EP3944410A1 - Hochfrequenz-struktur mit substratintegriertem wellenleiter und rechteck-hohlleiter - Google Patents

Hochfrequenz-struktur mit substratintegriertem wellenleiter und rechteck-hohlleiter Download PDF

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EP3944410A1
EP3944410A1 EP21185769.3A EP21185769A EP3944410A1 EP 3944410 A1 EP3944410 A1 EP 3944410A1 EP 21185769 A EP21185769 A EP 21185769A EP 3944410 A1 EP3944410 A1 EP 3944410A1
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EP
European Patent Office
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waveguide
substrate
rectangular waveguide
electrically conductive
frequency structure
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP21185769.3A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Steffen Hansen
Nils Pohl
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Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency structure having a substrate-integrated waveguide and a rectangular waveguide which is vertically coupled to the substrate-integrated waveguide.
  • Substrate-integrated waveguides enable the realization of compact radar sensors in the millimeter wave range. They are formed by a dielectric coated on both sides with a metallization with an electrically conductive connection between the two metallizations for the lateral delimitation of the waveguide and can therefore be implemented very cost-effectively in a printed circuit board.
  • the substrate-integrated waveguide also known under the term SIW (Substrate Integrated Waveguide), can also be implemented in printed circuit boards in which at least one of the two metallizations is thicker than usual (thick metal cladding).
  • a chip to be embedded with an integrated circuit, in particular an MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) for generating microwave signals, for which the metallization simultaneously takes over the heat dissipation.
  • MMIC Monitoring Microwave Integrated Circuit
  • a connection between the SIW and the antenna is required, which is preferably via a rectangular waveguide takes place, which must be coupled to the SIW.
  • a stepped structure for impedance matching is formed in the direction of the substrate-integrated waveguide, which is formed by steps in the metallization facing the rectangular waveguide.
  • the differential signal usually generated by an MMIC must first be coupled via two microstrip lines by a coupler into a single-ended microstrip line which is connected to one end of the SIW.
  • Such a connection of the MMIC with the SIW is, for example, the publication of B. Welp et al., "Versatile Dual-Receiver 94-GHz FMCW Radar System with High Output-Power and 26-GHz Tuning Range for High Distance Applications", IEEE Transactions on Microwave Theory and Technics, Vol. 68, No. 3, 2020, pages 1195 to 1211 refer to.
  • the microwave signal generated by the MMIC experiences a significant reduction in bandwidth and power on the way to the antenna.
  • the object of the present invention is to specify a high-frequency structure that enables a differential signal generated by a microwave source, in particular an MMIC, to be coupled into a rectangular waveguide inexpensively and while maintaining a high bandwidth and power.
  • the proposed high-frequency structure features a transition from a substrate-integrated waveguide (SIW) to a rectangular waveguide that is vertically coupled to the substrate-integrated waveguide.
  • the substrate-integrated waveguide is formed in a known manner by a dielectric substrate provided on both sides with an electrically conductive coating, in particular a metallic coating, with an electrically conductive connection, for example with electrical connection vias, between the two electrically conductive coatings for lateral delimitation of the waveguide.
  • the substrate-integrated waveguide has a cavity in the dielectric and the electrically conductive coatings that is open towards the rectangular waveguide and is closed off on a side opposite the rectangular waveguide by a metallic cover, for example a metallic layer or metallic plate is.
  • the proposed high-frequency structure is characterized in that the coupling area to the rectangular waveguide is arranged on the substrate-integrated waveguide in such a way that it separates the substrate-integrated waveguide into two waveguide branches, which enable a differential signal to be coupled in via their ends remote from the coupling area, which in the cavity open towards the rectangular waveguide has a phase difference in the range of 180°, ie for example 180° ⁇ 45°.
  • the one towards the rectangular waveguide In the direction of the two waveguide branches, the open cavity has a stepped structure on both sides for impedance matching, which is formed by steps in the electrically conductive coating facing the rectangular waveguide.
  • This electrically conductive coating for example made of copper, is sufficiently thick for the formation of such steps and preferably has a thickness of ⁇ 200 ⁇ m, particularly preferably ⁇ 1 mm.
