ES2218654T3 - Metodo y procedimiento de sincronizacion temporal para receptores de señales multiportadoras. - Google Patents
Metodo y procedimiento de sincronizacion temporal para receptores de señales multiportadoras.Info
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Abstract
LA INVENCION SE REFIERE AL PROCEDIMIENTO DE SINCRONIZACION TEMPORAL DE UN RECEPTOR DE UNA SEÑAL MULTIPORTADORA CONSTITUIDA POR UNA SERIE DE SIMBOLOS FORMADOS CADA UNO DE ELLOS POR UNA PLURALIDAD DE FRECUENCIAS PORTADORAS MODULADAS POR UN COEFICIENTE DE MODULACION. ALGUNAS DE ESAS FRECUENCIAS PORTADORAS, DE POSICION EN EL ESPACIO TIEMPO-FRECUENCIA CONOCIDA POR EL RECEPTOR, SON FRECUENCIAS PORTADORAS DE REFERENCIA, POSEEDORAS DE UN COEFICIENTE DE REFERENCIA DE VALOR CONOCIDO POR EL RECEPTOR. EL PROCEDIMIENTO INCLUYE UNA FASE DE SINCRONIZACION FINA QUE CONSTA DE LAS ETAPAS SIGUIENTES: ESTIMACION (773) DE LA RESPUESTA IMPULSIVA H N DEL CANAL DE TRANSMISION DE LA SEÑAL A P ARTIR DE COEFICIENTES DE REFERENCIA PERTENECIENTES A AL MENOS DOS SIMBOLOS RECIBIDOS; DETERMINACION (75) DEL INICIO DE LA PARTE OPERATIVA DE CADA UNO DE LOS SIMBOLOS; Y/O RETROALIMENTACION DE UN RELOJ DEL RECEPTOR MEDIANTE ANALISIS DE LA ESTIMACION DE LA RESPUESTA IMPULSIVA H N .
Description
Método y procedimiento de sincronización temporal
para receptores de señales multiportadoras.
El campo de la invención es el de la transmisión
de señales digitales multiportadoras, es decir, de señales que
aplican una pluralidad de subportadoras emitidas simultáneamente y
moduladas cada una por elementos de datos distintos. Con más
precisión, la invención se refiere a la sincronización temporal de
receptores de tales señales.
Las señales multiportadoras se designan
generalmente por el término FDM (Frequency División Multiplex
(Múltiplex con División de Frecuencias)). Un ejemplo particular de
estas señales, al que se aplica especialmente la invención, es el
de las señales OFDM (Múltiplex con División de Frecuencias
Ortogonales).
Se utiliza una señal OFDM por ejemplo en el
sistema de difusión digital descrito especialmente en la patente
francesa FR-A-2 601 270 registrada
el 2 de julio de 1986 y en el documento "Principios de modulación
y de codificación de canal en radiodifusión digital hacia los
móviles" (M. Alard y R. Lassalle; Revista de la UER, nº 224,
agosto 1987, pp 168-190), y conocido bajo el nombre
de sistema COFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex
(Múltiplex con División de Frecuencias Ortogonales
Codificadas)).
Este sistema COFDM ha sido desarrollado
especialmente en el marco del proyecto europeo DAB (Digital Audio
Broadcasting (Difusión de Audio Digital). Es también candidato a la
normalización para la difusión terrestre de la televisión digital
(norma DVB-T, en particular). Más generalmente, el
sistema COFDM permite la transmisión de todo tipo de señales
digitales (o analógicas muestreadas, pero no necesariamente
cuantificadas).
Se basa en la asignación conjunta de un
dispositivo de codificación de canal y de un procedimiento de
modulación por múltiplex de frecuencias ortogonales. Este sistema
está particularmente adaptado a la difusión de señales digitales de
alto caudal (algunos megabits por segundo) en canales afectados a
trayectos múltiples cuyas características varían en el tiempo
(recepción móvil en medio urbano).
El procedimiento de modulación propiamente dicho
permite liberarse de problemas ligados a la selectividad en
frecuencia del canal. Consiste en repartir la información a
transmitir en un gran número de portadoras yuxtapuestas y moduladas
a bajo caudal. Se asocia un sistema de entrelazado de la información
a transmitir al procedimiento de codificación, de tal manera que
esté asegurada la independencia estadística máxima de las muestras
a la entrada del descodificador.
La sincronización temporal de un receptor COFDM
consiste en determinar, en la trama de la señal OFDM recibida, el
emplazamiento de la parte útil de cada símbolo (constituido por un
intervalo de guardia y una parte útil) a fin de aplicar al mismo la
ventana FFT que permite la selección de la parte útil de cada
símbolo. Esta información de sincronización temporal se utiliza
igualmente para dar servicio al reloj del receptor a fin de aplicar
el dispositivo de recuperación de ritmo.
Esta función de sincronización temporal del
receptor se descompone generalmente en una sincronización temporal
basta (durante el periodo de adquisición) y una sincronización
temporal fina.
Según una técnica conocida, aplicada
especialmente en el programa de difusión digital DAB, la
sincronización temporal puede apoyarse en símbolos especiales,
previstos a este efecto, y generalmente colocados al principio de la
trama.
