JP3892043B2 - 多重搬送波信号の受信機の時間的同期方法とその装置 - Google Patents
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Description
本発明は、多重搬送波デジタル信号(multi-carrier digital signal)、すなわち同時に送信され、かつその各々が別個のデータ要素によって変調された複数の多重搬送波を実現する信号の送信に関する。本発明は、特に、そうした信号の受信機の時間的同期に関する。
発明の背景
多重搬送波信号は一般的に周波数分割多重(FDM(frequency division multiplex))信号と呼ばれている。特に、本発明を適用することのできるこれらの信号の特別な例はOFDM(orthogonal frequency division multiplex)信号の例である。
OFDM信号は、たとえば、特に1986年7月2日に出願された仏国特許FR86 06922号と、1986年8月発行のUERレビュー誌(Revue de l UER)、第224号の168〜190ページに記載されたアラルド(M. Alard)氏とラサール(R. Lassalle)氏による「移動ユニット用のデジタルラジオ放送における変調およびチャネル符号化の原理(Principes de modulation e de codage canal en radiodiffusion numerique vers les mobiles(“Principles of modulation and channel encoding in digital radio broadcasting toward mobile units”))」と題された論文に記載された、COFDM(coded orthogonal frequency division multiplex)システムとして知られているデジタル放送システムで使用される。
このCOFDMシステムは、欧州のDAB(digital audio broadcasting)計画において開発されてきた。それは、またデジタルテレビの地上放送の標準化(特にDVB−T標準)のためにも促進されている。より一般的には、COFDMシステムは、どのタイプのデジタル信号(または、サンプリングされるが必ずしも数量化されないアナログ信号)を送信するのにも使用できる。
このシステムは、チャネル符号化装置と変調のための直交周波数分割多重法との共同使用に基づいている。このシステムは、(たとえば都市環境における移動受信の場合のように)その特性が時間によって変化する多重経路が付随したチャネルでの高いビットレート(1秒あたり数メガビット)におけるデジタル信号の放送に特に適している。
適当な変調方法によって、チャネルの周波数選択度に関する問題を克服することが可能となる。その変調方法は、(近接して)並んだ、かつ低いビットレートで変調された多数の搬送波にのせて送信されるべき情報を再分布させることにある。送信すべき情報をインターレースするためのシステムは、サンプルに対する最大統計的独立性が復号器の入力で保証されるような仕方で符号化する方法と関連する。
COFDM受信機の時間的同期は、受信されたCOFDM信号のフレームにおいて、(保護間隔(guard interval)と有用部分(useful part)とから構築された)各シンボルの有用部分の選択を可能にするフーリエ変換ウインドウ(以下、FFTウインドウという)を適用するために各シンボルの有用部分の位置を決定することから成る。時間的同期に関するこの情報は、速度(レート)回復デバイスを実現するために受信機のクロックのフィードバック制御にも使用される。
受信機のこの時間的同期機能は、一般的に(取得時間の間での)粗い時間的同期と精密な時間的同期とに細分させることができる。
既知の技術によれば、時間的同期は、特にDABデジタル放送プログラムで実施されるときには、一般的にフレームの始めに配されるこの目的に設計された特殊なシンボルを基礎とすることができる。
この場合、各フレームは、同期に使用される少なくとも2つのシンボルS1、S2で始まることが有利である。そのときそれは、その各々が複数の変調された直交搬送波から成るある一定数の有用なシンボルから成る。
