EP2795785A1 - Steuereinrichtung für einen mit einem resonanten lastnetzwerk belasteten wechselrichter - Google Patents

Steuereinrichtung für einen mit einem resonanten lastnetzwerk belasteten wechselrichter

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EP2795785A1
EP2795785A1 EP12815672.6A EP12815672A EP2795785A1 EP 2795785 A1 EP2795785 A1 EP 2795785A1 EP 12815672 A EP12815672 A EP 12815672A EP 2795785 A1 EP2795785 A1 EP 2795785A1
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EP
European Patent Office
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resonant circuit
switching means
inverter
current
voltage
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP12815672.6A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Faical Turki
Thomas Vosshagen
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Paul Vahle GmbH and Co KG
Original Assignee
Paul Vahle GmbH and Co KG
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Filing date
Publication date
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Withdrawn legal-status Critical Current

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Definitions

  • the present invention relates to an inverter having at least two switching means for feeding a resonant circuit from a source, wherein a control device of the inverter controls the switching means.
  • a control device of the inverter controls the switching means.
  • more and more resonant switching operations are used as switching relieving of the power semiconductors. This leads to smaller switching losses and thus to a better overall efficiency.
  • FIGS. 1 to 4 show inverters which feed a resonant circuit on the output side.
  • the inverter can, as shown in Figure 1, be designed as a push-pull inverter.
  • the inverter is fed by means of the intermediate circuit voltage U zk .
  • the inverter can be designed as a half-bridge inverter ( Figure 2) or as a full-bridge inverter ( Figure 3).
  • a first method provides that the power semiconductors of the inverter are driven at a fixed clock frequency.
  • the clock frequency is chosen so that possible only small switching losses occur.
  • the operating point is preferably easy to choose inductively. If a series resonant circuit is powered, the power semiconductors are turned on only when their voltage is zero and off (ZVS) when their current is near zero (ZCS).
  • ZVS zero and off
  • ZCS near zero
  • a disadvantage of this method is that only unfavorable control options on the timing of the power semiconductors exist because a pulse width modulation causes high switching losses.
  • Another control option is the variation of the intermediate circuit voltage U z i ⁇ of the feeding inverter.
  • the DC link voltage can be adjusted, for example, by means of a DC / DC converter, as shown in FIG.
  • the output variable can be regulated via the clock frequency of the inverter.
  • This method makes use of the frequency dependence of the output side resonant circuit.
  • the control device clocks the power semiconductors at a higher frequency than the resonance frequency, so that always an inductive operation is ensured.
  • This method has the disadvantage that, although it is switched on in ZVS, the power semiconductors always have to switch off a certain current, which results in switching losses.
  • a third possible method offers the advantage of adapting to changes in the transmission medium, such as changing the inductances due to mechanical influences, aging of the capacitors, heating, etc. It must be made measurements that allow the timing of the clocking. When using a series resonant circuit, a measurement is sufficient for most applications the output current and pass this as an inverted drive signal to the power semiconductors. The 180 ° phase shift allows the system to oscillate.
  • DE 101 15 326 a method for controlling turn-off semiconductor switches in bridge branches of an inverter is known, which serve to supply a connected to the output of the inverter parallel resonant circuit, wherein the inverter is operated with an impressed current and the semiconductor switches each at least one diode in series is switched.
  • the method known from DE 101 15 326 uses a regulator which adjusts an optimum phase angle so that voltage peaks still occur at the semiconductor switches at the series diodes.
  • Object of the present invention is to provide an inverter with a control device for the switching means of the inverter, which are designed in particular as a power semiconductor, which allows using a constant inverter feeding source, a regulation of the output to a target size.
  • control device controls the switching means such that in a first mode A of the inverter feeds the resonant circuit via the switching means from the source and in a second mode B of the resonant circuit is decoupled from the source, wherein the control means for Einregelung a set current (Ip soii) in the resonant circuit or a desired voltage (U P _ SO II) on the resonant circuit between the two modes A and B back and forth switches.
  • the desired current when using a rice henschwing Vietnamesees or the target voltage adjusted when using a parallel resonant circuit.
  • the control device controls the switching means soft, so that the time duration during which a mode is active is equal to or longer than the period of the Resonanzfre- frequency of the resonant circuit.
  • the switching frequency of the switching means controlling the control signals, in particular the gate signals is in the mode A of the resonant frequency of the resonant circuit, usually minimally greater than the resonant frequency.
  • the control device or the controller can advantageously be designed such that the switching frequency, with which the switching means are switched in mode A, is determined by the frequency of the oscillatory circuit.
  • the inverter can be realized by a bridge circuit. This can be designed as a full bridge or half bridge or push-pull. In the bridge arms of the switching means are arranged, wherein the transverse branch is formed by the resonant circuit. When using a semi-controlled inverter capacitors are provided in the non-controlled bridge arms, as shown in Figure 2.
  • the inverter is advantageously fed by a DC voltage source, in particular a voltage source with a constant output voltage.
  • a DC voltage source in particular a voltage source with a constant output voltage.
  • the current flowing through the series resonant circuit I p is regulated.
  • the controller can be a two-position controller, a PWM controller or a push-pull controller. In mode A, the inverter operates normally, with the clock frequency of the
  • Switching means of the resonant frequency of the series resonant circuit is specified. If a two-position controller is used, the control device switches to the mode B as soon as the current I p in the series resonant circuit has exceeded a maximum value. In mode B, the series resonant circuit is short-circuited via two bridge branches of the inverter and thus decoupled from the voltage source supplying the inverter. The current in the series resonant circuit is thus released in mode B via the two upper or two lower bridge branches of the full-bridge circuit of the inverter.
  • a primary resonant circuit of an energy transmission system is fed to the inverter, the resonant frequency of the series resonant circuit changes with the width of the air gap and the secondary-side load.
  • the current in the series resonant circuit decreases more or less rapidly.
  • the control device switches back to mode A again.
  • the inverter is advantageously fed by a DC power source, in particular a constant current source.
  • the voltage U p falling at the parallel resonant circuit is regulated.
  • the switching frequency of the switching means of the inverter also follows the frequency of the parallel resonant circuit.
  • the switching means for the duration of mode B are to be switched so that the current of the current source flows only through a bridge branches and the voltage in the parallel resonant circuit free-swinging.
  • the switching means are switched as low loss.
  • the control device can advantageously be formed further so that the switching means are switched on only when the voltage dropping across them is zero.
  • the switch-off process is only initiated or released when the current through the respective switching means has fallen below a certain, in particular predefinable, threshold value.
  • the threshold value is set either once by a calibration process in which the inverter is optimized, for example, to an optimal overall efficiency and / or low electromagnetic interference. Due to the optimized threshold value, the phase angle between current and voltage is set so that the switch-off neither to is inductive and thus does not have to be switched to high current and also not too capacitive, so that is not switched too close to the current zero crossing.
  • the sudden change in the fed-in power is advantageously smoothed when changing from one mode to another, so that the load experiences only a small sub-synchronous ripple.
  • the voltage dropping at a switching means and the actual current I p-is t flowing through the resonant circuit are measured.
  • the measured quantities form feedback variables for the control loop, the setpoint current I P-SOII to be adjusted forms the input variable of the controller.
  • the control device generates for each switching means of the inverter a drive signal G1 to G4, eg by means of flip-flops.
  • G1 to G4 eg by means of flip-flops.
  • the voltage potentials at both end points Pi and P 2 of the shunt branch or the series resonant circuit of the full bridge are determined and compared by means of comparators with a voltage threshold value U PsC hweii.
  • the output signals of the comparators serve to generate switch-on enable signals. Depending on the switch-on enable signal, the relevant switching means can be switched on at the next voltage zero crossing.
  • the Ausschaltkegabesignale are generated, in which the current flowing in the series resonant circuit current Ip -is in comparators with the current thresholds Iposschweii and I N egschweii is compared.
  • An additional A ⁇ device also generates a disabling signal, which ensures that only during the positive half-wave of the current and at the same time the negative slope of the current I p, a shutoff or during the negative half-wave of the current I p and the same positive slope of the current Ip a shutoff for the respective conductive switching means can be generated.
  • the blocking signal is thus ensured that the generation of Ausschaltkegabesignals is generated only in the second half of a half-wave of the current I p .
  • the blocking signal can be realized, for example, by a dead time element or a device consisting of a series circuit of an integrator which integrates the current Ip and a downstream zero crossing detection device.
  • the drive signals G1 to G4 of the switching means are thus matched to the frequency of the series resonant circuit, whereby the inverter frequency in mode A follows the resonant frequency of the series resonant circuit .
  • the control device continuously compares the nominal current Ip-son to be adjusted with the actual current Ip- ist , and generates an actuating signal which, together with further control signals, serves to control the switch-off enable of the two switching devices which implement the free-running of the series resonant circuit in mode B.
  • the two switching means are prevented from switching off by means of corresponding turn-off enable signals, so that they realize the necessary bipolar short-circuit in which the series resonant circuit is freed via the switching means and the current in the Oscillation circuit sinks.