En este caso, cada trama comienza ventajosamente
por al menos dos símbolos particulares S1 y S2, utilizados para la
sincronización. Comprende a continuación cierto número de símbolos
útiles, comprendiendo cada uno una pluralidad de portadoras
ortogonales moduladas.
El símbolo S1 es un símbolo nulo que permite, por
una parte, efectuar una sincronización basta. El símbolo S2 es un
segundo símbolo de sincronización constituido por un múltiplex no
modulado de todas las frecuencias portadoras, con envolvente
sensiblemente constante. Esto permite recalcular con mayor precisión
la sincronización por análisis de la respuesta de impulsos del
canal. En la patente FR-A-2 639
495, registrada el 18.11.88 a nombre de los mismos titulares, se
describen el papel y el modo de realización de estos símbolos S1 y
S2.
El símbolo S2 es igualmente conocido por los
nombres de símbolo CAZAC y de símbolo TFPC, en otros modos de
realización.
A continuación se trata de la producción de las
señales COFDM que no presentan tales símbolos especiales dedicados
a la sincronización temporal. Es el caso, en particular, de las
señales digitales de televisión en curso de normalización.
Se deben desarrollar por tanto otros métodos de
sincronización. Así, se conoce una técnica, llamada de correlación
del intervalo de guardia, que permite efectuar una sincronización
basta.
El intervalo de guardia de un símbolo OFDM está
constituido por la repetición de las muestras de final de dicho
símbolo OFDM. El método consiste en calcular la correlación entre
las muestras que constituyen el intervalo de guardia y las muestras
de final del símbolo a fin de extraer un "pico" de
correlación.
Después del filtrado temporal, este "pico"
de correlación puede entonces ser utilizado como impulso de
sincronización para determinar la longitud del símbolo OFDM y del
intervalo de guardia \Delta, y por tanto el inicio de la ventana
FFT. Esta operación se efectúa antes de la FFT de desmodulación en
la señal COFDM recibida en el dominio temporal.
Si se llama x(t) a la señal COFDM recibida
en el dominio temporal, la medida de la correlación en el
instante
t = T_{n} puede estar dada por la expresión siguiente:
t = T_{n} puede estar dada por la expresión siguiente:
\Gamma_{x} (T_{n}) =
\sum\limits^{T_{n}+T_{1}}_{t=T_{0}} |x(t).x^{*}
(t-t_{x})|
donde * significa "conjugado" de un número
complejo y | | significa módulo de un número
complejo.
La medición de la correlación se efectúa en
bloques de longitud T_{i} igual o inferior a la longitud del
intervalo de guardia \Delta. En el caso en el que el receptor no
sabe a priori cual es la longitud del intervalo de guardia
(se prevé, en determinados sistemas, tamaños variables según la
aplicación), se puede realizar la medida de la correlación al
inicio en bloques de longitud igual a la longitud mínima del
intervalo de guardia.
En las condiciones ideales en las que no hay
ruido, sin trayectos múltiples ni interferencias de canal
compartido, se puede explotar el pico (o "impulso") de
correlación obtenido para generar la sincronización temporal
"basta".
A título de ejemplo, la figura 1 representa la
medida de la correlación obtenida después del filtrado temporal en
el caso de una transmisión ideal con ruido (11) y sin ruido (12) y
con una respuesta de impulso h(t) 13 del canal de un solo
trayecto 14.
Esta información puede ser utilizada igualmente
para la sincronización temporal fina: midiendo la distancia 15 que
separa 2 "picos" de correlación sucesivos, se puede deducir la
longitud T_{s} = t_{s} + \Delta de un símbolo OFDM y por
tanto la longitud del intervalo de guardia \Delta.
Por el contrario, en presencia de ecos
importantes o de un nivel elevado de interferencias, el pico de
correlación obtenido está muy deformado y se escalona más o menos
en función del escalonamiento de los ecos.
La figura 2 representa la medida de la
correlación obtenida después del filtrado temporal en el caso de
una transmisión con ruido (21) y sin ruido (22) pero caracterizada
por una respuesta de impulsos h(t) 23 del canal que presenta
dos trayectos 24_{1} y 24_{2}espaciados en la longitud del
intervalo de guardia \Delta y recibidos con una potencia
idéntica.
Se puede explotar entonces el pico de correlación
25 para determinar cual es la longitud de un símbolo OFDM y generar
la sincronización temporal basta, pero su precisión es insuficiente
para deducir del mismo una sincronización temporal fina.
En efecto, cuando las condiciones de recepción
evolucionan en el tiempo, como es el caso en la recepción portátil
y móvil, la forma de la medida de la correlación del intervalo de
guardia es muy fluctuante. Una sincronización temporal fina
generada únicamente a partir de esta información, aunque esta
información sea filtrada temporalmente, estaría afectada entonces
por un sesgo importante.
Además, la medida de la correlación del intervalo
de guardia estará fuertemente contaminada en presencia de
interferencias entre símbolos debidas a la presencia de ecos.
La invención tiene especialmente por objetivo
paliar estos inconvenientes del estado de la técnica.
Más precisamente, un objetivo de la invención es
proporcionar un procedimiento y un dispositivo de sincronización
temporal para receptores de señales multiportadoras que no
necesitan la emisión de símbolos de sincronización específicos de
esta función.