シンボルS1は、粗い同期の実行を最初に可能にするゼロシンボルである。シンボルS2は、実質的に一定の包絡線(envelope)を有する、すべての搬送波周波数の非変調多重(non-modulated multiplex)によって形成された第2の同期シンボルである。これによって、チャネルのパルス応答の解析によって、より正確に同期を再計算することが可能になる。これらのシンボルS1、S2を準備する役割や方法は、本出願者に代って、1988年11月18日に出願された仏国特許FR 88 15216号に説明されている。
シンボルS2は、他の実施態様におけるCAZACシンボルおよびTFPCシンボルとしても知られている。
このアイデアは、いまや時間的同期専用のこうした特殊なシンボルを有しないCOFDM信号を生成することだと認識されている。これは、特に標準化されたデジタルテレビ信号の場合に当てはまる。
したがって、他の同期方法も開発すべきである。こうして、粗い同期の実行を可能にする保護間隔相関技術(guard interval correlation technique)と呼ばれる既知の技術が存在する。
OFDMシンボルの保護間隔は、前記OFDMの終端のサンプルの繰り返しから成る。その(同期)方法は、相関「ピーク」を引き出すために、保護間隔を構成しているサンプルと、シンボルの終端のサンプルとの相関を計算することから成る。
次いで、時間的フィルタリングの後に、この相関「ピーク」は、OFDMシンボルと保護間隔Δの長さを決定し、そうしてFFTウインドウの始まりを決定するために、同期パルスとして使用することができる。この作業は、時間的領域で受信されたCOFDM信号上の復調FFT以前に実行される。
もし、x(t)が時間的領域で受信されたCOFDM信号を表すとすると、瞬間t=Tnにおける測定値は、以下の表式で与えることができる。
ここで*は、複素数の「共役」を意味し、||は複素数の「絶対値」を意味する。
相関の測定は、保護間隔Δの長さと等しいか、それ以下の長さTiを有するブロック上で実行される。万が一、受信機が保護間隔の長さ(ある決まったシステムには、適用に応じた可変長が与えられる)についての先験的知識を持たない場合には、相関の測定を保護間隔の最小長に等しい長さのブロックの最初に実行してよい。
ノイズがない、多重経路がない、共同チャネル干渉(co-channel interference)がないという理想的な条件の下では、取得された相関「ピーク」(または「パルス」)は「粗い」時間的同期を生成するのに活用してよい。
たとえば、図1は、ノイズの影響を受けた理想的な送信(11)およびノイズのない理想的な送信(12)の場合において、唯一の経路14を持つチャネルのパルス応答h(t)13での、時間的なフィルタリングの後に得られる相関の測定値を示している。
この情報は、精密な時間的同期にも使用することができる。すなわち、2つの連続する相関「ピーク」の間の距離15を測定することによって、OFDMシンボルの長さTs=Ts+Δ、それゆえに保護間隔Δの長さを導出することが可能である。
対照的に、主要なエコー、またはレベルの高い干渉が存在する場合には、得られる相関ピークは、かなり変形し、多かれ少なかれエコーの広がりの関数として広がる。
図2は、ノイズの影響を受けた送信(21)およびノイズのない送信(22)の場合において、保護間隔Δの長さによって隔てられた2つの経路241、242を持つチャネルの、同一のパワーで受信されたパルス応答h(t)23によって特徴付けられる、時間的なフィルタリングの後に得られる相関の測定値を示している。
相関ピーク25は、次いでOFDMシンボルの長さを決定して、粗い時間的同期を生成するために活用してよいが、しかし精度はそれから精密な時間的同期を得るには不十分である。
実際、携帯および移動受信に当てはまるように、受信条件が時間的に発展すると、保護間隔の相関の測定値の形はかなり揺らぐ。この情報だけから得られる精密な時間的同期は、たとえ、この情報が時間的にフィルタがかけられても、その際にはかなりのジッタ(jitter)によって影響を受けることになる。
さらに、保護間隔の相関の測定は、エコーが存在するために、シンボル間の干渉が存在する場合にはかなり乱される。
発明の目的と概要
本発明の目的は、上記従来技術の欠点を克服することにある。
特に本発明の目的は、その機能に特有な同期シンボルの送信を必要としない多重搬送波信号の受信機のための時間的同期方法および装置を提供することにある。
特に、本発明のひとつの目的は、デジタルテレビの地上放送のために、現在与えられている信号構造と両立する、この種の方法および装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、かなり外乱された受信信号が存在していても、質の高い精密な時間的同期の取得を可能にする、この種の方法および装置を提供することにある。特に、保護間隔の継続時間よりも長いエコーが存在する場合に正確な作業を可能にすることが本発明の目的である。