  • This configuration of the proposed structure allows a differential signal to be coupled directly into the substrate-integrated waveguide via the two waveguide branches, so that an additional coupler can be dispensed with on the way from an MMIC to the rectangular waveguide, as is required in the prior art for the Coupling of two parallel microstrip lines in a single-ended microstrip line is required.
  • the MMIC usually generates a differential signal. In the present case, this can be coupled directly into the ends of the two waveguide branches of the substrate-integrated waveguide via two microstrip lines. This avoids bandwidth and performance losses, such as those caused by an additional coupler.
  • the stepped design of the transition from the substrate-integrated waveguide to the rectangular waveguide enables a broadband impedance matching at this transition.
  • the suitable number and dimensions of the steps in the electrically conductive coating can be selected for the respective frequency ranges and dimensions of the rectangular waveguide be determined by simulation calculations.
  • the steps themselves can easily be milled into the substrate or the electrically conductive coating from the side opposite the rectangular waveguide. As is the case, for example, in the publication by S. Hansen et al. is described.
  • the proposed high-frequency structure can be used primarily in the field of radar technology for routing a differential signal generated by an MMIC to an antenna, but is not limited to this application.
  • the proposed high-frequency structure is a passive HF structure for vertical coupling of a wave guided in a substrate-integrated waveguide (SIW) into a rectangular waveguide (RWG) standing perpendicular to it. It is a differential waveguide coupling. With this type of coupling, broadband matching is achieved by means of a stepped profile that is milled into the thick metal of the substrate.
  • SIW substrate-integrated waveguide
  • RWG rectangular waveguide
  • figure 1 shows an exemplary embodiment of the proposed high-frequency structure, in which the substrate-integrated waveguide 1 (SIW) and the coupled rectangular waveguide 2 (RWG) can be seen.
  • the substrate-integrated waveguide 1 is formed in a printed circuit board 3 which is provided with a metallic coating on both sides and in which the lower metallization has a thickness of approximately 1 mm.
  • the electrical connections which are realized here by vias 7, but are not limited to such, can be seen between the two metallic coatings that delimit the substrate-integrated waveguide 1 laterally.
  • the figure offers a view of the cavity in the coupling area to the rectangular waveguide 2, in which the stepped height profile for impedance matching can be seen. The required metallic covering of this cavity is therefore omitted in this figure.
  • figure 2 shows this a section along a plane of symmetry of the structure of figure 1 , from which the guide channel of the rectangular waveguide 2 can be seen.
  • the coupling area to the rectangular waveguide 2 is arranged in such a way that it divides the substrate-integrated waveguide 1 into the two waveguide branches to the left and right of the cavity.
  • a differential signal can be injected from both ends of these waveguide branches.
  • the signals arriving at the cavity via the two waveguide branches must have a phase difference in the range of 180°.
  • the differential signal can be coupled into the waveguide 2 in this way.
  • FIG 3 shows another representation of the exemplary embodiment of the proposed high-frequency structure, in which the individual layers can be seen better and the metallic cover 8 of the cavity is also represented.
  • the printed circuit board 3, in which the substrate-integrated waveguide 1 is formed, has a dielectric layer 5, which in the present example is covered by a thin metallization 6 on the upper side and by a thick metallic layer 4 with a thickness of e.g. 1mm coated.
  • This figure shows how the Figures 1 and 2 a two-step profile with the corresponding steps 9.
  • a third contour is given by milled the entire layer structure so that the rectangular waveguide 2 can be flanged on from below. Since the impedance in the waveguide 2 is proportional to the height, a higher-order matching network can be integrated into the printed circuit board 3 by arranging sections of different heights Hi and a length Li that corresponds to approximately a quarter of the wavelength of the guided wave.
  • the number, the height and the length of the steps 9 can be varied as desired, as a result of which the frequency range and the bandwidth are extremely scalable and this structure can therefore be used in a variety of ways.
  • the available design parameters of the length Li and height Hi of the steps 9, as well as the width W1 of the cavity and the substrate-integrated waveguide (W0) are exemplary for a two-step realization in figure 4 shown in top view (top) and in cross section (bottom).
  • this structure can be designed with little effort by initializing the lengths Li with the starting value, which corresponds to a quarter of the wavelength of the guided wave, and then optimizing them for the intended frequency range using optimization algorithms including the heights Hi will.