Especialmente, un objetivo de la invención es
proporcionar un procedimiento y un dispositivo tales que sean
compatibles con la estructura de señal actualmente propuesta para
la difusión terrestre de la televisión digital.
Otro objetivo de la invención es proporcionar un
procedimiento y un dispositivo tales que permitan efectuar una
sincronización fina de buena calidad, incluso en presencia de una
señal recibida fuertemente perturbada. En particular, la invención
tiene por objetivo permitir un funcionamiento correcto en presencia
de ecos largos, y eventualmente superiores a la duración del
intervalo de guardia.
Todavía otro objetivo de la invención es
proporcionar un procedimiento y un dispositivo tales que se puedan
aplicar fácilmente en todo tipo de receptores, con una complejidad
técnica y un costo de producción limitados.
Estos objetivos, así como otros que aparecerán
más adelante, se alcanzan según la invención por un procedimiento
de sincronización temporal de un receptor de una señal
multiportadora constituida por una sucesión de símbolos formados
cada uno por una pluralidad de frecuencias portadoras moduladas cada
una por un coeficiente de modulación,
siendo algunas de dichas frecuencias portadoras,
de posición en el espacio tiempo-frecuencia
conocida de dicho receptor, frecuencias portadoras de referencia,
que portan un coeficiente de referencia de valor conocido de dicho
receptor,
procedimiento que comprende una fase de
sincronización fina que incluye las etapas siguientes:
- -
- estimación de la respuesta de impulsos h_{n} del canal de transmisión de dicha señal, a partir de coeficientes de referencia que pertenecen a al menos dos símbolos recibidos;
- -
- determinación del inicio de la parte útil de cada uno de dichos símbolos y/o asignación de un reloj del receptor, por análisis de dicha estimación de la respuesta de impulsos h_{n}.
En otros términos, la invención propone crear un
símbolo de sincronización temporal ficticio, reagrupando varios
elementos de referencia que pertenecen a varios símbolos. El
símbolo ficticio así obtenido permite determinar una estimación de
la respuesta de impulsos, y deducir de ella una sincronización
fina.
Esta técnica es absolutamente nueva e inventiva
para el experto de esta técnica, que siempre ha considerado que era
necesario que se emitiera al menos un símbolo particular de
sincronización para determinar una estimación de la respuesta de
impulsos.
Por otra parte, necesita adaptaciones no
evidentes, presentadas más adelante, cuando, como es generalmente
el caso, la respuesta de impulsos obtenida según la invención es
submuestreada.
De forma ventajosa, dicha etapa de estimación de
la respuesta de impulsos h_{n} comprende las etapas
siguientes:
- -
- extracción de los coeficientes de referencia pertenecientes a M símbolos sucesivos que comprenden portadoras de referencia, estando separadas dichas portadoras de referencia por L portadoras útiles en un mismo símbolo y desfasadas entre sí R portadoras entre dos símbolos sucesivos que comprenden portadoras de referencia, siendo M y L superiores o iguales a 2 y R = (L+1)/M;
- -
- reagrupamiento de dichos coeficientes de referencia extraídos, de manera que formen un símbolo ficticio de sincronización, submuestreado por un factor R,
- -
- transformación inversa de Fourier de dicho símbolo ficticio de sincronización, de manera que se obtenga una estimación de la respuesta de impulsos h_{n} que se extienda en toda la duración de t_{s}/R, siendo t_{s} la duración útil de un símbolo.
Este reparto de las portadoras de referencia (al
tresbolillo), no es, por supuesto, más que un ejemplo, y se pueden
contemplar otros numerosos repartos. Al límite, se pueden utilizar
las portadoras de referencia de un solo símbolo, pero en este caso
la respuesta de impulsos es fuertemente submuestreada.
Como se mencionó anteriormente, el submuestreo
introduce, en determinadas situaciones, incertidumbres en la
corrección de sincronización a aportar (adelanto o retraso). Para
paliar este problema, dicho análisis de la estimación de la
respuesta de impulsos h_{n} comprende ventajosamente las etapas
siguientes:
- -
- búsqueda de un impulso representativo del primer trayecto de la señal en el canal de transmisión;
- -
- análisis de dicho impulso representativo del primer trayecto, de forma que se determine si se trata de un eco o de un preeco,
y dicha etapa de determinación del inicio de la
parte útil de cada uno de dichos símbolos controla el
posicionamiento de una ventana temporal de selección en la señal
recibida, de manera que se posicione dicho impulso representativo
del primer trayecto sensiblemente en el instante t = 0 en dicha
estimación de la respuesta de impulso h_{n}, debiendo ser
retrasada dicha ventana si se trata de un eco y adelantada si se
trata de un
preeco.
Preferentemente, en este caso, el intervalo de
tiempo (0, t_{max}) en el cual se extiende dicha estimación de la
respuesta de impulsos h_{n} está dividido en dos campos:
- -
- un primer campo, llamado campo adelantado, que se extiende del instante o a un instante t_{lim}, y
- -
- un segundo campo, llamado campo retrasado, que se extiende desde el instante t_{lim} al instante t_{max},
siendo considerado dicho impulso representativo
del primer trayecto como un eco si se encuentra en dicho campo
adelantado, y como un preeco si se encuentra en dicho campo
retrasado.
t_{lim} puede ser elegido, por ejemplo,
superior o igual a la duración \Delta del intervalo de guardia
que precede a la parte útil de cada uno de dichos símbolos.