本発明のさらに他の目的は、技術的な複雑さおよびコスト価格が制限されたどの受信機においても容易に実現できる、この種の方法および装置を提供することにある。
以上の最終目標は、以下に示される他の最終目標と同様に、本発明による時間的同期方法によって達成される。この時間的同期方法は、その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、前記複数の搬送波周波数の各々がひとつの変調係数によって、それぞれ変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための方法であって、時間−周波数空間における位置が、前記受信機に知られた前記搬送波周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数であり、
前記方法は、少なくとも2つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答
を評価するステップと、
前記パルス応答
の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ/または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行うステップとから成る精密な時間的同期の段階(phase)を有することを特徴とする。
言い換えれば、本発明では、いくつかのシンボルに属するいくつかの参照要素を一緒にまとめる際に、虚偽の時間的同期シンボルの生成が行われる。こうして得られる虚偽のシンボルは、パルス応答の評価を決定して、そこから精密な時間的同期を導き出すために使用される。
本技術は、送信されるべき少なくとも一つの特定の同期シンボルが、パルス応答の評価を決定することが必要であることを常に感じている当業者にとって、全く新規的かつ創意に富むものである。
さらに本技術は、本発明にしたがって得られるパルス応答が、一般的に行われるようにサブサンプリングされるときに、以下に与えられるような明らかでない適応構造を必要とする。
送信チャネルのパルス応答
を評価する前記ステップは、MおよびLを2、または2以上で、かつR=(L+1)/Mとしたときに、
一つの同一シンボル内において、L個の有用な搬送波によって分離された参照搬送波が、その各々のシンボルにおいて連続的に存在するとともに、その2つのシンボル間がR個の搬送波分だけずらされた、M個のシンボルに属する参照係数を引き出すステップと、
因子Rによってサブサンプリングされた虚偽の同期シンボルを形成するために、前記引き出された参照係数を一緒にブループ化するステップと、
tsを一シンボルの有用期間としたときに、期間ts/R上に広がるパルス応答
の評価を取得するために、前記虚偽の同期シンボルを逆フーリエ変換するステップとから成るように構成されると有利である。
参照搬送波のこの分布(五の目型配置)はもちろん一例であって、多くの他の分布形態も可能と考えられる。もし、他の可能性が存在しないならば、唯一つのシンボルの参照搬送波を使用してよいが、この場合にはパルス応答はかなりサブサンプリングされる。
すでに言及したように、ある一定の場合には、サブサンプリングすることによって(先行、または遅延して)実行される同期補正に関して不確定性が導入される。この問題を克服するために、前記パルス応答
の前記評価を解析する前記ステップは、
前記送信チャネルにおける信号の第1の経路を表すパルスを探し出すステップと、
前記第1の経路を表すパルスを、それがエコーかプリエコーかを決定するために解析するステップとから成るとともに、
前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定する前記ステップは、前記受信信号における時間的な選択ウインドウの位置をチェックして、前記パルス応答
の前記評価において前記第1の経路を表すパルスを実質的にt=0の瞬間に位置づけ、前記ウインドウは、もしそれがエコーならば遅らされ、もしそれがプリエコーならば早められなければならないように構成される。
また、この場合、その上で前記パルス応答
の前記評価が広がる時間範囲[0、tmax]は、
0の瞬間からtlimの瞬間まで広がる先行フィールドと呼ばれる第1のフィールドと、
tlimの瞬間からtmaxの瞬間まで広がる遅延フィールドと呼ばれる第2のフィールドとに分割され、