  • the widths W1 and W0 can be selected in such a way that the lower limit frequency corresponds to that of the waveguide 2 that is flanged on. However, this is not an absolute necessity for the functionality of this high-frequency structure.
  • the distance d between the connection vias 7 and the cavity can be set to 100 ⁇ m, for example in order not to damage the vias 7 when the cavity is created.
  • an MMIC for generating waves in the micrometer wave range can be integrated.
  • Such an MMIC generally generates a differential signal that is then fed via the proposed structure to an antenna that is connected to the rectangular waveguide 2 .
  • figure 5 shows an example of a schematic representation of a signal routing between an MMIC 11 and the proposed high-frequency structure.
  • the differential signal provided by the MMIC 11 is coupled into two microstrip lines 10, each of which is connected to one end of the two waveguide branches of the substrate-integrated waveguide 1 of the proposed high-frequency structure. In this way, the differential signal is coupled in via the two ends of the substrate-integrated waveguide 1 and then routed via the rectangular waveguide 2 to the antenna.
  • a coupler for converting the differential signal from the two microstrip lines 10 into a single microstrip line is no longer required here, so that a bandwidth and power reduction caused thereby is avoided.

Landscapes

  • Waveguides (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Struktur, bei der ein Rechteck-Hohlleiter (2) vertikal an einen substratintegrierten Wellenleiter (1) gekoppelt ist. Der substratintegrierte Wellenleiter (1) weist im Ankoppelbereich einen zum Rechteck-Hohlleiter (2) hin offenen Hohlraum auf, der auf einer dem Rechteck-Hohlleiter (2) gegenüberliegenden Seite durch eine metallische Abdeckung (8) abgeschlossen ist. Der Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter (2) ist so angeordnet, dass er den substratintegrierten Wellenleiter (1) in zwei Wellenleiterzweige auftrennt, die eine Einkopplung eines differentiellen Signals über ihre Enden ermöglichen, das in dem zum Rechteck-Hohlleiter (2) hin offenen Hohlraum eine Phasendifferenz im Bereich von 180° aufweist. Der Hohlraum ist in Richtung der beiden Wellenleiterzweige mit einer beidseitig gestuften Struktur zur Impedanzanpassung versehen, die durch Stufen (9) in der dem Rechteck-Hohlleiter (2) zugewandten elektrisch leitfähigen Beschichtung (4) gebildet wird. Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Struktur ermöglicht eine Übertragung eines von einem MMIC erzeugten differentiellen Signals mit geringen Bandbreite- und Leistungsverlusten zu einer mit dem Rechteck-Hohlleiter verbundenen Antenne.

Description

    Technisches Anwendungsgebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Struktur mit einem substratintegrierten Wellenleiter und einem Rechteck-Hohlleiter, der vertikal an den substratintegrierten Wellenleiter gekoppelt ist.
  • Substratintegrierte Wellenleiter ermöglichen die Realisierung kompakter Radarsensoren im Millimeter-Wellenbereich. Sie werden durch ein beidseitig mit einer Metallisierung beschichtetes Dielektrikum mit elektrisch leitender Verbindung zwischen den beiden Metallisierungen zur seitlichen Begrenzung des Wellenleiters gebildet und lassen sich damit sehr kostengünstig in einer Leiterplatte realisieren. Der substratintegrierte Wellenleiter, auch unter dem Begriff SIW (Substrate Integrated Waveguide) bekannt, ist auch in Leiterplatten realisierbar, bei denen wenigstens eine der beiden Metallisierungen eine Stärke dicker als üblich (Thick Metal Cladding) aufweist. Dies ermöglicht die Einbettung eines Chips mit einer integrierten Schaltung, insbesondere eines MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) zur Erzeugung von Mikrowellensignalen, für den die Metallisierung gleichzeitig den Wärmeabtransport übernimmt. Für die Abstrahlung der erzeugten Signale über eine Antenne ist eine Verbindung zwischen dem SIW und der Antenne erforderlich, die vorzugsweise über einen Rechteck-Hohlleiter erfolgt, der an den SIW angekoppelt werden muss.