De manera preferente, el procedimiento de la
invención comprende igualmente una fase de sincronización basta,
aplicada paralelamente a dicha fase de sincronización fina, y que
comprende una etapa de correlación del intervalo de guardia
(conocida en sí misma y descrita en el preámbulo), que consiste en
buscar un pico de correlación entre el contenido de un intervalo de
guardia que precede a la parte útil de cada uno de dichos símbolos
y el final de la parte útil de dicho símbolo, de manera que se
determine la duración de dicho símbolo.
Más allá de la sincronización basta, la
correlación del intervalo de guardia se puede utilizar de una nueva
manera para mejorar todavía la sincronización fina de la invención,
en algunos casos particulares.
En efecto, ventajosamente, el procedimiento
comprende entonces una etapa de distinción entre un eco largo y un
preeco, cuando dicho impulso representativo se encuentra en dicho
campo retrasado, por análisis de la medida de la correlación del
intervalo de guardia, que consiste en determinar el número de
muestras de dicha medida de la correlación superior a un umbral de
decisión, siendo considerado dicho impulso representativo del
primer trayecto como un eco largo cuando dicho número de muestras
es superior a un valor determinado.
Esta técnica permite levantar la incertidumbre de
algunos casos límite entre un eco muy largo y un preeco.
Ventajosamente, dicho umbral de decisión es
sensiblemente proporcional a la amplitud más débil entre las dos
amplitudes que corresponden al impulso más elevado de cada uno de
dichos campos "adelantado" y "retrasado".
La invención se refiere igualmente a los
dispositivos que aplican el procedimiento descrito anteriormente.
Un dispositivo de este tipo de sincronización temporal de un
receptor de una señal multiportadora comprende medios de
sincronización fina que incluyen:
- -
- medios de estimación de la respuesta de impulsos h_{n} del canal de transmisión de dicha señal, a partir de coeficientes de referencia que pertenecen al menos a dos símbolos recibidos;
- -
- medios de determinación del inicio de la parte útil de cada uno de dichos símbolos, por análisis de dicha estimación de la respuesta de impulsos h_{n}.
- Otras características y ventajas de la invención aparecerán en la lectura de la descripción siguiente de un modo de realización preferente de la invención, dado a título de ejemplo ilustrativo y no limitativo, y de los dibujos anexos entre los cuales:
- las figuras 1 y 2 ilustran el principio de la
técnica conocida de sincronización basta por correlación del
intervalo de guardia, ya comentada en el preámbulo, en el caso en
el que la respuesta de impulsos del canal de transmisión presenta
respectivamente un solo trayecto y dos trayectos;
- la figura 3 presenta un ejemplo de reparto de
portadoras en el espacio tiempo-frecuencia;
- la figura 4 ilustra un ejemplo de estimación de
la respuesta de impulsos del canal de transmisión obtenida a partir
de los elementos de referencia de la figura 3, según el
procedimiento de la invención;
- las figuras 5A y 5B presentan dos ejemplos de
estimación de la respuesta de impulsos susceptibles de ser
encontrados según la invención, y que corresponden respectivamente a
un preeco y a un eco;
- las figuras 6A y 6B ilustran un método de
diferenciación entre un preeco (figura 6A) y un eco largo (figura
6B), con ayuda de la medida de correlación del intervalo de
guardia;
- la figura 7 es un esquema sinóptico de un
dispositivo de adquisición de la sincronización temporal según la
invención.
La invención se aplica a la adquisición de la
sincronización temporal en los receptores de señales COFDM que no
incluyen símbolos dedicados de sincronización. El modo de
realización preferente descrito a continuación se aplica
especialmente a los receptores de señales de televisión digital
según la norma DVB-T.
Antes de describir en detalle la invención, se
recuerda brevemente las características principales de la señal
emitida.
La señal emitida está constituida por una serie
de símbolos de modulación que forman un múltiplex de N portadoras
ortogonales.
Sea {f_{k}} el conjunto de las frecuencias
portadoras consideradas con:
f_{k}= k/ts, \ k = \ 0 \ a \
N-1
donde ts representa la duración adjudicada a un
símbolo de
modulación.
Se define entonces una base de señales
elementales
\Psi_{j,t} (t) siendo k = 0
a N-1, j = -8 a
+8;
\Psi_{j,t} (t) = g_{k}
(t-jt_{s})
| siendo: | 0 \leq t < t_{s} | : g_{k} (t) = e^{2i\Pi \ fk \ t} |
| y en otras partes | : g_{k} (t) = 0 |
Sea entonces un conjunto de números complejos
{C_{j,k}} que toma sus valores en un alfabeto finito.
La señal OFDM asociada se escribe:
x(t)= Re [e^{2i\Pi \
fk \ t}(\sum\limits^{+}_{j=-}
\sum\limits^{N-1}_{k=0} \ C_{j,k.} \
\Psi_{j,k}(t))]
donde f0 es la frecuencia portadora del múltiplex
COFDM.
