{T} y A^{R} según la figura 1. A través de este bus de datos se alimentan todos los n y m ramales de emisión y recepción, por lo tanto, con las señales de impulsos RS y TS según la figura 2. Con circuitos de multiplexado Sw a Swn puede elegirse a través de una unidad de control CU en cada caso uno de los n ramales emisores T1 a Tn como emisor momentáneamente activo. Pueden recibirse entonces en cada caso todos los m ramales receptores en paralelo.

Es especialmente preferente que el sistema sensórico multiestático presente n unidades emisoras Tn y m unidades receptoras Rm, siendo en cada caso n y m números enteros superiores o iguales a 1 y presentando las unidades

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al menos un oscilador de señales de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm),

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al menos un generador de pulsos (PG-Tn, PG-Rm),

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y al menos una antena (E^{Tn}, E^{Rm})

y pudiendo alimentarse la unidad emisora Tn con una señal de impulsos generada por una primera fuente de impulsos TS y presentando la unidad receptora Rm un mezclador MIX y pudiendo alimentarse con una señal de impulsos generada por una segunda fuente de impulsos RS y por una señal recibida de una antena receptora E^{Rm} y estando conectadas ambas unidades (Tn, Rm) con una unidad de control CU. Entonces están unidos los generadores de pulsos (PG-Tn, PG-Rm) a un bus de datos común B, con lo que también las unidades emisoras y receptoras pueden alimentarse a través del bus de datos B con las correspondientes señales de impulsos. Mediante las señales comunes de impulsos a través del bus de datos B, se logra una relación de fases determinística de las señales de alta frecuencia a partir de los osciladores de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm) de las unidades.

A continuación se presentará un concepto modular ventajoso con el que pueden realizarse de manera especialmente económica cualesquiera sensores de radar de pulsos biestáticos y multiestáticos. Un juego de chips está compuesto por dos unidades elementales, una unidad emisora Tn y una unidad receptora Rm. Las unidades incluyen los siguientes componentes o funciones:

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Una unidad emisora Tn está compuesta por: un oscilador de alta frecuencia HFO-Tn, un oscilador de pulsos de control PG-Tn y dado el caso un filtro HF-FLT (no representado) antes de la salida de la antena E^{Tn}, que se ocupa de que la señal emitida sea conforme con la legislación de permisos a aplicar (por ejemplo en los Estados Unidos FCC 15.3) y dado el caso una antena cerámica integrada E^{Tn}.

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La unidad receptora está compuesta por: un oscilador de alta frecuencia HFO-Rm, un oscilador de pulsos de control PG-Rm, un mezclador MIX y dado el caso un amplificador de bajo ruido, una etapa distanciadora y dado el caso un filtro paso bajo (no representado), que está posconectado directamente al mezclador y dado el caso un filtro HF-FLT detrás de la entrada de antena E^{Rm} que suprime las señales no interesantes o bien perturbadoras y dado el caso una antena cerámica integrada E^{Rm}.

Las fuentes de impulsos TS y RS para las unidades emisora y receptora se controlan entonces ventajosamente mediante una unidad común de control CU.

Las señales emisora y receptora de las correspondientes unidades pueden evidentemente estar codificadas.

El procedimiento de una medición completa tiene lugar de tal manera que primeramente una unidad emisora T1 es elegida por una unidad de control CU como ramal emisor activo o bien se libera por parte de un circuito multiplexador Sw a través del bus de datos B. Este emisor genera, tal como se representa en la figura 1, señales de emisión D^{T}. Esta señales son reflejadas por ejemplo por un objeto O y son recibidas con el esquema de exploración secuencial descrito en la introducción de la descripción en paralelo por todos los ramales receptores R1 a Rm. En consecuencia, se repite el mismo procedimiento de medida para todos los demás n ramales emisores. Si se encuentran por ejemplo todas las antenas emisoras y receptoras E^{Tn} y E^{Rm} en distintas posiciones, resultan para n ramales emisores y receptores n*m vías de medida no recíprocas, es decir, significativamente más que en el funcionamiento de n o m sensores de radar convencionales mono o biestáticos, en el que resultarían sólo n o m vías de medida. Si se toma por lo tanto en cada caso una antena común E para un ramal emisor y receptor, entonces siguen resultando la suma acumulada de 1 a n (es decir, n + (n-1) + (n-2) + ... + 1) vías de medida no recíprocas. La cantidad de ramales de emisión y recepción puede entonces también ser diferente, es decir, n es diferente de m.