  • the system returns to the mode A again.
  • the shortest time for which mode A can be active is half the period of oscillation.
  • FIG. 1 shows a push-pull inverter according to the prior art for resonant load
  • Fig. 2 Half-bridge inverter according to the prior art for resonant load circuit
  • Fig. 3 full bridge inverter according to the prior art for resonant load resonant circuit, either via the intermediate circuit voltage or z.
  • B. PWM is adjustable;
  • FIG. 5a full-bridge inverter according to the invention for a reso- nant parallel oscillating circuit, the input current I is constant zk and adjusts the present across the parallel resonant circuit chip ⁇ voltage Up across the mode changes;
  • FIG. 6 shows a block diagram of a control device for the inventive inverter according to FIG. 5 with a series resonant circuit
  • FIG. 7 voltage and current profile at the output of the inverter according to the invention.
  • Fig. 7a phase response in a series resonant circuit
  • Fig. 8 signal, voltage and current waveforms
  • FIG. 9 shows current-voltage plots for different temporal Tak ⁇ obligations of the modes A and B for the same duty cycle
  • FIG. 10 shows a block diagram of a control device for the inventive inverter according to FIG. 5a with a parallel resonant circuit.
  • FIGS 1 to 4 show inverters according to the prior art.
  • the inverters are designed for resonant load networks, whereby either the output variable is regulated via the controllable intermediate circuit voltage or by means of the clock frequency of the inverter.
  • the inverters can be designed as push-pull, half-bridge or full-bridge inverters.
  • FIG. 5 shows a full-bridge inverter according to the invention for a resonant series resonant circuit whose input voltage U in is constant and which adjusts the load current I p via the mode change.
  • the inverter according to the invention differs from the known full-bridge inverters in that it is operated with a constant input voltage and that the switching frequency of the semiconductor switches corresponds to the resonant frequency of the series resonant circuit.
  • the four switching means Si, S 2 , S 3 and S 4 arranged in the bridge arms are IGBTs which are controlled by the control signals G 1 to G 4 from the control device shown in FIG.
  • the points PI and P2 form the output-side connection points for the series resonant circuit, which is formed by the capacitors C s and the inductance L s .
  • the inductance L s may be a primary-side coil for transmitting energy to a secondary-side resonant circuit, not shown.
  • the input voltage U in can be constant. However, it is also possible that the input voltage U in is adjustable.
  • the respective switching means not involved in the short-circuit must be open so that the input voltage source U in is not short-circuited.
  • the capacitors C g serve to smooth the input voltage and are necessary for the commutation of the switching means.
  • the voltage levels at points PI and P2 serve as input to the controller.
  • FIG. 5a shows the circuit diagram of the inverter according to the invention, provided that the latter is loaded on the output side with a parallel resonant circuit L s -C 3 .
  • the inverter with series resonant circuit is here not the current I p but the voltage applied to the parallel resonant circuit voltage Up by means of the reverse blocking switching means Si to S 4 adjusted.
  • the power supply of the inverter takes place by means of a constant current source which impresses the current I zk .
  • mode A the inverter operates in its normal mode, with the controller adapted accordingly to the manipulated variable.
  • mode B the decoupling of the parallel resonant circuit from the current source initially takes place by generating a short circuit of the current source I zk by means of a bridge branch Si and S 2 or S 3 and S 4 . Thereafter, the switching means of the other bridge branch block, so that the parallel resonant circuit in mode B can oscillate freely, whereby the voltage U p decreases in time. If a lower voltage threshold value U p-mi n is reached, the system returns to the mode A, whereby the mode A is maintained until an upper voltage threshold value U p-ma x is reached and the system is switched back into the mode B.
  • FIG. 6 shows a schematic diagram of the control device for an inverter according to Figure 5, which is connected on the output side with a series resonant circuit.
  • the control means generate the gate signals Gl through G4 for the switching means S to Si. 4
  • the gate signals G1 to G4 are generated by means of the flip-flops 1, 2, 3, 4, which are set or reset by means of the switch-on enable signals (6, 7, 10, 11) and the switch-off enable signals (5, 8, 9, 12).
  • the turn-off enable signals (5, 8, 9, 12) are determined by the course of the current I p , so that the gate signals G 1 to G 4 control the switching means S 1 to S 4 in time with the current I p .
  • the control device has two comparators 23 and 26, which determine the current direction of the current Ip by means of predetermined threshold values Ip os, Welding and inverse-welding.
  • the output of the comparator 23, which determines the positive current state of the current I p is applied to the AND gates 14 and 16, which generate the switch-off enable signals for the switches S 2 and S 3 .
  • the output of the comparator 26, which determines the negative current state of the current I p is applied to the AND gates 13 and 15 which generate the turn-off enable signals for the switches Si and S 4 .
  • the switch-on release signal nals (6, 7, 10, 11) are generated by the comparators 17 to 20, wherein the comparators 17-20 the voltage potentials U p i and U p2 with the four thresholds Upschwein, U PS chweii 2 , U PS chweii3, and U PS chweii4 verglei ⁇ chen. Only when the voltage potentials U p i and U p2 have dropped below the respective threshold value U PS chweii, i, the respectively associated switching means Si-S 4 are enabled for switching on. However, it is also possible to provide only two comparators, one of which is responsible for generating the switch-on enable signals of the switching means 1 and 2 and the other for generating the switch-on enable signals of the switching means 3 and 4. Both comparators can
  • the current I p is integrated by means of the integrator 24, whereby a signal Ip90 ° is generated, which is processed by a zero-crossing detection element 25 to the inhibit signal Sperr.
  • the blocking signal Sperr is connected to an input of the AND gate 14 and an input of the AND gate 16. At the same time, the blocking signal Sperr is negated by means of the NOT gate 21 and connected as a lock on the inputs of the AND gates 13 and 15.
  • the blocking signal blocking and the output signals of the comparators 23 and 26 are logically linked together by means of the AND gates 13, 14, 15 and 16, so that a turn-off for the respective conductive switching means takes place only when the current I p has dropped below the threshold value I Pos during the positive half-cycle, or has increased above the threshold value I N e g during the negative half-cycle.
  • the thresholds I Pos welding and iNe welding the phase angle for switching off the switching means is thus specified.
  • An optional D-type flip-flop 30 can be used for synchronization and ensures that switching from one mode to another is not done during a switching operation by means of the actuating signal / setting.
  • FIG. 7 shows the voltage curve U p (t) and the current profile I p (t) at the output of the inverter according to the invention and the thresholds Iposschweii and I N egschweii in which the switch-off is carried out.
  • the signal Ip90 ° is represented, which is converted by the zero-crossing detection element 25 into the blocking signal Sperr, which changes between the logic states ONE and ZERO.
  • FIG. 7a shows the phase response for a resonant circuit. At a certain phase angle ⁇ , which is determined by the current thresholds
  • IposSchwell and iNegSchwell can be set or predefined, an operating frequency f A sets, with which the current I p oscillates.
  • an operating frequency f A sets, with which the current I p oscillates.
  • a phase angle ⁇ equal to NU LL results in an operating frequency of the inverter which is equal to the resonant frequency f 0 of the resonant circuit.
  • an inductive phase position relative to the resonance frequency f 0 can be achieved.
  • FIG. 8 shows the gate signal curves G1 to G4, the voltage potential curve at the points PI and P2 as well as the voltage U p resulting therefrom and the regulated current I p .
  • the inverter is in the inverter mode A, in which the series resonant circuit L s , C s is supplied with energy from the input voltage source U in the clock of the current I p .
  • the current I p exceeds the upper threshold value I p-ma x, whereby the control device sets the actuating signal / stell to logic ONE.
  • the turn-off release for the switching elements Si and S 3 is blocked, so that they are turned on, d. H .
  • the resonant circuit is no longer accessible via the input voltage source U in fed, whereby the current I p decreases.
  • the current I p falls below the lower threshold I p-mi n, where ⁇ by the control signal / stell is set to logical ZERO and off ⁇ switch would be possible at least due to the control signal / stell.
  • the switching elements Si to S 4 are clocked again from the time T 2 to the cycle of the current I p , where ⁇ the inverter again charges the series resonant circuit and the current I p up to the upper threshold value I p -ma x rises at time T 3, then again switched into the mode B.
  • FIG. 10 shows a basic circuit diagram of a control device for the inverter according to the invention in accordance with FIG. 5a with a parallel resonant circuit.
  • the control device is constructed analogously to the control device according to FIG. 6, but with the difference that the switching elements are all active, ie electrically conducting, during the overlapping time in mode A, so that the current can commute from one bridge branch to the other.
  • the switching elements of a diagonal are connected in an electrically conductive manner.
  • the commutation is always initiated, ie the other long blocking switching elements are actively switched electrically conducting when a certain negative voltage is exceeded on them, in particular the collector-emitter voltage falls below a certain threshold.