Para evitar cualquier problema de selectividad de
frecuencia del canal, se inserta un intervalo de guardia de
duración \Delta delante de cada señal \Psi_{j,k}(t), a
fin de absorber la interferencia entre símbolos.
t_{s} representa en lo sucesivo la duración de
la señal útil, \Delta la duración del intervalo de guardia y
T_{s} = t_{s} + \Delta, la duración del símbolo
Se define entonces las señales emitidas por la
relación:
\Psi_{j,t}(t) =
g_{k}(t-jT_{s})
\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
siendo \+ - \Delta \leq t < t _{s} \+ : g _{k} (t) =
e ^{2i\Pi \ fk \ t} \cr \+ y en otras partes \+ : g _{k} (t) =
0\cr}
El canal es modelizado por la relación:
Y_{j,k.} = H_{j,k.} C_{j,k.}
+
N_{j,k.}
donde:
H_{j,k}. es la respuesta compleja del canal a
la frecuencia f_{k} y en el instante j T_{s}
N_{j,k.} es un ruido gaussiano complejo.
Y_{j,k.} es el símbolo obtenido después de la
proyección de la señal COFDM recibida en cada portadora k y en cada
{}\hskip0.5cm instante j.
El par (j,k) define lo que se llama una célula,
es decir, una portadora (k) durante un tiempo símbolo (j).
En recepción, para aplicar la desmodulación
coherente del múltiplex OFDM, es necesario estimar la respuesta del
canal en fase y en amplitud en todo instante y para todas las
frecuencias del múltiplex. Con esta finalidad, la señal COFDM
comprende algunas portadoras llamadas de referencia, juiciosamente
repartidas en el dominio tiempo-frecuencia.
Esta técnica se describe especialmente en la
patente FR-A-2 658 016, registrada
a nombre de los mismos que la presente solicitud de patente.
La invención propone utilizar igualmente estas
portadoras de referencia con otra finalidad, es decir, la
sincronización temporal.
Al proceder a la transmisión, el canal puede ser
modelizado por la relación:
Y_{j,k.} = H_{j,k.} C_{j,k.}
+
N_{j,k.}
donde:
H_{j,k.} es la respuesta compleja del canal a
la frecuencia f_{k} y en el instante jT_{s}
N_{j,k.} es un ruido gaussiano complejo.
Y_{j,k.} es la muestra obtenida para cada
portadora k y en cada instante jT_{s} después de la Transformada
de Fourier de {}\hskip0.5cm desmodulación de la señal COFDM.
El dispositivo de recuperación de portadora
utilizado en desmodulación coherente debe poder proporcionar una
estimación de la respuesta del canal:
H_{j,k}=\rho_{j,k}e^{i\varphi
j,k}
para todos los símbolos j y todas las frecuencias
k.
Para ello, la señal COFDM incorpora entonces
algunas portadoras de referencia, juiciosamente repartidas en el
dominio tiempo-frecuencia, que se utilizan como
frecuencias piloto de referencia de fase y de amplitud. A partir de
las muestras Y_{j,k} (obtenidas como salida de la Transformada de
Fourier) y conociendo los símbolos C_{j,k} que han modulado las
portadoras de referencia, es posible obtener una estimación de las
cantidades H_{j,k} que corresponden a dichas portadoras de
referencia destacando que:
H_{j,k} = Y_{j,k} \cdot
\frac{C^{*}_{j,k}}{| C_{j,k}
|^{2}}
En la figura 3 se representa un ejemplo de
reparto en el espacio tiempo-frecuencia de las
portadoras de referencia dispuestas al tresbolillo.
En esta figura, las portadoras piloto de
referencia 31 están representadas por puntos, y las portadoras
útiles 32 (que portan datos útiles) están representadas por
cruces.
En este ejemplo, se observa que:
- -
- en un mismo símbolo, dos portadoras de referencia consecutivas están separadas por L = 11 portadoras útiles;
- -
- la primera portadora de referencia de un símbolo dado está desfasada en R = 3 portadoras, con respecto al símbolo precedente (módulo 12);
- -
- en consecuencia, se presenta el mismo motivo cada M = (L+1)/R = 4 símbolos.
Reagrupando varios símbolos OFDM que incorporan
portadoras de referencia dispuestas al tresbolillo a razón de una
cada R portadoras, se puede formar un símbolo ficticio que
comprende N/R elementos de referencia, conocidos del receptor.
Entonces es posible, como se propone según la invención, obtener una
estimación manchada de ruido de la respuesta de frecuencias
submuestreada del canal representado por:
H_{k}
\hskip0.5cmpara k = n.R,
\hskip0.5cmn: 0......(N/R-1)
Para el caso representado en la figura 3, se
puede verificar que reagrupando M = 4 símbolos consecutivos, se
obtiene una estimación de las N/3 cantidades H_{k} para k = 3n,
que representa una respuesta de frecuencias del canal submuestreado
con una relación 3.