    • Stand der Technik
  • Für die Ankopplung des SIW an einen Rechteck-Hohlleiter sind bereits unterschiedliche Kopplungsstrukturen bekannt. So zeigen beispielsweise S. Hansen et al., "A W-Band Stepped Impedance Transformer Transition from SIW to RWG for Thin Single Layer Substrates with Thick Metal Cladding", Proceedings of the 49th European Microwave Conference, 2019, Seiten 352 bis 355, eine Hochfrequenz-Struktur, bei der ein Rechteck-Hohlleiter vertikal an den substratintegrierten Wellenleiter gekoppelt ist. Der substratintegrierte Wellenleiter weist hierzu im Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter eine zum Rechteck-Hohlleiter hin offenen Hohlraum im Dielektrikum und den beiden metallischen Beschichtungen auf, der auf der dem Rechteck-Hohlleiter gegenüberliegenden Seite durch eine metallische Abdeckung abgeschlossen ist. In Richtung des substratintegrierten Wellenleiters ist eine gestufte Struktur zur Impedanzanpassung ausgebildet, die durch Stufen in der dem Rechteck-Hohlleiter zugewandten Metallisierung gebildet wird. Das von einem MMIC in der Regel erzeugte differentielle Signal muss hierzu über zwei Mikrostreifenleitungen durch einen Koppler zunächst in eine single-ended Mikrostreifenleitung eingekoppelt werden, die mit einem Ende des SIW verbunden ist. Eine derartige Verbindung des MMIC mit dem SIW ist beispielsweise der Veröffentlichung von B. Welp et al., "Versatile Dual-Receiver 94-GHz FMCW Radarsystem with High Output-Power and 26-GHz Tuning Range for High Distance Applications", IEEE Transactions on Microwave Theory and Technics, Vol. 68, No. 3, 2020, Seiten 1195 bis 1211 zu entnehmen. Das vom MMIC erzeugte Mikrowellensignal erfährt bei einer derartigen Struktur allerdings eine deutliche Reduzierung der Bandbreite und Leistung auf dem Weg zur Antenne.
  • C. Schulz et al., "A broadband circular waveguideto-microstrip transition for an 80 GHz FMCW radar system", Proceedings of the Asia-Pacific Microwave Conference 2011, Seiten 391 bis 394, zeigen eine Hochfrequenz-Struktur mit einem direkten Übergang von einer Mikrostreifen-Leitung zu einem Rechteck-Hohlleiter, der senkrecht zur Mikrostreifen-Leitung angekoppelt ist. Hierfür werden jedoch präzise gefertigte Hohlleiter-Kappen benötigt, die zu erhöhten Produktionskosten führen. Auch bei dieser Struktur wird ein Koppler von der differentiellen Mikrostreifen-leitung zur single-ended Mikrostreifenleitung benötigt.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Hochfrequenz-Struktur anzugeben, die die Einkopplung eines von einer Mikrowellen-Quelle, insbesondere einem MMIC, erzeugten differentiellen Signals in einen Rechteck-Hohlleiter kostengünstig und unter Beibehaltung einer hohen Bandbreite und Leistung ermöglicht.
    • Darstellung der Erfindung
  • Die Aufgabe wird mit der Hochfrequenz-Struktur gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen dieser Hochfrequenz-Struktur sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche oder lassen sich der nachfolgenden Beschreibung sowie dem Ausführungsbeispiel entnehmen.
  • Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Struktur weist einen Übergang von einem substratintegrierten Wellenleiter (SIW) zu einem Rechteck-Hohlleiter auf, der vertikal an den substratintegrierten Wellenleiter gekoppelt ist. Der substratintegrierte Wellenleiter ist in bekannter Weise durch ein beidseitig mit einer elektrisch leitfähigen Beschichtung, insbesondere einer metallischen Beschichtung, versehenes dielektrisches Substrat mit elektrisch leitender Verbindung, beispielsweise mit elektrischen Verbindungs-Vias, zwischen den beiden elektrisch leitfähigen Beschichtungen zur seitlichen Begrenzung des Wellenleiters gebildet. Der substratintegrierte Wellenleiter weist im Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter einen zum Rechteck-Hohlleiter hin offenen Hohlraum im Dielektrikum und den elektrisch leitfähigen Beschichtungen auf, der auf einer dem Rechteck-Hohlleiter gegenüberliegenden Seite durch eine metallische Abdeckung, beispielsweise eine metallische Schicht oder metallische Platte, abgeschlossen ist. Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Struktur zeichnet sich dadurch aus, dass der Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter so am substratintegrierten Wellenleiter angeordnet ist, dass er den substratintegrierten Wellenleiter in zwei Wellenleiterzweige auftrennt, die eine Einkopplung eines differentiellen Signals über ihre vom Ankoppelbereich entfernten Enden ermöglichen, das in dem zum Rechteck-Hohlleiter hin offenen Hohlraum eine Phasendifferenz im Bereich von 180° aufweist, also bspw. von 180° ± 45°. Der zum Rechteck-Hohlleiter hin offene Hohlraum weist in Richtung der beiden Wellenleiterzweige eine beidseitig gestufte Struktur zur Impedanzanpassung auf, die durch Stufen in der dem Rechteck-Hohlleiter zugewandten elektrisch leitfähigen Beschichtung gebildet wird. Diese elektrisch leitfähige Beschichtung, beispielsweise aus Kupfer, ist für die Bildung derartiger Stufen ausreichend dick ausgebildet und weist vorzugsweise eine Dicke von ≥ 200 µm, besonders bevorzugt ≥ 1 mm auf.