前記第1の経路を表すパルスは、もしそれが前記先行フィールド内に存在するならばエコーと判定され、もしそれが前記遅延フィールド内に存在するならばプリエコーと判定されるように構成されることが好ましい。
tlimは、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔の継続期間Δに等しいか、それ以上となるように選んでよい。
本発明の方法は、前記精密な時間的同期の段階(phase)と同時に実行される粗い同期の段階(phase)を有するとともに、
前記粗い同期の段階は、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔と前記シンボルの前記有用部分の終わりの内容の間の相関ピークを探して、前記シンボルの継続期間を決定することを含む、前記保護間隔の相関に対するステップから成るように構成されるのが好ましい。
粗い同期は別として、保護間隔の相関は、ある一定の特殊な場合において、本発明の精密な同期をさらに改善させるための新規な方法で使用してもよい。
実際、本方法は、前記第1の経路を表すパルスが前記遅延フィールド内に存在するときに、前記保護間隔の相関の測定値を解析して、長いエコーとプリエコーとを区別するためのステップを含み、
前記ステップは、決定しきい値よりも大きな相関の前記測定値を有するサンプル数を決定して、前記第1の経路を表すパルスが、前記サンプル数が所定値よりも大きいときには、長いエコーと判定されるように構成されると有利である。
本技術は、非常に長いエコーとプリエコーとの間のある一定のボーダライン事情における不確定性を取り除くことを可能にする。
前記決定しきい値は、「先行」または「遅延」と呼ばれる前記フィールドの各々の最高パルスに対応する2つの振幅の最も小さな振幅に実質的に比例することが有利である。
本発明は前記方法を実行する装置にも関係している。この種の時間的同期装置は、その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、前記複数の搬送波周波数の各々が変調係数によって変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための装置であって、
時間−周波数空間における位置が前記受信機に知られた前記周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数であり、
少なくとも2つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答
を評価する手段と、
前記パルス応答
の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ/または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行う手段とから成る精密な時間的同期手段を備えたことを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
本発明の他の特徴と利点は、以下の本発明の好ましい実施態様に関する、本添付図面を参照しながらの説明から明かとなる。ただし、ここに紹介される実施態様は説明を簡明にするめのもので限定的に考えてはならない。
図1および図2は、従来技術による、発明の背景ですでに言及された保護間隔の相関による粗い時間的同期の原理を説明するための図である。これらの図では、送信チャネルのパルス応答はそれぞれ単一および2つの経路を有する。
図3は時間−周波数空間における参照搬送波の分布の一例を示した図である。
図4は本発明の方法による図3の参照要素から得られる、送信チャネルのパルス応答の評価の一例を示した図である。
図5Aおよび図5Bは本発明において遭遇しやすく、それぞれプリエコーおよびエコーに対応する、パルス応答の評価の2つの例を示した図である。
図6Aおよび図6Bは、保護間隔の相関測定を使用して、プリエコー(図6A)と長いエコー(図6B)とを区別する方法を説明するための図である。
図7は本発明による時間的同期を取得する装置のブロック図である。
詳細な説明
本発明は、専用の同期シンボルを含まないCOFDM信号の受信機における時間的同期を取得することに適用される。ここで説明される好ましい実施態様は特に、DVB−T標準によるデジタルテレビ信号の受信機に適用できる。
本発明を詳細に説明する前に、送信信号の主な特徴を短く振り返ることにする。
送信信号(transmitted signal)は、多重化されたN個の直交搬送波を形成する、変調シンボルの一系列から成る。