Desde luego, es decisiva para el volumen de información de medida alcanzable la cantidad total de n ramales de emisión más m ramales de recepción. Al respecto, los números m y n son en cada caso un número entero cualquiera superior o igual a 1. Con las vías de medida obtenidas puede reconstruirse matemáticamente, por ejemplo con los procedimientos conocidos de triangulación o algoritmos de holografía o tomografía, una escena del objeto bi o tridimensional y calcularse la distancia al objeto.

Para el funcionamiento óptimo del sistema sensor completo y para lograr un procedimiento de medida preciso, se determina ventajosamente un punto de origen en la medición de distancia. El punto de origen es el instante en el que los flancos de las señales de HFO-Tn de un ramal emisor Tn y HFO-Rm de un ramal receptor Rm están exactamente en fase entre sí. Bajo flanco se entiende por ejemplo una cantidad definible de períodos de una señal antes del final de la señal.

Es ventajoso que la comparación de fases entre las señales de TS y RS se realice en un punto a lo largo del bus de datos B, ya que aquí las señales están desplazadas en fase. Las derivas (offsets) pueden compensarse a continuación matemáticamente. La comparación de fases para la detección del punto de origen puede realizarse con los comparadores de fases usuales, tal como se muestra en la figura 1 con \Delta\Phi, por ejemplo mediante un flip-flop, perteneciendo la longitud de los cables del bus de datos y su tiempo muerto a la base de conocimiento del procedimiento de medida. Una unidad evaluadora para la comparación de las fases estaría unida óptimamente de forma directa al bus de datos B o bien sería parte integrante de la unidad de control CU.

El punto de origen puede además definirse erróneamente también debido a desplazamientos de los flancos de impulsos a partir de TS y RS que podrían ser originados por temperatura y errores en las líneas de señal debidos al envejecimiento. En particular se prefiere entonces al elegir el tipo de líneas del bus de datos que los flancos de las señales del trigger (activador) de TS y RS sean mantenidos iguales en lo posible en todo el bus de datos, lo cual es realizable con relativa facilidad también debido a las bajas frecuencias de impulsos (típicamente 100 kHz a 10 MHz). Una sincronización de los flancos del trigger (activador) para elevadas frecuencias es, por el contrario, problemática, ya que un decalaje de fase de señales de alta frecuencia solamente puede ampliarse considerablemente mediante una diferencia entre los tiempos de arranque de las señales muy pequeña o mediante una modificación geométrica del bus de datos. Una frecuencia de impulsos inferior es por lo tanto ventajosa. Según ello, se cierra el bus de datos B de manera óptima con una red de adaptación AN. Tales redes de adaptación con valores de resistencia de unos 50 ohmios son conocidas por el estado de la técnica.

Para lograr una mayor precisión del procedimiento de medida, se transmite por ejemplo una señal de impulsos de TS o RS a través del bus de datos B hacia delante y de retorno o al menos a través de vías de diferente longitud. La comparación con la señal de impulsos inicial aporta una medida de la corrección o bien un valor para calibrar el procedimiento de medida. En cada calibración hay que realizar un proceso normal de medida, es decir, se cierran las conexiones con las unidades emisoras. Entonces podrían introducirse las señales de impulsos también en ambos lados o extremos del sistema de bus de datos. En este caso se realizan en cada caso dos mediciones de distancia inmediatamente sucesivas, introduciéndose en la primera medición los impulsos en la primera parte del bus de datos y en la segunda medición los impulsos en la otra parte del bus de datos. Así resultan dos perfiles de eco casi idénticos en el bus de datos, que desde luego están desplazados entre sí en una deriva (offset) característica. La magnitud de este desplazamiento y el correspondiente valor de corrección pueden determinarse directamente de la posición de los máximos característicos o bien también mediante correlación de ambos perfiles de las curvas de medida de la medición de distancia. Básicamente pueden utilizarse también cualesquiera otros esquemas de introducción de impulsos, como por ejemplo tal que cada unidad emisora y receptora esté equipada con fuentes de impulsos propias, que alimentan entonces a elección el bus de datos con la frecuencia de impulsos.