  • Durch diesen Aufbau der vorgeschlagenen Struktur kann ein differentielles Signal direkt über die beiden Wellenleiterzweige in den substratintegrierten Wellenleiter eingekoppelt werden, so dass auf dem Weg von einem MMIC zum Rechteck-Hohlleiter auf einen zusätzlichen Koppler verzichtet werden kann, wie er im Stand der Technik für die Kopplung von zwei parallel verlaufenden Mikrostreifenleitungen in eine single-ended Mikrostreifenleitung erforderlich ist. Im Millimeter-Wellenbereich wird vom MMIC in der Regel ein differentielles Signal erzeugt. Dieses kann im vorliegenden Fall über zwei Mikrostreifenleitungen direkt in die Enden der beiden Wellenleiterzweige des substratintegrierten Wellenleiters eingekoppelt werden. Dadurch werden Bandbreite- und Leistungsverluste, wie sie durch einen zusätzlichen Koppler entstehen, vermieden. Durch die gestufte Ausbildung des Übergangs vom substratintegrierten Wellenleiter zum Rechteck-Hohlleiter wird eine breitbandige Impedanzanpassung bei diesem Übergang ermöglicht. Die geeignete Anzahl und Dimensionierung der Stufen in der elektrisch leitfähigen Beschichtung kann für die jeweiligen Frequenzbereiche und Dimensionen des Rechteck-Hohlleiters durch Simulationsrechnungen ermittelt werden. Die Stufen selbst können in einfacher Weise von der dem Rechteck-Hohlleiter gegenüber liegenden Seite in das Substrat bzw. die elektrisch leitfähige Beschichtung gefräst werden. Wie dies beispielsweise in der eingangs bereits genannten Veröffentlichung von S. Hansen et al. beschrieben ist.
  • Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Struktur lässt sich vor allem im Bereich der Radartechnik für die Führung eines von einem MMIC erzeugten differentiellen Signals an eine Antenne einsetzen, ist aber nicht auf diese Anwendung beschränkt.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Struktur wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den Zeichnungen nochmals näher erläutert. Hierbei zeigen.
    • Fig. 1
    eine Darstellung einer beispielhaften Ausgestaltung der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur ohne Abdeckung des Hohlraums im Ankoppelbereich;
    Fig. 2
    einen Schnitt entlang einer Symmetrieebene der Darstellung der Figur 1;
    Fig. 3
    eine weitere Darstellung der beispielhaften Ausgestaltung der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur in einem Schnitt entlang einer Symmetrieebene;
    Fig. 4
    eine Draufsicht (oben) und eine Seitenansicht (unten) auf die gestufte Struktur des Hohlraums der Figur 3; und
    Fig. 5
    eine schematische Darstellung der Signalführung zwischen einem MMIC und dem Rechteck-Hohlleiter bei der Nutzung der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur.
    Wege zur Ausführung der Erfindung
  • Die vorgeschlagene Hochfrequenz-Struktur stellt eine passive HF-Struktur zur vertikalen Einkopplung einer in einem substratintegrierten Hohlleiter (SIW) geführten Welle in einen senkrecht dazu stehenden Rechteck-Hohlleiter (RWG) dar. Es handelt sich dabei um eine differentielle Hohlleitereinkopplung. Eine breitbandige Anpassung wird bei dieser Einkopplung durch ein Stufenprofil erreicht, das in das dicke Metall des Substrates gefräst wird.