(fk)を搬送波の一集合とする。ただし、
fk=k/ts、k=0〜N−1
ここで、tsは変調信号に割り当てられた継続期間を表す。
基本信号の基底はそのとき次式で定義される。
Ψj,t(t)
ここで、k=0〜N−1、j=−∞〜+∞。
また、
Ψj,t(t)=gk(t−jts)
ここで、0≦t<tsに対して、
それ以外は、
gk(t)=0
となる。
次に有限のアルファベットに値を持つ複素数の一集合(Cj,k)を採ることにする。
付随するOFDM信号は次式のように表現される。
ここで、f0はCOFDM多重の搬送波周波数である。
チャネルの周波数選択度のいかなる問題も克服するために、シンボル間のスクランブリングを吸収するために各信号Ψj,t(t)の前に継続期間Δを有する保護間隔が挿入される。
今後、tsは有用信号の継続期間を表し、Δは保護間隔の継続期間、Ts=ts+Δはシンボルの継続期間を表す。
送信された信号はそのとき以下の関係式で定義される。
Ψj,t(t)=gk(t−jTs)
ここで、−Δ≦t<tsに対しては、
それ以外は、
gk(t)=0
である。
チャネルは以下の関係式で表される。
Yj,k=Hj,kCj,k+Nj,k
ここで、Hj,kは周波数fkで、かつjTsの瞬間におけるチャネルの複素応答である。
Nj,kは複素ガウスノイズである。
Yj,kは各搬送波kで、かつ各瞬間jにおいて受信されたCOFDM信号の発射後に得られるシンボルである。
組(j、k)は、いわゆるセルを定義する。すなわちシンボル時間(j)の間の搬送波(k)である。
受信において、OFDM多重のコヒーレントな復調を実現するために、いつでも多重のすべての周波数に対して位相と振幅におけるチャネルの応答を評価することが必要である。COFDM信号は、時間−周波数空間で注意深く分布させられたある一定のいわゆる参照搬送波から成る。
この技術は、本特許出願と同一の出願者に代って、出願された仏国特許FR−90 01491号に説明されている。
本発明は、他の目的にも、すなわち時間的同期にもこれらの参照搬送波を使用できるように提供される。
送信の間、チャネルは以下の関係式によって与えられる。
Yj,k=Hj,kCj,k+Nj,k
ここで、Hj,kは周波数fkで、かつjTsの瞬間におけるチャネルの複素応答である。
Nj,kは複素ガウスノイズである。
Yj,kは、COFDM信号の復調に対するフーリエ変換後に各搬送波kで、かつ各瞬間jTsに対して得られるサンプルである。
コヒーレントな復調に使用される搬送波回復装置は、すべてのシンボルjおよびすべての周波数kに対して、次式で与えられるチャネルの応答の評価を与えることができなければならない。
Hj,k=pj,keeiφj,k
この目的のために、COFDM信号は、位相および振幅の参照パイロット周波数として使用される、時間−周波数領域内で注意深く分布させられたある一定の周波数を有する。サンプルYj,k(フーリエ変換の出力において得られる)から、そして既知の参照搬送波を変調させたシンボルCj,kを使って、以下の式に注意して前記参照搬送波に対応する量Hj,kの評価を取得することができる。
図3には、参照搬送波の時間−周波数空間内に五の目型に配置された例示的な分布が示されている。
この図には、参照パイロット搬送波31がドットで表されており、(有用データを運んでいる)有用搬送波32がクロスで表されている。
本例において以下のことに注目する。すなわち、一つかつ同一のシンボルにおいて、2つの連続する参照搬送波が、L=11個の有用搬送波によって分離される。与えられたシンボルの第1の参照搬送波は、前の搬送波に対してR=3(12の剰余)だけずらして配置される。結果的に、同一パタンがどのM=(L+1)/R=4個のシンボルにも生じる。
R個の搬送波ごとに一個の割で、五の目型に配置された参照搬送波を含むようにいくつかのOFDMシンボルを組合せることによって、受信機に知られたN/R個の参照要素から成る虚偽シンボルを形成することが可能である。
本発明にしたがって提供されるときには、以下の式で表されるチャネルの副標本がとられた(サブサンプリングされた)周波数応答の、ノイズに影響された評価を得ることが可能である。
Hk
ただしk=nR、nは0....(N/R)−1。
図3に示された場合のように、M=4個の連続するシンボルをグループ化することによって、3の割合で副標本がとられたチャネルの周波数応答を表す、k=3nに対するN/3個の量Hkの評価が得られることを確かめることができる。
次いで、チャネルの副標本がとられた周波数応答の評価から、N/R個のポイント上での逆離散的フーリエ変換を適用することによってチャネルのパルス応答