  • the comparators 17 ⁇ to 20 ⁇ serve as soon as the threshold voltages U C EI, U C E2, U C E3, U C E4 are exceeded, the turn-on enable signals by means 6, 7, 10 and 11 are generated.
  • the control means generate the gate signals Gl through G4 for the switching means S to Si. 4
  • the gate signals G 1 to G 4 are generated by means of the flip-flops 1, 2, 3, 4, which are set or reset by means of the switch-on enable signals 6, 7, 10, 11 and the switch-off enable signals 5, 8, 9, 12.
  • the turn-off enable signals 5, 8, 9, 12 are determined by the course of the current U p , so that the gate signals G 1 to G 4 control the switching means Si to S 4 in time with the current U p .
  • the control device has two comparators 23 ⁇ and 26 ⁇ , which determine the polarity of the voltage Up by means of predetermined threshold values U p os welding and U neg welding.
  • the output of the comparator 23 which determines the positive voltage state of the voltage U p is applied to the UN D gates 14 and 16, which generate the switch-off enable signals 5, 9 for the switches S 2 and S 3 .
  • the output of the comparator 26 ⁇ which determines the negative voltage state of the voltage U p , is applied to the U ND gates 13 and 15, which generate the turn-off enable signals 8, 12 for the switches Si and S 4 .
  • the voltage U p is integrated by means of the integrator 24 ⁇ , whereby a signal Up90 ° is generated, which is processed by a zero-crossing detection element 25 ⁇ to the blocking signal Sperr.
  • the blocking signal blocking is connected to an input of the UN D gate 14 ⁇ and an input of the AND gate 16 ⁇ .
  • the blocking signal Sperr is negated by means of the NOT gate 21 and connected as a lock on the inputs of the AND gate 13 ⁇ and 15 ⁇ .
  • the blocking signal blocking or blocking and the output signals of the comparators 23 ⁇ and 26 ⁇ are logically linked together by means of the AND gate 13 ⁇ 14 ⁇ , 15 ⁇ and 16 ⁇ , so that a turn-off for the respective conductive switching means only then takes place when the voltage U p during the positive half-wave below the threshold U p os sWeini sunken or increased during the negative half-wave above the threshold U Neg Schweii.
  • the threshold values U - posschweii and U N egschweii thus the phase angle for switching off the switching means Sl is set to S4.
  • An optional D flip-flop 30 ⁇ can be used for synchronization and ensures that is not switched during a switching operation of switching means from one mode to another by means of the control signal / Stell.
  • mode B either the bridge branch S1-S2 is electrically conducting and the other bridge branch S3 and S4 are switched off, so that the parallel resonant circuit is decoupled from the current source Izk .
  • the voltage U p decreases while the mode B is active. If the controller 22 ⁇ is designed as a two-step controller, is switched back to the mode A, as soon as the voltage U p falls below a lower limit. The mode A then remains active until the voltage U p has exceeded an upper limit value, after which the control device then changes to the mode B.
  • the above-described control device can only properly control the inverter when the resonant circuit is swollen. Therefore, additional measures may be taken which disable the control device for the time of the oscillation.
  • the oscillation of oscillating circuits is already known from the prior art.
  • the integrator 24, 24 ⁇ will only deliver a usable signal when the resonant circuit is tarnished. During the initial phase it can be replaced by an inverted differentiator. This provides a phase shift of 90 °, but is sensitive to EMC. So it is better for the stability of the circuit to switch from a certain resonant circuit current or a specific resonant circuit voltage to the integrator mode.

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter mit mindestens zwei Schaltmitteln (S1, S2, S3, S4) zur Speisung eines Schwingkreises (LS, CS) aus einer Quelle (Uin, Izk), wobei eine Steuerungseinrichtung des Wechselrichters die Schaltmittel (S1, S2, S3, S4) steuert, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinrichtung die Schaltmittel (S1, S2, S3, S4) derart steuert, dass in einem ersten Modus A der Wechselrichter den Schwingkreis (LS, CS) über die Schaltmittel aus der Quelle (Uin, Izk)speist und in einem zweiten Modus B der Schwingkreis (LS, CS) von der Quelle (Uin, Izk) entkoppelt ist, wobei die Steuerungseinrichtung zur Einregelung eines Soll-Stroms (Ip_soll) im Schwingkreis (LS, CS) oder einer Soll-Spannung (Up_soll) am Schwingkreis (LS, CS) zwischen den beiden Modi A und B hin- und her schaltet.

Description

Bezeichnung: Steuereinrichtung für einen mit einem resonan- ten Lastnetzwerk belasteten Wechselrichter
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Wechselrichter mit mindestens zwei Schaltmitteln zur Speisung eines Schwingkreises aus einer Quelle, wobei eine Steuereinrichtung des Wechselrichters die Schaltmittel steuert. In der modernen Wechselrichtertechnik werden vermehrt resonante Schaltvorgänge als Schaltentlastung der Leistungshalbleiter eingesetzt. Dies führt zu kleineren Schaltverlusten und damit auch zu einem besseren Gesamtwirkungsgrad . Sofern die Wechselrichter mit einem resonan- ten Lastnetzwerk belastet sind, ist der Schwingkreis im Ausgangskreis und nicht im Zwischenkreis des Wechselrichters aktiv. Die Figuren 1 bis 4 zeigen Wechselrichter, die ausgangsseitig einen Schwingkreis speisen. Der Wechselrichter kann, wie in Figur 1 dargestellt, als Push-Pull Wechselrichter ausgebildet sein. Der Wechselrichter wird dabei mittels der Zwischenkreisspannung Uzk gespeist. Der Wechselrichter kann jedoch auch als Halbbrückenwechselrichter (Figur 2) oder als Vollbrückenwech- selrichter (Figur 3) ausgebildet sein.
Zur Speisung von resonanten Lasten mittels eines Wechselrichters existieren verschiedene Verfahren. Ein erstes Verfahren sieht vor, dass die Leistungshalbleiter des Wechselrichters mit einer festen Taktfrequenz angesteuert werden. Die Taktfrequenz wird dabei so gewählt, dass möglichst nur kleine Schaltverluste auftreten. Der Betriebspunkt ist dabei bevorzugt leicht induktiv zu wählen. Sofern ein Reihenschwingkreis gespeist wird, werden die Leistungshalbleiter nur dann eingeschaltet, wenn ihre Spannung gleich Null ist und abgeschaltet (ZVS), wenn ihr Strom nahezu Null ist (ZCS). Nachteilig bei diesem Verfahren ist, dass nur ungünstige Regelungsmöglichkeiten über die Taktung der Leistungshalbleiter bestehen, da eine Pulsweitenmodulation hohe Schaltverluste verursacht. Eine weitere Regelungsmöglichkeit besteht in der Variation der Zwischenkreis- Spannung Uzi< des einspeisenden Wechselrichters. Die Zwischenkreisspan- nung kann z.B. mittels eines DC/DC- Konverters eingestellt werden, wie dies in Figur 4 dargestellt ist.
Bei einem zweiten möglichen Verfahren kann die Ausgangsgröße über die Taktfrequenz des Wechselrichters geregelt werden. Dieses Verfahren macht sich die Frequenzabhängigkeit des ausgangsseitigen Schwingkreises zunutze. Die Steuerungseinrichtung taktet dabei die Leistungshalbleiter mit einer höheren Frequenz als die Resonanzfrequenz, so dass immer ein induktiver Betrieb gewährleistet ist. Dieses Verfahren hat den Nachteil, dass zwar bei ZVS eingeschaltet wird, die Leistungshalbleiter aber stets einen gewissen Strom abschalten müssen, wodurch Schaltverluste entstehen.
Ein drittes mögliches Verfahren bietet den Vorteil einer Anpassung an Änderungen im Übertragungsmedium, wie z.B. Änderung der Induktivitäten aufgrund mechanischer Beeinflussung, Alterung der Kapazitäten, Er- wärmung, usw. . Dabei müssen Messungen vorgenommen werden, die die Zeitvorgaben der Taktung ermöglichen. Bei Verwendung eines Reihenschwingkreises reicht bei den meisten Anwendungen eine Messung des Ausgangsstromes und diesen als invertiertes Ansteuerungssignal an die Leistungshalbleiter weiterzugeben . Die 180° Phasenverschiebung ermöglicht dabei das Anschwingen des Systems.
Bei dem vorbeschriebenen Verfahren ist es möglich, auch über die Zwi- schenkreisspannung zu regeln, wodurch jedoch eine weitere Leistungsstufe in Form eines DC/DC- Wandlers vor den Wechselrichter geschaltet werden muss, wodurch sich nachteilig der Gesamtwirkungsgrad verschlechtert.