  • Figur 1 zeigt eine beispielhafte Ausgestaltung der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur, in der der substratintegrierte Wellenleiter 1 (SIW) und der angekoppelte Rechteck-Hohlleiter 2 (RWG) zu erkennen sind. Der substratintegrierte Wellenleiter 1 ist in einer beidseitig mit einer metallischen Beschichtung versehenen Leiterplatte 3 ausgebildet, bei der die untere Metallisierung eine Dicke von etwa 1 mm aufweist. In der Figur 1 sind die elektrischen Verbindungen, die hier durch Vias 7 realisiert sind, aber nicht auf solche beschränkt sind, zwischen den beiden metallischen Beschichtungen erkennbar, die den substratintegrierten Wellenleiter 1 seitlich begrenzen. Die Figur bietet eine Ansicht des Hohlraums im Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter 2, in der das stufige Höhenprofil zur Impedanzanpassung erkennbar ist. Die erforderliche metallische Abdeckung dieses Hohlraums ist daher in dieser Figur weggelassen. Figur 2 zeigt hierzu noch einen Schnitt entlang einer Symmetrieebene der Struktur der Figur 1, aus der der Führungskanal des Rechteck-Hohlleiters 2 erkennbar ist. Der Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter 2 ist so angeordnet, dass er den substratintegrierten Wellenleiter 1 in die beiden links und rechts des Hohlraums liegenden Wellenleiterzweige aufteilt. Von beiden Enden dieser Wellenleiterzweige kann ein differentielles Signal eingekoppelt werden. Die am Hohlraum über die beiden Wellenleiterzweige ankommenden Signale müssen hierbei eine Phasendifferenz im Bereich von 180° haben. Auf diese Weise lässt sich das differentielle Signal in den Hohlleiter 2 einkoppeln.
  • Figur 3 zeigt eine andere Darstellung der beispielhaften Ausgestaltung der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur, in der die einzelnen Schichten besser zu erkennen sind und auch die metallische Abdeckung 8 des Hohlraums dargestellt ist. Die Leiterplatte 3, in der der substratintegrierte Wellenleiter 1 ausgebildet ist, weist eine dielektrische Schicht 5 auf, die im vorliegenden Beispiel auf der oberen Seite von einer dünnen Metallisierung 6 und auf der unteren Seite von einer dicken metallischen Schicht 4 mit einer Dicke von bspw. 1 mm beschichtet ist. Diese Figur zeigt wie auch die Figuren 1 und 2 ein zweistufiges Profil mit den entsprechenden Stufen 9. Eine dritte Kontur wird durch den gesamten Schichtaufbau gefräst, damit von unten der Rechteck-Hohlleiter 2 angeflanscht werden kann. Da die Impedanz im Hohlleiter 2 proportional zur Höhe ist, kann durch eine Aneinanderreihung von Abschnitten unterschiedlicher Höhe Hi und einer Länge Li, die ungefähr einem Viertel der Wellenlänge der geführten Welle entspricht, ein Anpassungsnetzwerk höherer Ordnung in die Leiterplatte 3 integriert werden.
  • Generell können die Anzahl, die Höhe und die Länge der Stufen 9 beliebig variiert werden, wodurch der Frequenzbereich und die Bandbreite hervorragend skalierbar sind und diese Struktur daher vielseitig einsetzbar ist. Die zur Verfügung stehenden Design-Parameter der Länge Li und Höhe Hi der Stufen 9, wie auch die Breite W1 des Hohlraums sowie des substratintegrierten Wellenleiters (W0) sind exemplarisch für eine zweistufige Realisierung in Figur 4 in Draufsicht (oben) und im Querschnitt (unten) dargestellt. Mit moderner EM-Simulationssoftware ist ein Entwurf dieser Struktur mit geringem Aufwand möglich, indem die Längen Li mit dem Startwert, der einem Viertel der Wellenlänge der geführten Welle entspricht, initialisiert werden und anschließend durch Optimierungs-Algorithmen inklusive der Höhen Hi für den beabsichtigten Frequenzbereich optimiert werden. Die Weiten W1 und W0 können so gewählt werden, dass die untere Grenzfrequenz mit der des angeflanschten Hohlleiters 2 übereinstimmt. Dies ist allerdings keine zwingende Notwendigkeit für die Funktionsfähigkeit dieser Hochfrequenz-Struktur. Der Abstand d zwischen den Verbindungs-Vias 7 und dem Hohlraum kann beispielsweise auf 100 µm festgelegt werden, um die Vias 7 bei der Erzeugung des Hohlraums nicht zu beschädigen.