の評価を得ることが可能である。このチャネルのパルス応答の評価
はN/R個のサンプル上で表されたもので、ts/Rの範囲(horizon)を有する。
図4には、この種の評価の例が示されている。この評価は(しきい値設定の後)4つのピークから成る。第1のピーク41は第1の経路、または送信チャネルの受信された経路(一般的にはまっすぐな軌跡)に対応する。ピーク42はこのチャネルの二次的な軌跡に対応する。
この応答
の解析によって、受信されたCOFDMのフレーム内の各シンボルの有用部分の位置を、それにFFTウインドウを適用するために、決定することができる。
この解析は、考慮しなければならない受信された第1の経路に対応する応答
の第1のパルスがどれかを決定することにある。これは、この応答
の評価の異ったサンプルの振幅をしきい値と比較し、次いで受信された第1の経路に対応する第1の意味のあるパルスを決定することによって、単純に実行される。
この目的のため、チャネルのパルス応答の範囲(ts/Rに等しい)は2つのフィールド(「先行」フィールド43および「遅延」フィールド44)に分割され、解析の観点からFFTウインドウが理想的な位置に関して先行または遅延しているかどうかが決定される。
たとえば、図3に示された場合に対して、パルス応答の評価
の範囲は、ts/3に等しい。もし、保護間隔Δの最大値がts/4に等しいならば、2つのフィールドをはっきり分ける境界45は、ts/4に等しくなるように選択できる。
こうして、図5Aを参照すると、このことは、ts/4とts/3との間に位置する振幅しきい値より大きな値を有するパルス51はエコーではなく、プリエコーと考えられることを意味している。このパルス51は受信された第1の経路に対応しているので、この第1の経路上に「それをそろえる」ために、FFTウインドウを先行させる(52)ことが必要である。
これとは対照的に、もし第1の意味のあるパルス53、すなわちしきい値より大きなパルスが0とts/4との間に位置しているならば、図5Bに示されているように、この第1の経路上にそれをそろえるために、FFTウインドウを遅延させる(54)ことが必要である。
パイロット搬送波から得られるパルス応答のこの解析を使用する本発明の方法は、多くの場合において、精密な時間的同期にとって満足できるものである。しかしながら、非常に長いエコーが存在するときには、それが独立して使用されるときに欠点が存在する。
この欠点を説明するため、ts/3に等しいパルス応答の範囲、ts/4に位置づけられた「先行」フィールドおよび「遅延」フィールドの2つのフィールドの境界、によって特徴付けられる図3の例を引用する。
ts/4よりも大きく、かつts/3よりも小さく遅延した長いエコーの場合、評価
は、ts/4とts/3の間に位置するパルスを有する。このパルスは、そのとき受信機によってエコーではなくプリエコーとして間違って判断される(図5A参照)。受信機は、FFTウインドウを、第1の経路と信じられるものの上にそろえる。これによって実行特性が劣化する。受信機は、その後に悪く時間的に同期させられる。
このタイプの状況を抑えるために、本発明の方法とすでに説明された保護間隔の相関の方法を同時に使用することが考えられる。これは補足的である。
本発明の方法において遭遇するすでに説明された問題は、受信機が、パルス応答の解析において、長いエコー(2つのフィールド、すなわち「先行」フィールドと「遅延」フィールドとの境界よりも大きい)と、プリエコーとを区別できないという事実の結果である。
このあいまいさを取り除くため、保護間隔の相関の測定値を解析するものとされる。
ここですでに見てきたように、保護間隔の相関の測定値の2個の連続する「ピーク」の間の距離の評価が、OFDMシンボルの長さTs=ts+Δ、およびそれゆえに保護間隔の長さΔを決定するのに使用される。
さらに、この相関の測定値の広がりは、直接、経路の広がりに依存する。このことは、一つの経路およびΔだけ隔てられた2つの経路をそれぞれ有する2つの図1および図2の比較によって明らかになる。それゆえ、与えられたしきい値を超えるサンプル数を計数することによって、エコーの広がりを評価し、それによってプリエコーと長いエコーを区別することが可能である。
再び、ts/3の範囲上でチャネルのパルス応答の評価を取得することを可能にする図3の参照搬送波の分布の例を議論する。
図6Aおよび図6Bは、以下の2つの場合に対して、チャネルのパルス応答h(t)61i、この応答の受信機によって計算された評価