Aus DE 101 15 326 ist ein Verfahren zur Ansteuerung von abschaltbaren Halbleiterschaltern in Brückenzweigen eines Wechselrichters bekannt, welche zur Versorgung eines an den Ausgang des Wechselrichters angeschlossenen Parallelschwingkreises dienen, wobei der Wechselrichter mit einem eingeprägter Strom betrieben wird und den Halbleiterschaltern jeweils mindestens eine Diode in Reihe geschaltet ist. Das aus DE 101 15 326 bekannte Verfahren verwendet einen Regler, der einen optimalen Phasenwinkel einregelt, so dass an den Halbleiterschaltern noch an den Reihendioden Spannungsspitzen auftreten .
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Wechselrichter mit einer Steuereinrichtung für die Schaltmittel des Wechselrichters, welche insbe- sondere als Leistungshalbleiter ausgebildet sind, bereitzustellen, der bei Verwendung einer konstanten den Wechselrichter speisenden Quelle, eine Regelung der Ausgangsgröße auf eine Sollgröße ermöglicht.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass die Steuereinrichtung die Schaltmittel derart steuert, dass in einem ersten Modus A der Wechselrichter den Schwingkreis über die Schaltmittel aus der Quelle speist und in einem zweiten Modus B der Schwingkreis von der Quelle entkoppelt ist, wobei die Steuereinrichtung zur Einregelung eines Soll- Stroms (Ip soii) im Schwingkreis oder einer Soll-Spannung ( UP_SOII ) am Schwingkreis zwischen den beiden Modi A und B hin- und her schaltet. Dabei wird über die zeitliche Dauer der beiden Modi A und B, insbesondere über deren Tastverhältnis, der Soll-Strom bei Verwendung eines Rei- henschwingkreises bzw. die Soll-Spannung bei Verwendung eines Parallelschwingkreises eingeregelt. Dabei steuert die Steuereinrichtung die Schaltmittel weich an, so dass die zeitliche Dauer während der ein Modus aktiv ist gleich oder länger ist als die Periodendauer der Resonanzfre- quenz des Schwingkreises. Die Schaltfrequenz der die Schaltmittel steuernden Steuersignale, insbesondere die Gate-Signale, ist im Modus A von der Resonanzfrequenz des Schwingkreises abhängig, in der Regel minimal größer als die Resonanzfrequenz. Die Steuereinrichtung bzw. der Regler kann dabei vorteilhaft derart ausgebildet sein, dass die Schaltfre- quenz, mit der die Schaltmittel im Modus A geschaltet werden, von der Frequenz des Schwingkreises bestimmt wird.
Der Wechselrichter kann durch eine Brückenschaltung realisiert sein. Diese kann als Vollbrücke oder Halbbrücke oder Push-pull ausgebildet sein. In deren Brückenzweigen sind die Schaltmittel angeordnet, wobei der Querzweig durch den Schwingkreis gebildet ist. Bei Verwendung eines halbgesteuerten Wechselrichters sind in den nicht gesteuerten Brückenzweigen Kondensatoren vorzusehen, wie es in Figur 2 dargestellt ist.
Sofern am Ausgang des Wechselrichters ein Reihenschwingkreis geschaltet ist, wird der Wechselrichter vorteilhaft durch eine Gleichspannungs- quelle, insbesondere eine Spannungsquelle mit konstanter Ausgangsspannung, gespeist. In diesem Fall wird der durch den Reihenschwingkreis fließende Strom Ip geregelt. Als Regler kann ein Zweipunktregler, ein PWM-Regler oder ein Push-Pull-Regler verwendet werden. Im Modus A arbeitet der Wechselrichter normal, wobei die Taktfrequenz der
Schaltmittel von der Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises vorgegeben wird. Sofern ein Zweipunktregler verwendet wird, schaltet die Steuereinrichtung auf den Modus B um, sobald der Strom Ip im Reihenschwingkreis einen Maximalwert überschritten hat. Im Modus B ist der Reihenschwingkreis über zwei Brückenzweige des Wechselrichters kurz- geschlossen und somit von der den Wechselrichter speisenden Spannungsquelle entkoppelt. Der Strom im Reihenschwingkreis läuft somit im Modus B über die zwei oberen oder zwei unteren Brückenzweige der Voll- brückenschaltung des Wechselrichters frei. Sofern mittels des erfin- dungsgemäßen Wechselrichters ein Primärschwingkreis eines Energieübertragungssystems gespeist wird, ändert sich die Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises mit der Breite des Luftspaltes und der sekundärseitigen Last. Abhängig von der sekundärseitigen Güte bzw. Last sinkt der Strom im Reihenschwingkreis mehr oder weniger schnell ab. Sobald der Strom im Reihenschwingkreis einen unteren Schwellwert erreicht o- der unterschritten hat, schaltet die Steuereinrichtung wieder in den Modus A um. Beim Wechsel von einem Modus in den anderen wird dabei vorteilhaft weich geschaltet, so dass nur geringe Schaltverluste und stö- rende elektromagnetische Strahlung entstehen.
Sofern am Ausgang des Wechselrichters ein Parallelschwingkreis geschaltet ist, wird der Wechselrichter vorteilhaft durch eine Gleichstromquelle, insbesondere eine Konstantstromquelle gespeist. In diesem Fall wird die am Parallelschwingkreis abfallende Spannung Up geregelt. Im Modus A folgt ebenfalls die Schaltfrequenz der Schaltmittel des Wechselrichters der Frequenz des Parallelschwingkreises. Nach dem Überschreiten eines oberen Spannungswertes wird auch hier in den Modus B geschaltet, so dass der Parallelschwingkreis nicht mehr über die Stromquelle gespeist wird . Dazu sind die Schaltmittel für die Dauer des Modus B so zu schal- ten, dass der Strom der Stromquelle nur durch einen Brückenzweige fließt und die Spannung im Parallelschwingkreis freischwingt.
Die Schaltmittel werden möglichst verlustarm geschaltet. Bei Verwendung eines Reihenschwingkreises kann die Steuerungseinrichtung vorteilhaft so weiter gebildet werden, dass die Schaltmittel nur dann einge- schaltet werden, wenn die an ihnen abfallende Spannung gleich Null ist. Der Ausschaltvorgang wird erst dann eingeleitet bzw. freigegeben, wenn der Strom durch das jeweilige Schaltmittel unter einen bestimmten, insbesondere vorgebbaren, Schwellwert gefallen ist. Der Schwellwert wird dabei entweder einmalig durch einen Kalibrierungsvorgang eingestellt, bei dem der Wechselrichter z.B. auf einen optimalen Gesamtwirkungsgrad und/oder geringe elektromagnetische Störungen hin optimiert wird. Durch den optimierten Schwellwert wird der Phasenwinkel zwischen Strom und Spannung so eingestellt, dass der Ausschaltvorgang weder zu induktiv ist und somit kein zu hoher Strom geschaltet werden muss und auch nicht zu kapazitiv wird, so dass nicht zu nahe am Strom- Nulldurchgang geschaltet wird.
Bei Verwendung eines Parallelschwingkreises sind in der Überlappungs- zeit alle Schaltmittel aktiv, d.h. leitend. Während ein Diagonalpaar der Schaltelemente in Form von steuerbaren Halbleitern geschlossen ist, werden die anderen erst geschlossen, wenn an ihnen ein negativer Spannungsschwellwert USchweii überschritten wurde. Die Schaltelemente werden vorteilhaft nur dann ausgeschaltet, wenn der in ihnen fließende Strom Null beträgt. Dieser Zeitpunkt ist dann gegeben, wenn eine positive
Spannung an den Schaltelementen gemessen wird . Die bevorzugte Phasenlage ist leicht kapazitiv. Damit ergibt sich eine Arbeitsfrequenz fA, die etwas größer ist als die Resonanzfrequenz f0 des Parallelschwingkreises.
Aufgrund der Güte des Schwingkreises wird die sprunghafte Änderung der eingespeisten Leistung beim Wechsel von einem Modus zum anderen vorteilhaft geglättet, so dass die Last nur einen kleinen untersynchronen Ripple erfährt.
Bei Verwendung eines Reihenschwingkreises wird zumindest die an einem Schaltmittel abfallende Spannung sowie der durch den Schwingkreis flie- ßende Ist-Strom Ip-ist gemessen. Die gemessenen Größen bilden Rückführgrößen für den Regelkreis, der einzuregelnde Soll-Strom IP-SOII bildet die Eingangsgröße des Reglers.
Bei Verwendung eines Parallelschwingkreises wird zumindest die an einem Schaltmittel abfallende Spannung sowie die am Schwingkreis abfal- lende Ist-Spannung Up-ist gemessen. Die gemessenen Größen bilden
Rückführgrößen für den Regelkreis, die einzuregelnde Soll-Spannung Up- soii bildet die Eingangsgröße des Reglers.