  • Auf der gleichen Leiterplatte 3, auf der der substratintegrierte Wellenleiter 1 gebildet wird, kann beispielsweise ein MMIC für die Erzeugung von Wellen im Mikrometerwellenbereich integriert werden. Ein derartiger MMIC erzeugt in der Regel ein differentielles Signal, dass dann über die vorgeschlagene Struktur einer Antenne zugeführt wird, die mit dem Rechteck-Hohlleiter 2 verbunden ist. Figur 5 zeigt beispielhaft in schematisierter Darstellung eine Signalführung zwischen einem MMIC 11 und der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur. Das vom MMIC 11 gelieferte differentielle Signal wird in zwei Mikrostreifenleitungen 10 eingekoppelt, von denen jede mit einem Ende der beiden Wellenleiterzweige des substratintegrierten Wellenleiters 1 der vorgeschlagenen Hochfrequenz-Struktur verbunden sind. Auf diese Weise wird das differentielle Signal über die beiden Enden des substratintegrierten Wellenleiters 1 eingekoppelt und anschließend über den Rechteck-Hohlleiter 2 zur Antenne geführt. Ein Koppler für die Umwandlung des differentiellen Signals aus den beiden Mikrostreifenleitungen 10 in eine einzelne Mikrostreifenleitung ist hierbei nicht mehr erforderlich, so dass eine dadurch verursachte Bandbreiten- und Leistungsverringerung vermieden wird.
    • Bezugszeichenliste
    • 1
    Substratintegrierter Wellenleiter (SIW)
    2
    Rechteck-Hohlleiter (RWG)
    3
    Leiterplatte (PCB)
    4
    Dicke Metallschicht der Leiterplatte
    5
    Dielektrische Schicht der Leiterplatte
    6
    Dünne Metallisierung der Leiterplatte
    7
    Verbindungs-Vias
    8
    Metallische Abdeckung
    9
    Stufen
    10
    Mikrostreifenleitung
    11
    MMIC

Claims (6)

  1. Hochfrequenz-Struktur mit einem substratintegrierten Wellenleiter (1) und einem Rechteck-Hohlleiter (2), bei der
    - der substratintegrierte Wellenleiter (1) durch ein beidseitig mit einer elektrisch leitfähigen Beschichtung (4, 6) versehenes dielektrisches Substrat (5) mit elektrisch leitenden Verbindungen (7) zwischen den beiden elektrisch leitfähigen Beschichtungen (4, 6) zur seitlichen Begrenzung des Wellenleiters gebildet und
    - der Rechteck-Hohlleiter (2) vertikal an den substratintegrierten Wellenleiter (1) gekoppelt ist,
    - wobei der substratintegrierte Wellenleiter (1) in einem Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter (2) einen zum Rechteck-Hohlleiter (2) hin offenen Hohlraum im dielektrischen Substrat (5) und den elektrisch leitfähigen Beschichtungen (4, 6) aufweist, der auf einer dem Rechteck-Hohlleiter (2) gegenüberliegenden Seite durch eine metallische Abdeckung (8) abgeschlossen ist,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der Ankoppelbereich zum Rechteck-Hohlleiter (2) so am substratintegrierten Wellenleiter (1) angeordnet ist, dass er den substratintegrierten Wellenleiter (1) in zwei Wellenleiterzweige auftrennt, die eine Einkopplung eines differentiellen Signals über ihre vom Ankoppelbereich entfernt liegenden Enden ermöglichen, das in dem zum Rechteck-Hohlleiter (2) hin offenen Hohlraum eine Phasendifferenz im Bereich von 180° aufweist,
    wobei der zum Rechteck-Hohlleiter (2) hin offene Hohlraum in Richtung der beiden Wellenleiterzweige eine beidseitig gestufte Struktur zur Impedanzanpassung aufweist, die durch Stufen (9) in der dem Rechteck-Hohlleiter (2) zugewandten elektrisch leitfähigen Beschichtung (4) gebildet wird.