Otra posibilidad de determinar el punto de origen consiste en evaluar la señal que resulta mediante la transmisión transversal directa (es decir, no sobre una reflexión, sino directamente desde el emisor al receptor). Esta señal está muy fuertemente acusada en comparación con las señales reflejadas y por lo tanto es fácil de reconocer. Para amplificar esta acentuación, pueden estar diseñadas u orientadas las antenas E^{T} y E^{R} de tal manera que pueda lograrse una transmisión transversal acentuada. Alternativamente pueden alojarse estructuras de líneas entre los ramales emisor y receptor que apoyen una propagación transversal. La señal de diafonía directa entre emisor y receptor puede utilizarse sencilla y directamente para la calibración del punto de origen necesario.

En la figura 3 se representa el sistema correspondiente a la invención como radar de aparcamiento para vehículos automóviles. En el parachoques del vehículo automóvil BP están alojados cuatro sensores de radar 1 a 4. La unidad común de activación (trigger), control y evaluación 5, alimenta el bus de datos B, al que están acoplados los sensores de radar, con señales. Las antenas de los sensores de radar están diseñadas de tal manera (ver figura 2) que además de la dirección principal de emisión Y perpendicularmente al parachoques se emite también adicionalmente energía de señal en la dirección transversal x, para poder realizar la antes mencionada determinación del punto de origen por transmisión transversal. Tal como ya se ha indicado arriba, es ventajoso separar espacialmente las antenas emisora y receptora en particular en cuanto a la precisión del procedimiento de medida en cada sensor de radar 1 a 4.

Para configurar exactamente una unidad emisora o receptora, se indica lo siguiente:

Usualmente se montan módulos de alta frecuencia sobre placas electrónicas de materiales orgánicos, por ejemplo basados en teflón o epoxi. Es por lo general ventajoso que los componentes de alta frecuencia sean fabricados como unidades lo más pequeñas posible. Debido al acoplamiento entre longitud de onda y tamaño de la estructura con estos materiales, es difícil lograr el tamaño preferente pequeño. Una alternativa a tales dispositivos son circuitos sobre cerámica de capa delgada, cuya fabricación no obstante es costosa.

Así pueden realizarse los módulos de radar o bien componentes de los módulos de radar de manera especialmente ventajosa como módulos LTCC (Low Temperatura Cofired Ceramic/Cerámica sinterizada de baja temperatura). Las estructuras de alta frecuencia sobre la base de LTCC, debido al coeficiente dieléctrico relativamente grande y debido a la aplicación de la técnica multicapa, han de realizarse de forma compacta.

La fabricación de módulos LTCC es económica y también susceptible de fabricación en masa.

Un módulo parcial de radar preferente, realizado aquí como unidad receptora, se representa en la figura 4 como módulo LTCC-HF. Sobre el módulo LTCC R1 están integrados por ejemplo un oscilador de alta frecuencia HFO-R1, un oscilador de pulsos de control PG-R1 para activar el oscilador de alta frecuencia y un mezclador MIX.

Del módulo LTCC R1 están conducidas hacia fuera, a excepción de la conexión de una antena E^{R1}, solamente señales digitales o comparativamente de baja frecuencia (ver también figura 2 LFS-1 a LFS-m), con lo que el módulo R1 puede integrarse sin problemas y económicamente en el resto del circuito. Si por lo tanto no se integra la antena E^{R1} en la cerámica, es muy ventajoso configurar el módulo tal que pueda equiparse directamente sobre el punto de alimentación de una antena patch o de ranura E^{R1}. Una antena patch puede configurarse entonces por ejemplo como platina de dos capas, portando la cara anterior de la platina la estructura de la antena y su cara posterior el módulo LTCC, con lo que esta parte también presenta las líneas de alimentación necesarias y superficies de masa. Puesto que los módulos LTCC son muy pequeños, es también posible además alojar un módulo LTCC en la cara anterior de la antena directamente sobre el punto de alimentación de la antena y dado el caso alojarlo en una capa de protección o adaptación, con lo que aquí el diagrama direccional de la antena no se ve perjudicado esencialmente.