Nachfolgend wird eine mögliche Ausführungsform der Steuereinrichtung für einen vollgesteuerten Vollbrückenwechselrichter mit ausgangsseiti- gern Reihenschwingkreis erläutert. Die Steuereinrichtung erzeugt für jedes Schaltmittel des Wechselrichters ein Ansteuersignal Gl bis G4, z.B. mittels Flipflops. Hierzu werden die Spannungspotentiale an beiden Endpunkten Pi und P2 des Querzweiges bzw. des Reihenschwingkreises der Vollbrücke ermittelt und mittels Kom- paratoren mit einem Spannungsschwellwert UPsChweii verglichen. Die Ausgangssignale der Komparatoren dienen dabei zur Erzeugung von Einschaltfreigabesignalen. Je nach Einschaltfreigabesignal kann das betreffende Schaltmittel beim nächsten Spannungsnulldurchgang eingeschaltet werden. Die Ausschaltfreigabesignale werden erzeugt, in dem der im Reihenschwingkreis fließende Strom Ip-ist in Komparatoren mit den Stromschwellwerten Iposschweii und INegschweii verglichen wird . Eine zusätzliche Ein¬ richtung erzeugt zudem ein Sperrsignal, welches sicherstellt, dass nur während der positiven Halbwelle des Stroms und gleichzeitig negativen Steigung des Stroms Ip ein Ausschaltfreigabesignal bzw. während der negativen Halbwelle des Stroms Ip und gleichzeitig positiver Steigung des Stroms Ip ein Ausschaltfreigabesignal für die jeweils leitenden Schaltmittel generiert werden kann. Mittels des Sperrsignals wird somit sichergestellt, dass die Erzeugung des Ausschaltfreigabesignals nur in der zweiten Hälfte einer Halbwelle des Stroms Ip generiert wird. Das Sperrsignal kann beispielsweise durch ein Totzeitglied oder einer Einrichtung bestehend aus einer Reihenschaltung eines Integrators, welcher den Strom Ip integriert, und einer nachgeschalteten Nulldurchgangserkennungseinrichtung, realisiert sein. Durch das Kalibrieren auf einen optimalen Stromschwellwert bzw. optimale Stromschwellwerte IPOsschweii und INegschweii, wird die Steuerungsein¬ richtung dahingehend optimiert, dass entweder der Wirkungsgrad maximal und/oder der Grad der elektromagnetischen Störungen minimal wird. Durch die Messung und Verarbeitung des Ist-Stroms Ip-ist sowie der Spannungspotentiale Pi und P2 werden somit die Ansteuersignale Gl bis G4 der Schaltmittel an die Frequenz des Reihenschwingkreises ange- passt, wodurch die Wechselrichterfrequenz im Modus A der Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises folgt. Die Steuereinrichtung vergleicht fortlaufend den einzuregelnden Sollstrom Ip-son mit dem Ist-Strom Ip-ist, und erzeugt ein Stellsignal, welches zusammen mit weiteren Steuersignalen zur Steuerung der Ausschaltfreigabe der beiden Schaltmittel dient, welche das Freilaufen des Reihen- Schwingkreises im Modus B realisieren. Sobald der Strom Ip-ist einen gewissen Schwellwert Ip-max überschritten hat, werden die beiden Schaltmittel am Ausschalten mittels entsprechender Ausschaltfreigabesignale gehindert, so dass sie den notwendigen bipolaren Kurzschluss realisieren, in dem der Reihenschwingkreis über die Schaltmittel freiläuft und der Strom im Schwingkreis absinkt. Sobald der Ist-Strom Ip-ist wieder unter einen unteren Schwellwert Ip-min gesunken ist, wird wieder in den Modus A zurückgeschaltet. Damit beim Umschalten in den Modus A stets die richtige Polung vorherrscht, ist es notwendig, dass der Modus B für ganzzahlige Schwingungsperioden aufrechterhalten bleibt. Die kürzeste Zeit, für die der Modus A aktiv sein kann, beträgt eine halbe Schwingungsperiode.
Nachfolgend wird anhand von Zeichnungen und Schaltbildern der erfindungsgemäße Wechselrichter näher erläutert.
Es zeigen :
Fig. 1 : Push-Pull Wechselrichter nach dem Stand der Technik für reso- nante Last;
Fig. 2 : Halbbrückenwechselrichter nach dem Stand der Technik für resonanten Lastschwingkreis;
Fig. 3 : Vollbrückenwechselrichter nach dem Stand der Technik für resonanten Lastschwingkreis, der entweder über die Zwischen- kreisspannung oder z. B. PWM regelbar ist;
Fig. 4: Vollbrückenwechselrichter nach dem Stand der Technik für resonanten Lastschwingkreis, dessen Zwischenkreisspannung Uzi< mittels DC/DC-Regler zur Regelung des Laststroms Ip geregelt wird; Fig. 5 : erfindungsgemäße Vollbrückenwechselrichter für einen reso- nanten Reihenschwingkreis, dessen Eingangsspannung Uin kon¬ stant ist und der den Laststroms Ip über den Modiwechsel ein¬ regelt;
Fig. 5a: erfindungsgemäße Vollbrückenwechselrichter für einen reso- nanten Parallelschwingkreis, dessen Eingangsstrom Izk konstant ist und der die über am Parallelschwingkreis anliegende Span¬ nung Up über den Modiwechsel einregelt;
Fig. 6: Prinzipschaltbild einer Steuerungseinrichtung für den erfindungsgemäßen Wechselrichter gemäß Figur 5 mit Reihenschwingkreis;
Fig. 7: Spannung- und Stromverlauf am Ausgang des erfindungsgemäßen Wechselrichters;
Fig. 7a: Phasengang bei einem Reihenschwingkreis;
Fig. 8: Signal-, Spannungs- und Stromverläufe;
Fig. 9: Strom-Spannungs-Diagramme für verschieden zeitliche Tak¬ tungen der Modi A und B bei gleichem Tastverhältnis;
Fig. 10: Prinzipschaltbild einer Steuerungseinrichtung für den erfindungsgemäßen Wechselrichter gemäß Figur 5a mit Parallelschwingkreis.
Die Figuren 1 bis 4 zeigen Wechselrichter nach dem Stand der Technik. Die Wechselrichter sind für resonante Lastnetzwerke ausgelegt, wobei entweder die Ausgangsgröße über die regelbare Zwischenkreisspannung oder mittels der Taktfrequenz des Wechselrichters eingeregelt wird. Die Wechselrichter können dabei als Push-Pull-, Halbbrücken- oder Vollbrückenwechselrichter ausgebildet sein.
Die Figur 5 zeigt einen erfindungsgemäßen Vollbrückenwechselrichter für einen resonanten Reihenschwingkreis, dessen Eingangsspannung Uin konstant ist und der den Laststroms Ip über den Modiwechsel einregelt. Der Schaltaufbau der gesteuerten Vollbrücke und des Reihenschwingkreises entsprechen grundsätzlich dem aus dem Stand der Technik bekannten Aufbau. Der erfindungsgemäße Wechselrichter unterscheidet sich von den bekannten Vollbrückenwechselrichtern dadurch, dass er mit einer kon- stanten Eingangsspannung betrieben wird und sich die Schaltfrequenz der Halbleitschalter durch die Resonanzfrequenz des Reihenschwingkreises entspricht. Die vier in den Brückenzweigen angeordneten Schaltmittel Si, S2, S3 und S4 sind IGBTs, welche durch die Steuersignale Gl bis G4 von der in Figur 6 dargestellten Steuerungseinrichtung gesteuert werden. Die Punkte PI und P2 bilden die ausgangsseitigen Anschlusspunkte für den Reihenschwingkreis, welcher durch die Kondensatoren Cs und die Induktivität Ls gebildet ist. Die Induktivität Ls kann eine primärseitige Spule zur Energieübertragung auf einen nicht dargestellten sekundärsei- tigen Schwingkreis sein . Die Eingangsspannung Uin kann konstant sein. Es ist jedoch auch möglich, dass die Eingangsspannung Uin einstellbar ist. Dies ist jedoch für die Funktion des erfindungsgemäßen Wechselrichters grundsätzliche nicht erforderlich, da die Regelung des Strom Ip durch den Wechsel zwischen zwei Modi erfolgt, wobei im ersten Modus A der Wechselrichter normal als Wechselrichter arbeitet und dem Schwingkreis über die Schaltmittel Si bis S4 Energie aus der Quelle Uin im Takt der Resonanzfrequenz des Schwingkreises Ls-C3 zuführt und im zweiten Modus B den Reihenschwingkreis entweder mittels der oberen Schaltmittel S2 und S4 oder mittels der unteren Schaltmittel SI und S3 kurzschließt, so dass sich der Strom Ip über diese Schaltmittel freilaufen kann und somit ab- sinkt. Währen der Kurzschlussphase im Modus B müssen die jeweils nicht am Kurzschluss beteiligten Schaltmittel geöffnet sein, damit die Eingangsspannungsquelle Uin nicht kurzgeschlossen wird . Die Kondensatoren Cg dienen zur Glättung der Eingangsspannung und sind notwendig für die Kommutierung der Schaltmittel. Die Spannungspegel an den Punkten PI und P2 dienen als Eingangsgrößen für die Steuerungseinrichtung .