および保護間隔の相関の測定値63iを示している。まず、図6Aの場合では、受信機はt=0に存在する単一の経路68上で初期的によく同期させられており、−Tにおいてプリエコー69が出現している。この場合、2つの経路が同一のパワーで受信され、かつ送信はノイズによって影響を受けていない。次に、図6Bの場合では、受信機は同様にt=0に存在する単一の経路67上で初期的によく同期させられており、ts/3−Tの遅延を有する長いエコー64が出現している。この場合、2つの経路が同一のパワーで受信され、かつ送信はノイズによって影響を受けていない。
保護間隔の相関測定は、長さがTi=ts/4のブロック上で行われる。両方の場合において、チャネルのパルス応答の受信機によって計算された評価
62Bはts/3−Tにおけるピーク65と同一視される。
一方、保護間隔の相関の測定値は、長いエコー64の場合(63B)においては、プリエコー69の場合(63A)におけるよりもかなり大きな程度まで広がる。
与えられた決定しきい値66を超える、この測定のサンプルの数を計数することによって(または、このしきい値より大きなサンプルの数の、そのしきい値を下回るサンプルの数に対する比率)、あいまいさを取り除いて、プリエコーとエコーとを区別することが可能となる。
この決定しきい値66のレベルは、以下のように有利に固定することができる。最終目標は、「不確定性」ゾーンにおいて、プリエコーと長いエコーを区別することである。ここですでに説明された場合では、この不確定性ゾーンはts/4とts/3との間に位置する。
この目的のため、第1のフィールド43(「先行」)と第2のフィールド44(「遅延」または再び「不確定性」ゾーン)にそれぞれ位置する2つの意味のあるパルスの間の、実際の時間ギャップを評価することが要求される。
特に、2つのフィールド43および44の各々における最大パルスの振幅を評価することは可能である。これら2つの主な経路の寄与を考慮するために、次に、決定しきい値のレベルをこれら2つの最大パルスの最も小さな振幅の関数とすることができる。こうして、不確定性ゾーンに位置するパルスの最大振幅が小さなときは、保護間隔の相関に適用される決定レベルは降下し、あいまいさなくプリエコーと長いエコーとを区別することができるだろう。
図7はここですでに議論された方法を実行する本発明による装置の略図である。
受信信号x(t)は、周波数Hsでサンプリングされ(71)、次にNポイントFFT72を使って周波数空間に変換され、その結果以下の系列にしたがって信号Yj,k=Hj,kCj,k+Nj,kが与えられる。
本発明は、各シンボルの有用部分を選択するため、かつ、受信機のクロックHs74のフィードバック制御を実現するため、FFTウインドウ73を正確に位置決めすることを目標としている。
この目的のため、本装置は、第1に保護間隔の相関を測定するための手段76と、第2にパルス応答の評価を計算するための手段77とによって供給される信号処理手段75を備える。
保護間隔相関を測定するための手段76は、第1にサンプル信号x(t)、そして第2に時間tsだけ遅延された(762)同一の信号x(t)の供給を受ける相関器および加算アキュムレータ761から成る。
パルス応答の評価を計算するための手段77は、参照搬送波に対応するサンプルを引き出しかつグループ化することによって虚偽の同期シンボルを再構成するための手段771を備え、手段771によってサブサンプリングされたシンボルYk=HkCk+Nk(N/R個のサンプル)が与えられる。この虚偽のシンボルはC* k/|Ck|2による乗算772によって標準化され、次いで、N/R個のポイント上で逆フーリエ変換773され、パルス応答の評価
が与えられる。
本発明によれば処理手段75は、次いで、すでにここで説明したようにもし必要ならば保護間隔の相関の測定を考慮する際に、保護間隔の相関の測定の手段による粗い同期と、パルス応答の評価
の評価の手段による精密な同期とを実行する。
Claims (9)
- その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、該複数の搬送波周波数の各々がひとつの変調係数によって変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための方法であって、
時間−周波数空間における位置が、前記受信機に知られた前記搬送波周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数である前記方法において、
少なくとも2つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答