Una estructura preferente de un módulo de radar LTCC con los elementos antes descritos se representa igualmente en la figura 4. La conexión HF R1 está compuesta allí por varias capas o capas HF HFL. Sobre la cara superior del sustrato LTCC se colocan los componentes que no han de integrarse en las capas interiores, como por ejemplo elementos semiconductores, un mezclador MIX, un oscilador de alta frecuencia HFO-R1 o un generador de pulsos PG-R1. Como técnica de equipamiento ofrecen en particular los equipamientos conocidos SMT o equipamientos Flip-Chip. El módulo LTCC por sí mismo puede montarse con la llamada técnica Ball-Grid o Land-Grid BG/LG sobre una placa electrónica estándar LP. Se prefiere la integración de una red Bias BN y un filtro IF.

Bibliografía

[1] US Patent 3,117,317

[2] US Patent 4,132,991

[3] US Patent 4,521,778

[4] "Sistema de sensor ultrasónico para localización, calibración y reconocimiento de pequeñas herramientas" de Vossiek, M; Ermert, H.: Sensor 95.7 "Feria internacional especializada con congreso para sensores, captadores de medida y sistemas 1995".

Claims (14)

1. Sistema de sensor multiestático para una medición de distancia respecto a un objeto, que presenta una unidad de emisora (Tn) y una unidad receptora (Rm), que presentan en cada caso un oscilador de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm) y un generador de pulsos (PG-Tn, PG-Rm),

caracterizado porque los generadores de pulsos (PG-Tn, PG-Rm) pueden alimentarse con señales de impulsos (TS, RS) procedentes de generadores de señal, pudiendo transmitirse las señales de impulsos (TS, RS) a través de un bus de datos común (B) a la unidad emisora (Tn) y la unidad receptora (Rm), con lo que puede generarse una relación de fases determinística de las señales de alta frecuencia a partir de los osciladores de alta frecuencia (HFO-Tn, HFO-Rm).

2. Sistema de sensor según la reivindicación 1,

caracterizado porque las unidades emisora y receptora presenta respectivas antenas (E^{Rm}, E^{Tn}).

3. Sistema de sensor según una de las reivindicaciones 1 ó 2,

caracterizado porque la unidad receptora presenta un mezclador MIX.

4. Sistema de sensor según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque las fuentes de impulsos están dispuestas en distintas posiciones del bus de datos.

5. Sistema de sensor según la reivindicación 4,

caracterizado porque las fuentes de impulsos están dispuestas en los extremos del bus de datos.

6. Sistema de sensor según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque las unidades emisora y receptora están constituidas como módulos LTCC-HF.

7. Sistema de sensor según una de las reivindicaciones precedentes,

caracterizado porque en la unidad receptora están conectados adicionalmente con los demás componentes

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un amplificador de bajo ruido y/o

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un filtro pasa banda y/o

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un filtro de alta frecuencia y/o

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una etapa de exploración.

8. Procedimiento, en particular para el funcionamiento del sistema de sensor según una de las reivindicaciones 1 a 7, en el que una señal de impulsos procedente de una fuente de impulsos (TS, RS) se introduce a través de un bus de datos común B en una unidad emisora y/o en una unidad receptora (Tn, Rm) y la señal de una unidad emisora se emite hasta un objeto (O) y la señal reflejada REF de una unidad receptora se mezcla con una señal de impulsos, para generar a partir de ello una señal de medida evaluable, realizándose un calibrado de las señales de impulsos en base a una determinación del punto de origen de las señales de impulsos sobre el bus de señales, que compara las fases de dos señales de impulsos a través del bus de datos.

9. Procedimiento según la reivindicación 8, en el que se realiza una comparación de fases en base a una muestra en un punto del bus de datos B para determinar el punto de origen.

10. Procedimiento según una de las reivindicaciones 8 ó 9, en el que el punto de origen se realiza mediante una comparación de fases entre dos señales de impulsos que se introducen en dos extremos del bus de datos
B.

11. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, en el que se logra un calibrado de la señal de impulsos transmitiendo una señal de impulsos en el bus de datos a través de distintas longitudes y aportando una medida de corrección en base a una comparación con la señal de impulsos inicial.

12. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, en el que se realiza una comparación de fases mediante un FLIP-FLOP.

\newpage

13. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, en el que una unidad emisora se activa mediante la unidad de control a través de un circuito multiplexador.

14. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, en el que se activan todas las unidades receptoras, recibiéndose en paralelo las señales de recepción reflejadas por un objeto.