Die Figur 5a zeigt das Schaltbild des erfindungsgemäßen Wechselrichters, sofern dieser ausgangseitig mit einem Parallelschwingkreis Ls-C3 belastet ist. Im Gegensatz zum Wechselrichter mit Reihenschwingkreis wird hier nicht der Strom Ip sondern die am Parallelschwingkreis anliegende Spannung Up mittels der rückwärtssperrenden Schaltmittel Si bis S4 eingeregelt. Die Speisung des Wechselrichters erfolgt in diesem Fall mittels einer Konstantstromquelle, welche den Strom Izk einprägt. Im Modus A arbeitet der Wechselrichter in seinem normalen Modus, wobei die Steuerungseinrichtung entsprechend an die Stellgröße angepasst ist. Im Modus B erfolgt die Entkopplung des Parallelschwingkreises von der Stromquelle zunächst durch das Erzeugen eines Kurzschlusses der Stromquelle Izk mittels eines Brückenzweiges Si und S2 bzw. S3 und S4. Danach sperren die Schaltmittel des jeweils anderen Brückenzweiges, so dass der Parallelschwingkreis im Modus B frei schwingen kann, wodurch die Spannung Up zeitlich abnimmt. Ist ein unterer Spannungsschwellwert Up-min erreicht, wird wieder in den Modus A zurückgeschaltet, wobei der Modus A solange aufrechterhalten bleibt, bis ein oberer Spannungsschwellwert Up-max er- reicht und zurück in den Modus B geschaltet wird .
Die Figur 6 zeigt ein Prinzipschaltbild der Steuerungseinrichtung für einen Wechselrichter gemäß Figur 5, der ausgangsseitig mit einem Reihenschwingkreis beschaltet ist. Die Steuereinrichtung erzeugt die Gatesignale Gl bis G4 für die Schaltmittel Si bis S4. Die Gatesignale Gl bis G4 werden mittels der Flipflops 1, 2, 3, 4 erzeugt, welche mittels der Einschaltfreigabesignale (6, 7, 10,11) und der Ausschaltfreigabesignale (5, 8, 9, 12) gesetzt bzw. rückgesetzt werden. Die Ausschaltfreigabesignale (5, 8, 9, 12) werden durch den Verlauf des Stromes Ip bestimmt, so dass die Gatesignale Gl bis G4 im Takt des Stromes Ip die Schaltmittel Si bis S4 steuern. Hierzu weist die Steuerungseinrichtung zwei Komparatoren 23 und 26 auf, die anhand von vorgegebenen Schwellwerten Iposschweii und iNegschweii die Stromrichtung des Stromes Ip ermitteln. Dabei liegt der Ausgang des Komparators 23, welcher den positiven Stromzustand des Stroms Ip ermittelt an den UND-Gattern 14 und 16 an, die die Ausschalt- freigabesignale für die Schalter S2 und S3 generieren. Der Ausgang des Komparators 26, welcher den negativen Stromzustand des Stroms Ip ermittelt, liegt an den UND-Gattern 13 und 15 an, die die Ausschaltfreigabesignale für die Schalter Si und S4 generieren. Die Einschaltfreigabesig- nale (6, 7, 10,11) werden durch die Komparatoren 17 bis 20 erzeugt, wobei die Komparatoren 17-20 die Spannungspotentiale Upi und Up2 mit den vier Schwellwerten Upschwein, UPSchweii2, UPSchweii3, und UPSchweii4 verglei¬ chen. Erst wenn die Spannungspotentiale Upi und Up2 unter den jeweili- gen Schwellwert UPSchweii,i gesunken sind, werden die jeweils zugehörigen Schaltmittel Si-S4 zum Einschalten freigegeben. Es ist jedoch auch möglich, lediglich zwei Komparatoren vorzusehen, von denen einer für die Generierung der Einschaltfreigabesignale der Schaltmittel 1 und 2 und der andere für die Generierung der Einschaltfreigabesignale der Schalt- mittel 3 und 4 zuständig ist. Dabei können beide Komparatoren die
Spannungspotentiale Upi und Up2 mit einem UPSChweii oder gegen getrennte Schwellwerte vergleichen.
Der Strom Ip wird mittels des Integrators 24 integriert, wodurch ein Signal Ip90° erzeugt wird, welches durch ein Nulldurchgangserkennungs- glied 25 zum Sperrsignal Sperr verarbeitet wird . Das Sperrsignal Sperr ist auf einen Eingang des UND-Gatters 14 und einen Eingang des UND- Gatters 16 geschaltet. Gleichzeitig wird das Sperrsignal Sperr mittels des NICHT-Gatters 21 negiert und als Sperr auf die Eingänge der UND-Gatter 13 und 15 geschaltet. Das Sperrsignal Sperr bzw. Sperr und die Aus- gangssignale der Komparatoren 23 und 26 werden mittels der UND- Gatter 13, 14, 15 und 16 logisch miteinander verknüpft, so dass eine Ausschaltfreigabe für die jeweils leitenden Schaltmittel erst dann erfolgt, wenn der Strom Ip während der positiven Halbwelle unter den Schwellwert IPosschweii gesunken bzw. während der negativen Halbwelle über den Schwellwert INegschweii gestiegen ist. Durch die Schwellwerte IPosschweii und iNegschweii wird somit der Phasenwinkel für das Ausschalten der Schaltmittel vorgegeben.
Ein optionales D-Flip-Flop 30 kann zur Synchronisation verwendet werden und stellt sicher, dass nicht während eines Schaltvorganges von Schalt- mittein von einem Modus zum anderen mittels des Stellsignals /Stell geschaltet wird .
Die Figur 7 zeigt den Spannungsverlauf Up(t) und den Stromverlauf Ip(t) am Ausgang des erfindungsgemäßen Wechselrichters sowie die Schwellwerte Iposschweii und INegschweii bei denen die Ausschaltfreigabe erfolgt.
Zugleich wird das Signal Ip90° dargestellt, welches durch das Nulldurch- gangserkennungsglied 25 in das Sperrsignal Sperr umgewandelt wird, welches zwischen den logischen Zuständen EINS und NULL wechselt.
Die Figur 7a zeigt den Phasengang für einen Resonanzschwingkreis. Bei einem bestimmten Phasenwinkel Φ, welcher durch die Stromschwellwerte
IposSchwell Und iNegSchwell einstellbar bzw. vorgebbar ist, stellt sich eine Arbeitsfrequenz fA ein, mit der der Strom Ip schwingt. Bei einem Phasen- winkel Φ gleich NU LL ergibt sich eine Arbeitsfrequenz des Wechselrichters die gleich der Resonanzfrequenz f0 des Schwingkreises ist. Bei einer höheren Arbeitsfrequenz fA kann eine induktive Phasenlage gegenüber der Resonanzfrequenz f0 erreicht werden .
Die Figur 8 zeigt die Gatesignalverläufe Gl bis G4, den Spannungspoten- tialverlauf an den Punkten PI und P2 sowie die sich darauf ergebende Spannung Up und den geregelten Strom Ip. Bis zum Zeitpunkt Ti befindet sich der Wechselrichter im Wechselrichtermodus A, in dem der Reihenschwingkreis Ls, Cs mit Energie aus der Eingangsspannungsquelle Uin im Takt des Stromes Ip versorgt wird . Zum Zeitpunkt Ti übersteigt der Strom Ip den oberen Schwellwert Ip-max, wodurch die Steuerungseinrichtung das Stellsignal /stell auf logisch EINS setzt. Hierdurch ist die Ausschaltfreigabe für die Schaltelemente Si und S3 blockiert, so dass diese zwar eingeschaltet, d . h . leitend werden, aber so lange nicht mehr ausgeschaltet, d . h . in ihren sperrenden Zustand gelangen können, bis der Mo- dus B aufgehoben bzw. das Stellsignal /stell wieder auf logisch NULL zurückgesetzt wird . Nachdem das Stellsignal /stell zu logisch EINS gewechselt ist, werden die Schaltelemente Si und S3 jedoch erst dann leitend, wenn der Strom Ip unter den vorgegebenen Stromschwellwert abgesunken ist bzw. nach der vorgegebenen Totzeit. Während der Zeit zwischen Ti und T2 sind somit die Schaltelemente Si und S3 leitend, wodurch der Reihenschwingkreis Ls, Cs über die Schaltelemente Si und S3 kurzgeschlossen und somit die Spannung Up gleich NULL ist. Hierdurch fließt der Strom Ip frei, d . h . der Schwingkreis wird nicht mehr über die Eingangs- spannungsquelle Uin gespeist, wodurch der Strom Ip absinkt. Zum Zeitpunkt T2 unterschreitet der Strom Ip den unteren Schwellwert Ip-min, wo¬ durch das Stellsignal /stell auf logisch NULL gesetzt wird und ein Aus¬ schalten zumindest aufgrund des Stellsignals /stell möglich wäre. Je nach Phasenlage und Richtung des Stroms Ip werden ab dem Zeitpunkt T2 die Schaltelemente Si bis S4 wieder im Takt des Stromes Ip getaktet, wo¬ durch der Wechselrichter wieder den Reihenschwingkreis auflädt und der Strom Ip bis zum oberen Schwellwert Ip-max zum Zeitpunkt T3 ansteigt, woraufhin wieder in den Modus B geschaltet wird. Die Figur 9 zeigt zwei Strom-Spannungs-Diagramme für zwei verschiede¬ ne zeitliche Dauern der Modi A und B, wobei das Tastverhältnis das glei¬ che ist. Im oberen Diagramm erstreckt sich der Modus A zeitlich jeweils über eine volle Schwingungsperiode und der Modus B über jeweils zwei volle Schwingungsperioden. Das Tastverhältnis ist somit 1:2. Wenn wie oben dargestellt, der Modus A für jeweils eine volle Periode eingeschaltet ist, erfährt der Zwischenkreiskondensator keinen DC- Offsett, und wird dadurch weniger belastet. Allerdings besteht bei einer derartigen Taktung der Nachteil, dass die Regelauflösung kleiner ist als bei dem im unteren Diagramm dargestellten Verfahren, bei dem der Mo- dus A jeweils nur für eine halbe Schwingungsperiode aktiv ist und der Modus B jeweils für eine volle Schwingungsperiode. Auch bei dieser Tak¬ tung der Modi ist das Tastverhältnis 1:2. Hierbei erhält jedoch der Zwischenkreiskondensator nachteilig einen DC-Offset.