Entonces es posible, a partir de esta estimación
de la respuesta de frecuencias submuestreada del canal, obtener,
aplicando una Transformada de Fourier Discreta inversa en N/R
puntos, una estimación de la frecuencia de impulsos h_{n} del
canal. Esta estimación h_{n} de la respuesta de impulsos del
canal, representada en N/R muestras, tiene un horizonte t_{s}
/R.
En la figura 4 se ha representado un ejemplo de
una estimación de este tipo. Esta estimación comprende (después del
paso del umbral) 4 picos, un primer pico 4 que corresponde al
primer trayecto, o camino, recibido (trayecto directo en general)
del canal de transmisión, y picos 42 que corresponden a los
trayectos secundarios de este canal.
El análisis de esta respuesta h_{n} permite
determinar el emplazamiento de la parte útil de cada símbolo en la
trama de la señal COFDM recibida, a fin de aplicar al mismo la
ventana FFT. Así se genera una sincronización temporal fina.
Este análisis consiste en determinar cual es el
primer impulso de la respuesta h_{n} que corresponde al primer
camino recibido que es necesario tomar en consideración. Esto se
efectúa simplemente comparando la amplitud de las diferentes
muestras de la estimación de respuesta h_{n} con un umbral, y
determinando a continuación cual es el primer impulso significativo
que corresponde al primer camino recibido.
Para ello, se comparte el horizonte (igual a
t_{s}/R) de la respuesta de impulsos del canal en dos campos (un
campo "adelantado" 43 y un campo "retrasado" 44) para
decidir si la ventana FFT está, a la vista del análisis, adelantada
o retrasada con respecto a la posición ideal.
Por ejemplo, para el caso representado en la
figura 3, el horizonte de la estimación h{n} de la respuesta de
impulsos es igual a t_{s}/3. Si se considera que el valor máximo
del intervalo de guardia \Delta es igual a t_{s}/4, se podría
elegir la frontera 45 que delimita los dos campos igual a
t_{s}/4.
Así, haciendo referencia a la figura 5A, esto
significa que un impulso 51 de valor superior al umbral de amplitud
situado entre t_{s}/4 y t_{s}/3 sería considerado no como un
eco sino como un preeco. Al corresponder este impulso 51 al primer
camino recibido, será preciso por tanto avanzar (52) la ventana FFT
a fin de "alinearla" con el primer trayecto.
Por el contrario, si el primer impulso
significativo 53, es decir superior al umbral, está situado entre 0
y t_{s}/4, sería necesario retrasar (54) la ventana FFT a fin de
"alinearla" con este primer trayecto, tal como se ilustra en
la figura (5B).
El método de la invención, utilizando este
análisis de la respuesta de impulsos obtenida a partir de las
portadoras piloto, es satisfactorio en muchos casos para generar
una sincronización temporal fina. Sin embargo, en presencia de un
eco muy largo, presenta un inconveniente cuando se utiliza
aisladamente.
Para describir este inconveniente, se hace
referencia al ejemplo de la figura 3, caracterizado por un
horizonte de la respuesta de impulsos igual a t_{s}/3, estando
situada la frontera que separa a los dos campos "adelantado" y
"retrasado" en t_{s}/4.
En el caso de un eco largo de retraso superior a
t_{s}/4 e inferior a t_{s}/3, la estimación h_{n} incorporará
un impulso situado entre t_{s}/4 y t_{s}/3. Este impulso será
considerado entonces por error (véase figura 5A) por el receptor no
como un eco sino como un preeco. El receptor realineará la ventana
FFT sobre lo que cree el primer trayecto, lo cual degradará
fuertemente las características de funcionamiento. El receptor
estará entonces mal sincronizado
temporalmente.
temporalmente.
Para evitar una situación de este tipo, se
propone utilizar simultáneamente el método de la invención y el
método de correlación del intervalo de guardia ya descrito, que
resultan ser complementarios.
El problema encontrado con el método de la
invención y descrito anteriormente resulta del hecho de que el
receptor, analizando la respuesta de impulsos, no sabe diferenciar
entre un eco largo (superior a la frontera que separa los campos
"adelantado" y "retrasado") y un preeco.
Para eliminar esta ambigüedad, se propone
analizar la medida de la correlación del intervalo de guardia.
Se ha visto anteriormente que la evaluación de la
distancia que separa dos "picos" sucesivos de la medida de la
correlación del intervalo de guardia permite determinar la longitud
T_{s}= t_{s}+ \Delta de un símbolo OFDM y por tanto la
longitud \Delta del intervalo de guardia.
Además, el escalonamiento de la medida de esta
correlación depende directamente del escalonamiento de los
trayectos. Esto queda bien puesto en evidencia por la comparación
de las dos figuras 1 y 2 que representan la medida de la
correlación obtenida con respectivamente uno y dos trayectos
espaciados un valor \Delta. Es por tanto posible, contando el
número de muestras que sobrepasan un umbral determinado, evaluar el
escalonamiento de los ecos y diferenciar por tanto un preeco y un
eco largo.
Se considera siempre el ejemplo del reparto de
las portadoras de referencia de la figura 3 que permite obtener una
estimación de la respuesta de impulsos del canal en un horizonte
t_{s}/3.