  2. Hochfrequenz-Struktur nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die dem Rechteck-Hohlleiter (2) zugewandte elektrisch leitfähige Beschichtung (4) eine Dicke von mindestens 200 µm aufweist.
  3. Hochfrequenz-Struktur nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der substratintegrierte Wellenleiter (1) in einer Leiterplatte (3) ausgebildet ist.
  4. Hochfrequenz-Struktur nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass elektrisch leitfähigen Beschichtungen (4, 6) metallische Beschichtungen sind.
  5. Hochfrequenz-Struktur nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die elektrisch leitenden Verbindungen (7) zwischen den beiden elektrisch leitfähigen Beschichtungen (4, 6) Verbindungs-Vias sind.
  6. Hochfrequenz-Struktur nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die beidseitig gestufte Struktur wenigstens zwei Stufen (9) auf beiden Seiten aufweist.
EP21185769.3A 2020-07-23 2021-07-15 Hochfrequenz-struktur mit substratintegriertem wellenleiter und rechteck-hohlleiter Withdrawn EP3944410A1 (de)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114843773A (zh) * 2022-04-28 2022-08-02 南通大学 一种集成式毫米波端射滤波天线

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003158408A (ja) * 2001-11-20 2003-05-30 Anritsu Corp 給電器
EP1469548A1 (de) * 2003-04-18 2004-10-20 Siemens Mobile Communications S.p.A. Mikrowellen-Duplexer mit dielektrischen Filtern, einem T-Glied, zwei koaxialen Ports und einem Wellenleiter-Port
US20110267153A1 (en) * 2009-02-27 2011-11-03 Mitsubishi Electric Corporation Waveguide-microstrip line converter

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014112467B4 (de) 2014-08-29 2017-03-30 Lisa Dräxlmaier GmbH Speisenetzwerk für antennensysteme
KR101621480B1 (ko) 2014-10-16 2016-05-16 현대모비스 주식회사 도파관 대 유전체 도파관의 천이 구조

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003158408A (ja) * 2001-11-20 2003-05-30 Anritsu Corp 給電器
EP1469548A1 (de) * 2003-04-18 2004-10-20 Siemens Mobile Communications S.p.A. Mikrowellen-Duplexer mit dielektrischen Filtern, einem T-Glied, zwei koaxialen Ports und einem Wellenleiter-Port
US20110267153A1 (en) * 2009-02-27 2011-11-03 Mitsubishi Electric Corporation Waveguide-microstrip line converter

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
B. WELP ET AL.: "Versatile Dual-Receiver 94-GHz FMCW Radarsystem with High Output-Power and 26-GHz Tuning Range for High Distance Applications", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNICS, vol. 68, no. 3, 2020, pages 1195 - 1211, XP011775578, DOI: 10.1109/TMTT.2019.2955127
C. SCHULZ ET AL.: "A broadband circular waveguideto-microstrip transition for an 80 GHz FMCW radar system", PROCEEDINGS OF THE ASIA-PACIFIC MICROWAVE CONFERENCE, 2011, pages 391 - 394, XP032152653
HANSEN STEFFEN ET AL: "A W-Band Stepped Impedance Transformer Transition from SIW to RWG for Thin Single Layer Substrates with Thick Metal Cladding", 2019 49TH EUROPEAN MICROWAVE CONFERENCE (EUMC), EUROPEAN MICROWAVE ASSOCIATION (EUMA), 1 October 2019 (2019-10-01), pages 352 - 355, XP033641799, DOI: 10.23919/EUMC.2019.8910721 *
S. HANSEN ET AL.: "A W-Band Stepped Impedance Transformer Transition from SIW to RWG for Thin Single Layer Substrates with Thick Metal Cladding", PROCEEDINGS OF THE 49TH EUROPEAN MICROWAVE CONFERENCE, 2019, pages 352 - 355, XP033641799, DOI: 10.23919/EuMC.2019.8910721

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114843773A (zh) * 2022-04-28 2022-08-02 南通大学 一种集成式毫米波端射滤波天线
CN114843773B (zh) * 2022-04-28 2023-09-12 南通大学 一种集成式毫米波端射滤波天线

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