を評価するステップ(773)と、
前記パルス応答
の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ/または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行うステップ(75)とから成る、精密な時間的同期の段階を有することを特徴とする時間的同期方法。 - 送信チャネルのパルス応答
を評価する前記ステップは、
一連の参照搬送波を含むM個のシンボルに属する参照係数を引き出すステップ(771)であって、前記各参照搬送波は、一つの同一シンボル内においてL個の有用な搬送波によって分離され、かつ、前記一連の参照搬送波を含む2つのシンボル間でR個の搬送波分だけずらされ、前記MおよびLが2、または2以上で、かつR=(L+1)/Mの関係を有するステップ(771)と、
因子Rによってサブサンプリングされた虚偽の同期シンボルを形成するために、前記引き出された参照係数を一緒にグループ化するステップ(771)と、
tsを一シンボルの有用期間としたときに、期間ts/R上に広がる前記パルス応答
の評価を取得するために、前記虚偽の同期シンボルを逆フーリエ変換するステップ(775)と、
を含むことを特徴とする請求項1に記載の時間的同期方法。 - 前記パルス応答
の前記評価を解析する前記ステップは、
前記送信チャネルにおける信号の第1の経路を表すパルス(41、51、53)を探し出すステップと、
前記第1の経路を表すパルスを、それがエコー(53)かプリエコー(51)かを決定するために解析するステップとから成るとともに、
前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定する前記ステップは、前記受信信号における時間的な選択ウインドウ(73)の位置をチェックして、前記パルス応答
の前記評価において前記第1の経路を表すパルスを実質的にt=0の瞬間に位置づけ、前記ウインドウは、もしそれがエコーならば遅らされ、もしそれがプリエコーならば早められなければならないように構成されたことを特徴とする請求項1または2に記載の時間的同期方法。 - 前記tlimは、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔の継続期間Δに等しいか、それ以上であることを特徴とする請求項4に記載の時間的同期方法。
- 前記精密な時間的同期の段階と同時に実行される粗い同期の段階(76)を有するとともに、
前記粗い同期の段階は、前記シンボルの各々の有用部分の先に立つ保護間隔と前記シンボルの前記有用部分の終わりの内容の間の相関ピークを探して、前記シンボルの継続期間を決定することを含む、前記保護間隔の相関に対するステップから成ることを特徴とする請求項1ないし5のいずれかに記載の時間的同期方法。 - 前記第1の経路を表すパルスが前記遅延フィールド内に存在するときに、前記保護間隔の相関の測定値(631)を解析して、長いエコーとプリエコーとを区別するためのステップを含み、
前記ステップは、決定しきい値(66)よりも大きな相関の前記測定値を有するサンプル数を決定して、前記第1の経路を表すパルスが、前記サンプル数が所定値よりも大きいときには、長いエコーと判定されるように構成されたことを特徴とする請求項4または6に記載の時間的同期方法。 - 前記決定しきい値(66)は、「先行」または「遅延」と呼ばれる前記フィールドの各々の最高パルスに対応する2つの振幅の最も小さな振幅に実質的に比例することを特徴とする請求項7に記載の時間的同期方法。
- その各々が複数の搬送波周波数によって形成されたシンボルの一系列からなり、前記複数の搬送波周波数の各々が変調係数によって変調された、多重搬送波信号の受信機の時間的同期のための装置であって、
時間−周波数空間における位置が前記受信機に知られた前記搬送波周波数のある一定のものは、前記受信機に知られた値に参照係数を付与する参照搬送波周波数である前記装置において、
少なくとも2つの受信されたシンボルに属する参照係数に基づいて前記信号の送信チャネルのパルス応答
を評価する手段(773)と、
前記パルス応答
の前記評価を解析して、前記シンボルの各々の有用部分の始まりを決定し、かつ/または、前記受信機のクロックのフィードバック制御を行う手段(75)とから成る精密な時間的同期手段を備えたことを特徴とする時間的同期装置。
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