Die Figur 10 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Steuerungseinrichtung für den erfindungsgemäßen Wechselrichter gemäß Figur 5a mit Parallelschwingkreis. Die Steuerungseinrichtung ist analog zur Steuerungseinrichtung gemäß Figur 6 aufgebaut, jedoch mit dem Unterschied, dass die Schaltelemente während der Überlappungszeit im Modus A alle aktiv, d.h. stromleitend geschaltet sind, so dass der Strom von einem Brückenzweig auf den anderen kommutieren kann. Bevor die Kommutierung eingeleitet wird, sind die Schaltelemente einer Diagonalen stromleitend geschaltet. Die Kommutierung wird stets erst dann eingeleitet, d.h. die anderen bis- lang sperrenden Schaltelemente werden aktiv stromleitend geschaltet, wenn an ihnen eine bestimmte negative Spannung überschritten wird, insbesondere die Kollektor-Emitter-Spannung einen bestimmten Schwellwert unterschreitet. Zur Ermittlung dieses Spannungszustandes dienen die Komparatoren 17λ bis 20\ Sobald die Schwellspannungen UCEI , UCE2, UCE3, UCE4 unterschritten werden, werden die Einschaltfreigabesignale mittels der Einrichtungen 6, 7, 10 und 11 generiert.
Die Steuerungseinrichtung erzeugt die Gatesignale Gl bis G4 für die Schaltmittel Si bis S4. Die Gatesignale G l bis G4 werden mittels der Flip- flops 1 , 2, 3, 4 erzeugt, welche mittels der Einschaltfreigabesignale 6, 7, 10,11 und der Ausschaltfreigabesignale 5, 8, 9, 12 gesetzt bzw. rückgesetzt werden . Die Ausschaltfreigabesignale 5, 8, 9, 12 werden durch den Verlauf des Stromes Up bestimmt, so dass die Gatesignale Gl bis G4 im Takt des Stromes Up die Schaltmittel Si bis S4 steuern . Hierzu weist die Steuerungseinrichtung zwei Komparatoren 23λ und 26λ auf, die anhand von vorgegebenen Schwellwerten U posschweii und UNegschweii die Polung der Spannung Up ermitteln . Dabei liegt der Ausgang des Komparators 23\ welcher den positiven Spannungszustand der Spannung Up ermittelt an den UN D-Gattern 14 und 16 an, die die Ausschaltfreigabesignale 5, 9 für die Schalter S2 und S3 generieren . Der Ausgang des Komparators 26λ , welcher den negativen Spannungszustand der Spannung Up ermittelt, liegt an den U ND-Gattern 13 und 15 an, die die Ausschaltfreigabesignale 8, 12 für die Schalter Si und S4 generieren .
Die Spannung Up wird mittels des Integrators 24λ integriert, wodurch ein Signal Up90° erzeugt wird, welches durch ein Nulldurchgangserken- nungsglied 25λ zum Sperrsignal Sperr verarbeitet wird . Das Sperrsignal Sperr ist auf einen Eingang des UN D-Gatters 14λ und einen Eingang des UND-Gatters 16λ geschaltet. Gleichzeitig wird das Sperrsignal Sperr mittels des NICHT-Gatters 21 negiert und als Sperr auf die Eingänge der UND-Gatter 13λ und 15λ geschaltet. Das Sperrsignal Sperr bzw. Sperr und die Ausgangssignale der Komparatoren 23λ und 26λ werden mittels der UND-Gatter 13\ 14λ, 15λ und 16λ logisch miteinander verknüpft, so dass eine Ausschaltfreigabe für die jeweils leitenden Schaltmittel erst dann erfolgt, wenn die Spannung Up während der positiven Halbwelle unter den Schwellwert U posschweii gesunken bzw. während der negativen Halbwelle über den Schwellwert UNegschweii gestiegen ist. Durch die Schwellwerte U - posschweii und U Negschweii wird somit der Phasenwinkel für das Ausschalten der Schaltmittel Sl bis S4 vorgegeben.
Ein optionales D-Flip-Flop 30λ kann zur Synchronisation verwendet werden und stellt sicher, dass nicht während eines Schaltvorganges von Schaltmitteln von einem Modus zum anderen mittels des Stellsignals /Stell geschaltet wird. Im Modus B ist entweder der Brückenzweig S1-S2 stromleitend und der andere Brückenzweig S3 und S4 sperrend geschaltet, so dass der Parallelschwingkreis von der Stromquelle Izk entkoppelt ist. Die Spannung Up sinkt während der Modus B aktiv ist. Sofern der Regler 22λ als Zweipunktregler ausgebildet ist, wird zurück in den Modus A gewechselt, sobald die Spannung Up einen unteren Grenzwert unterschreitet. Der Modus A bleibt dann wieder so lange aktiv, bis die Spannung Up einen oberen Grenzwert überschritten hat, wonach dann die Steuerungseinrichtung in den Modus B wechselt.
Die vorbeschriebene Steuerungseinrichtung kann den Wechselrichter erst dann richtig ansteuern, wenn der Schwingkreis angeschwungen ist. Es können daher zusätzliche Maßnahmen getroffen werden, die die Steuerungseinrichtung für die Zeit des Anschwingens außer Funktion setzt. Das Anschwingen von Schwingkreisen ist aus dem Stand der Technik bereits bekannt. Der Integrator 24, 24λ wird erst dann ein verwertbares Signal liefern, wenn der Schwingkreis angeschwungen ist. Während der Anschwingphase kann er durch einen invertierten Differenziator ersetzt werden. Dieser liefert eine Phasenverschiebung um 90°, ist aber EMV-empfindlich. Es ist also besser für die Stabilität der Schaltung erst ab einem bestimmten Schwingkreisstrom bzw. einer bestimmten Schwingkreisspannung auf den Integrator-Modus umzuschalten. Da die Phasenverschiebung nur zur Signalsperrung dient, kann der Integrator für einen engeren Frequenzbereich durch ein konstantes Totzeitglied Ttot ersetzt werden. Damit taktet der Wechselrichter im Anschwingvorgang nur über diese Laufzeit und hat als Taktfrequenz f= l/Ttot, bis die anderen Signale aus Strom und Span- nung erzeugt werden. Diese Lösung ist einfach im Aufbau, arbeitet aber nur in einem relativ kleineren Frequenzintervall.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
Wechselrichter mit mindestens zwei Schaltmitteln (Si, S2, S3, S4) zur Speisung entweder eines Reihenschwingkreises (Ls, Cs) aus einer Spannungsquelle (Uin) oder eines Parallelschwingkreises aus einer Stromquelle (Izk), wobei eine Steuerungseinrichtung des Wechselrichters die Schaltmittel (Si, S2, S3, S4) steuert, und dass die Steuerungseinrichtung die Schaltmittel (Si, S2, S3, S4) derart steuert, dass
- in einem ersten Modus A der Wechselrichter den Schwingkreis
(Ls, Cs) über die Schaltmittel aus der Quelle (Uin, Izk) speist und
- in einem zweiten Modus B der Schwingkreis (Ls, Cs) von der Quelle (Uin, Izk) entkoppelt ist,
wobei die Steuerungseinrichtung zur Einregelung eines Soll-Stroms (Ip son) im Schwingkreis (Ls, Cs) oder einer Soll-Spannung (Up_Soii) am Schwingkreis (Ls, Cs) zwischen den beiden Modi A und B hin- und her schaltet,
d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung bei Speisung ein Schaltmittel (Si, S2, S3, S4) bei Erreichen oder Unterschreiten eines vorbestimmten Stromschwellwertes (Iposschweii, iNegschweii) ausschaltet, zum Ausschalten freigibt o- der das Steuersignal entsprechend zum Ausschalten des Schaltmittels (Si, S2, S3, S4) ändert, wobei die Stromschwellwerte (IPOsschweii, INegschweii) derart gewählt sind, dass die Schaltfrequenz (fA) der die Schaltmittel (Si, S2, S3, S4) steuernden Steuersignale (G1-G4), insbesondere die Gate-Signale, im Modus A die Arbeitsfrequenz (fA) des eingeschwungenen Schwingkreises (Ls, Cs) bestimmt, wobei die Resonanzfrequenz (f0) des Schwingkreises kleiner als die Schaltfrequenz (fA) der Steuersignale (G1-G4) ist.