Las figuras 6A y 6B representan la respuesta de
impulsos h(t) 61_{i} del canal, la estimación
h_{n}62_{i} calculada por el receptor de esta respuesta y la
medida de la correlación del intervalo de guardia 63_{i} para los
dos casos siguientes:
- figura 6A: aparición de un preeco 69 en -T,
estando el receptor inicialmente bien sincronizado en el trayecto
único 68 existente en t = 0; los dos trayectos se reciben con una
potencia idéntica, la transmisión no presenta ruidos;
- figura 6B: aparición de un eco largo 64 de
retraso t_{s}/3 -T, estando igualmente el receptor inicialmente
bien sincronizado en el trayecto único 67 existente en t = 0; los
dos trayectos se reciben con una potencia idéntica, la transmisión
no presenta ruidos;
La medida de la correlación del intervalo de
guardia se efectúa en bloques de longitud T_{i}= t_{s}/4. En
los dos casos la estimación de h_{n} 62_{A} y 62_{B}
calculada por el receptor de la respuesta de impulsos del canal es
idéntica, con un pico 65 en t_{s}/3 - T.
Por el contrario, la medida de la correlación del
intervalo de guardia es mucho más escalonada (63_{B}) en el caso
del eco largo 64 que (63_{A}) en el caso del preeco 69.
Contando el número de muestras de esta medida que
sobrepasan un umbral de decisión dado 66 (o la relación del número
de muestras superior a este umbral respecto al número de muestras
inferiores al umbral), es posible por tanto levantar la ambigüedad
y diferenciar un preeco de un eco largo.
Se puede fijar en forma ventajosa el nivel de
este umbral de decisión 65 de la manera siguiente. La finalidad es
distinguir en la zona "de incertidumbre" un preeco de un eco
largo. En el caso tratado anteriormente, esta zona de incertidumbre
está situada entre t_{s}/4 y t_{s}/3.
Para ello, se busca evaluar la separación
temporal real entre dos impulsos significativos situados
respectivamente en el primer campo 43 ("adelantado") y en el
segundo campo 44 ("retrasado", o todavía "zona de
incertidumbre").
Se puede especialmente evaluar cual es la
amplitud del mayor impulso en cada uno de los dos campos 43 y 44. A
fin de estar seguro de tomar bien en consideración las
contribuciones de estos trayectos principales, el nivel del umbral
de decisión puede ser función entonces de la amplitud más débil de
estos dos impulsos máximos. Así, cuando la amplitud máxima de los
impulsos situados en la zona de incertidumbre es débil, se bajará
el nivel de decisión aplicado a la correlación del intervalo de
guardia, y será posible diferenciar sin ambigüedad un preeco de un
eco largo.
La figura 7 es un esquema simplificado de un
dispositivo según la invención, que aplica los diferentes aspectos
anteriormente tratados.
La señal recibida x(t) es muestreada (71),
a la frecuencia H_{s}, y después transformada en el espacio de
las frecuencias, con ayuda de una FFT 72 de N puntos, para
proporcionar la señal Y_{j,k.} = H_{j,k.}C_{j,k.}+N_{j,k.}
a continuación de la cadena de tratamiento.
La invención tiene por objeto posicionar
correctamente la ventana FFT 73, a fin de seleccionar la parte útil
de cada símbolo, y utilizar el reloj H_{s} 74 del receptor.
Para ello, el dispositivo comprende medios 75 de
tratamiento de la señal, alimentados por una parte por medios 76 de
medida de la correlación del intervalo de guardia, y por otra parte
por medios 77 de cálculo de la estimación de la respuesta de
impulsos.
Los medios 76 de medida de la correlación del
intervalo de guardia comprenden un
correlacionador-acumulador-sumador
761, alimentado por una parte por la señal muestreada x(t),
y por otra parte por la misma señal x(t), retrasada (762) un
tiempo t_{s}.
Los medios 77 de cálculo de la estimación de la
respuesta de impulsos comprenden medios 771 de reconstitución de un
símbolo ficticio de sincronización, por extracción y reagrupamiento
de las muestras que corresponden a portadoras de referencia, que
proporcionan un símbolo submuestreado Y_{k.} = H_{k.}C_{k.}+
N_{k.} (N/R muestras). Este símbolo ficticio es normalizado por
multiplicación 772 por C^{*} _{k} /| C_{k}^{2}|, y a
continuación sometido a una transformación de Fourier inversa 773
en N/R puntos, para proporcionar la estimación de la respuesta de
impulsos h_{n}.
Los medios 75 de tratamiento efectúan
entonces:
- -
- una sincronización basta, con ayuda de la medida de la correlación del intervalo de guardia; y
- -
- una sincronización fina, con ayuda de la estimación de la respuesta de impulsos h_{n}, según la invención, y teniendo en cuanta la medida de la correlación del intervalo de guardia si es necesario, tal como se describe precedentemente.
Claims (9)
1. Procedimiento de sincronización temporal de un
receptor de una señal multiportadora constituida por una sucesión de
símbolos formados cada uno por una pluralidad de frecuencias
portadoras moduladas cada una por un coeficiente de modulación,
siendo algunas de dichas frecuencias portadoras,
de posición conocida de dicho receptor en el espacio
tiempo-frecuencia, frecuencias portadoras de
referencia, que portan un coeficiente de referencia de valor
conocido de dicho receptor,
caracterizado porque comprende una fase de
sincronización fina que incluye las etapas siguientes:
- -
- estimación (773) de la respuesta de impulsos h_{n} del canal de transmisión de dicha señal a partir de coeficientes de referencia que pertenecen a al menos dos símbolos recibidos;
- determinación (75) del inicio de la parte útil de cada uno de dichos símbolos y/o asignación de un reloj del receptor por análisis de dicha estimación de la respuesta de impulsos h_{n}.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque dicha etapa de estimación de la
respuesta de impulsos h_{n} comprende las etapas siguientes:
- -
- extracción (771) de los coeficientes de referencia pertenecientes a M símbolos que comprenden portadoras de referencia sucesivos, estando separadas dichas portadoras de referencia por L portadoras útiles en un mismo símbolo y desfasadas entre sí R portadoras entre dos símbolos que comprenden portadoras de referencia sucesivas, siendo M y L superiores o iguales a 2 y R = (L+1)/M;
- -
- reagrupamiento (771) de dichos coeficientes de referencia extraídos, de manera que formen un símbolo ficticio de sincronización, submuestreado por un factor R;
- -
- transformación inversa de Fourier (773) de dicho símbolo ficticio de sincronización, de manera que se obtenga una estimación de la respuesta de impulsos h_{n} que se extienda en una duración t_{s}/R, siendo t_{s} la duración útil de un símbolo.
3. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque dicho análisis
de la estimación de la respuesta de impulsos h_{n} comprende las
etapas siguientes:
- -
- búsqueda de un impulso (41, 51, 53) representativo del primer trayecto de la señal en el canal de transmisión;
- -
- análisis de dicho impulso representativo del primer trayecto, de forma que se determine si se trata de un eco (53) o de un preeco (51),
y porque dicha etapa de determinación del inicio
de la parte útil de cada uno de dichos símbolos controla el
posicionamiento de una ventana temporal (73) de selección en la
señal recibida, de manera que se posicione dicho impulso
representativo del primer trayecto sensiblemente en el instante t =
0 en dicha estimación de la respuesta de impulso h_{n}, debiendo
ser retrasada dicha ventana si se trata de un eco y adelantada si
se trata de un
preeco.
4. Procedimiento según la reivindicación 3,
caracterizado porque el intervalo de tiempo (0, t_{max})
en el cual se extiende dicha estimación de la respuesta de impulsos
h_{n} está dividido en dos campos:
- -
- un primer campo (43), llamado campo adelantado, que se extiende del instante 0 a un instante t_{lim}, y
- -
- un segundo campo (44), llamado campo retrasado, que se extiende desde el instante t_{lim} al instante t_{max},
siendo considerado dicho impulso representativo
del primer trayecto como un eco si se encuentra en dicho campo
adelantado, y como un preeco si se encuentra en dicho campo
retrasado.
5. Procedimiento según la reivindicación 4,
caracterizado porque t_{lim} es superior o igual a la
duración \Delta del intervalo de guardia que precede a la parte
útil de cada uno de dichos símbolos.
6. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque comprende
igualmente una fase de sincronización basta (76), aplicada
paralelamente a dicha fase de sincronización fina, que comprende
una etapa de correlación del intervalo de guardia, consistente en
buscar un pico de correlación entre el contenido de un intervalo de
guardia que precede a la parte útil de cada uno de dichos símbolos
y el final de la parte útil de dicho símbolo, de manera que se
determine la duración de dicho símbolo.
7. Procedimiento según las reivindicaciones 4 y
6, caracterizado porque comprende una etapa de distinción
entre un eco largo y un preeco, cuando dicho impulso representativo
del primer trayecto se encuentra en dicho campo retrasado, por
análisis de la medida (63_{i}) de la correlación del intervalo de
guardia, que consiste en determinar el número de muestras de dicha
medida de la correlación superior a un umbral de decisión (66),
siendo considerado dicho impulso representativo del primer trayecto
como un eco largo cuando dicho número de muestras es superior a un
valor predeterminado.
8. Procedimiento según la reivindicación 7,
caracterizado porque dicho umbral de decisión (66) es
sensiblemente proporcional a la amplitud más débil entre las dos
amplitudes que corresponden al impulso más elevado de cada uno de
dichos campos "adelantado" y "retrasado".
9. Dispositivo de sincronización temporal de un
receptor de una señal multiportadora constituida por una sucesión
de símbolos formados cada uno por una pluralidad de frecuencias
portadoras moduladas cada una por un coeficiente de modulación,
siendo algunas de dichas frecuencias portadoras, de posición
conocida de dicho receptor en el espacio
tiempo-frecuencia, frecuencias portadoras de
referencia, que portan un coeficiente de referencia de valor
conocido de dicho receptor, caracterizado porque comprende
medios de sincronización fina que incluyen:
- -
- medios (773) de estimación de la respuesta de impulsos h_{n} del canal de transmisión de dicha señal a partir de coeficientes de referencia que pertenecen al menos a dos símbolos recibidos;
- -
- medios (75) de determinación del inicio de la parte útil de cada uno de dichos símbolos por análisis de dicha estimación de la respuesta de impulsos h_{n}.
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