Wechselrichter nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung den Soll-Strom (Ip son) bzw. die Soll-Spannung (UP_SOII) über die zeitliche Dauer der beiden Modi A und B, insbesondere über deren Tastverhältnis, einregelt.
Wechselrichter nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die zeitliche Dauer während der ein Modus aktiv ist gleich oder das Vielfache der halben Periodendauer der Resonanzfrequenz des Schwingkreises (Ls, Cs) ist, wobei insbesondere der Modus B stets für eine ganze Periodendauer oder ein Vielfaches der ganzen Periodendauer der Arbeitsfrequenz (fA) des Schwingkreises (Ls, Cs) aktiv ist.
Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Wechselrichter bei Speisung eines Reihenschwingkreises leicht induktiv und bei Speisung eines Parallelschwingkreises leicht kapazitiv schaltet.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Gleichspannungsquelle eine Spannungsquelle mit konstanter Ausgangsspannung (Uin), ist, oder die Quelle eine Stromquelle mit konstantem Ausgangsstrom (Izk), ist.
Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung ein Schaltmittel (Si, S2, S3, S4) nur dann einschaltet bzw. das An- steuersignal für das Schaltmittel auf„EIN" ändert, wenn die am Schaltmittel (Si, S2, S3, S4) abfallende Spannung gleich oder nahe Null oder gleich einem Schwellwert (UPSchweii) ist, wobei insbesondere jedem Schaltmittel oder jeweils einer Gruppe von Schaltmitteln ein Schwellwert (UPSchweii,i) zugeordnet ist.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Wechselrichter eine Brückenschaltung aufweist, an deren Eingang die konstante Eingangsquelle und an dessen Ausgang der Schwingkreis angeschlossen ist. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Brückenschaltung entweder zwei oder vier Schaltmittel (Si, S2, S3, S4), insbesondere Halbleiterschalter in Form von IGBTs oder MOSFETs, aufweist, derart, dass der Wechselrichter im Modus A als Halb- oder Vollbrückenwechselrichter oder Push-Pull-Wechselrichter arbeitet, und dass bei Verwendung eines Reihenschwingkreises im Modus B ein Freilaufen des Schwingkreises über die Schaltmittel (Si und S3 bzw. S2 und S4) erfolgt oder dass bei Verwendung eines Parallelschwingkreises im Modus B der Schwingkreis über die Schaltmittel (Si und S2 bzw. S3 und S4) von der Quelle entkoppelt ist.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass bei einem Reihenschwingkreis im Modus B der Wechselrichter einen bipolaren Kurzschluss des Reihenschwingkreises (Ls, Cs) darstellt, so dass ein Freilaufen des im Schwingkreis (Ls, Cs) fließenden Stroms (IP) in beide Stromrichtungen über mindestens eine Schwingungsperiode oder mindestens eine halbe Schwingungsperiode möglich ist.
Wechselrichter nach Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Kurzschluss entweder über ein leitendes Schaltmittel und einen Kondensator oder über zwei leitende
Schaltmittel (Si und S3 bzw. S2 und S4) realisiert ist, wobei die jeweils anderen Schaltmittel (S2 und S4 bzw. Si und S3) sperren.
Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass im Modus B der Wechselrichter den Parallelschwingkreises mittels zweier in Reihe geschalteter und leitender Schaltmittel (Si und S2 bzw. S3 und S4) von der Eingangsquelle (Izk) trennt, wobei die übrigen Schaltmittel zur Verhinderung eines bipolaren Kurzschluss des Parallelschwingkreises (Ls, Cs) sperren.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a - d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass bei einem mit Reihenschwingkreis (Ls, Cs) ausgangsseitig beschalteten Wechselrichter zumindest die an einem Schaltmittel (S,) abfallende Spannung (Uds) Eingangssignal der Steuerungseinrichtung ist, und der durch den Schwingkreis (Ls, Cs) fließende Ist-Strom (Ip-ist) die Rück¬ führgröße für den Regelkreis ist und der Soll-Strom (IP-SOII) Eingangsgröße des Reglers der Steuerungseinrichtung ist.
Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass bei einem mit Parallelschwingkreis (Ls, Cs) ausgangsseitig beschalteten Wechselrichter zumindest der durch ein Schaltmittel (S,) fließende Strom oder die an einem Schaltmittel abfallende Spannung (UCE,i) Eingangsgröße der Steuerungseinrichtung ist, und die am Schwingkreis (Ls, Cs) anliegende Spannung (Up-ist) die Rückführgröße für den Regelkreis ist und die Soll-Spannung (UP-SOII) die Eingangsgröße des Reglers der Steuerungseinrichtung ist.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung Ausschaltfreigabesignale (5, 8, 9, 12) und Einschaltfreigabesignale (6, 7, 10, 11) für jedes Schaltmittel (Si-S4) erzeugt, aus denen sie die Gatesignale (G1-G4) für jedes Schaltmittel (Si-S4) generiert, wobei insbesondere die Gatesignale (G1-G4) mittels RS-Flipflops (1, 2, 3, 4) erzeugt werden, und die Einschaltfreigabesignale (6, 7, 10, 11) das jeweils zugehörige Flipflop (1, 2, 3, 4) setzen und die Ausschaltfreigabesignale (5, 8, 9, 12) das jeweils zugehörige Flipflop (1, 2, 3, 4) rücksetzen.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung, insbesondere zwei oder vier, Komparatoren (17, 18, 19, 20,) aufweist, die die Spannungspegel der Verbindungspunkte (PI, P2) mit einem Spannungsschwellwert (UPSchweii) oder mehreren Spannungsschwellwert (UPSchweii,i mit i= 1 bis 4) verglei- chen und aus deren Ausgangssignalen die Einschaltfreigabesignale (6, 7, 10, 11) generiert werden.
16. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steue- rungseinrichtung zwei Komparatoren (23, 26) aufweist, mittels derer bestimmbar ist, ob der Strom (Ip) kleiner als ein positiver Schwellwert (IPOsschweii) oder größer als ein negativer Schwellwert (I-
NegSchwell) ISt.
17. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a - d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung zwei Komparatoren (23\ 26λ) aufweist, mittels derer bestimmbar ist, ob die Spannung (Up) kleiner als ein positiver Schwellwert (Uposschweii) oder größer als ein negativer Schwellwert
(UNegSchwell) ISt. 18. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuereinrichtung einen Regler (22, 22λ) aufweist, der anhand des Vergleichs der Soll-Führungsgröße (Ips0ii; Ups0ii) mit der Regelgröße (Ip-ist; Up-ist) ein Stellsignal (/stell) erzeugt. 19. Wechselrichter nach Anspruch 18, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass das Signal (/stell) logisch EINS ist, wenn der gemessene Ist-Strom (Ip-ist) größer als der vorgegebene Stromschwellwert (Ip-max) wird, und dessen Ausgangswert logisch Null wird, wenn der Ist-Strom (Ip-ist) unter einen Stromschwellwert (IP-min) sinkt.
20. Wechselrichter nach Anspruch 18 oder 19, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Regler ein PWM- oder Pulsfolgeregler ist.
21. Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerein- richtung eine Einrichtung (24, 25; 24λ, 25λ) aufweist, die ein Sperrsignal (Sperr) erzeugt, welches verhindert, dass während der positiven Halbwelle nur bei negativer Steigung des Stroms (Ip) bzw. der Spannung (Up) ein Ausschaltfreigabesignal bzw. während der negativen Halbwelle nur bei positiver Steigung des Stroms (Ip) ein Ausschaltfreigabesignal für die jeweils stromleitenden Schaltmittel (S,) erzeugbar ist.
Wechselrichter nach Anspruch 21, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Steuerungseinrichtung das Sperrsignal (Sperr) zur Generierung der Ausschaltfreigabesignale (5, 8, 9, 12) verwendet.
Wechselrichter nach Anspruch 21 oder 22, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass die Einrichtung (24, 25) ein Integrator oder ein Totzeitglied umfasst.
Wechselrichter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass der Regler zwischen den Modi A und B nur dann umschaltet, wenn das Schalten der Schaltmittel abgeschlossen ist.
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