EP2662929B1 - Phased-Array Antenne und Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne - Google Patents
Phased-Array Antenne und Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne Download PDFInfo
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- EP2662929B1 EP2662929B1 EP13002387.2A EP13002387A EP2662929B1 EP 2662929 B1 EP2662929 B1 EP 2662929B1 EP 13002387 A EP13002387 A EP 13002387A EP 2662929 B1 EP2662929 B1 EP 2662929B1
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Definitions
- the invention relates to a method for processing received signals in a phased array antenna according to the features of patent claim 1 and a phased array antenna according to the features of patent claim 3.
- the US 2009/0273517 A1 describes a vertically integrated electronically controlled phased array antenna synchronized to the global clock signal of a PLL applied to a local oscillator
- the WO 03/061070 A1 describes an antenna with a plurality of antenna elements. Associated with the individual antenna elements analog signals are applied to respective phase shifts, digitized and then applied with equal, but opposite phase shifts and then superimposed, so that the fundamental oscillations are coherent and the harmonic components incoherently superimposed.
- FIG. 1 The structure of an N-channel phased array antenna with digital beam shaping is shown schematically.
- the use of a plurality of receiving channels shown in FIG. 5 achieves a directivity in the surroundings of the radar device.
- the dynamic range over a single receiver system increases by a factor of 10log 10 (N) dB, where N expresses the number of channels used and n expresses the run index for the nth channel.
- N log 10
- the high-frequency signals X 1 ,..., X N provided by the antenna elements E 1 ,..., E N are fed to the analogue receiver stages ARX 1, ..., ARX N.
- the high frequency signals X 1 , ..., X N are converted to a lower intermediate frequency U 1 , ..., U N.
- a mixing signal BO from the block central base oscillator 6 of the analog receiver unit 2 is supplied.
- the internal distribution of the central BO takes place at each analogue receiver stage ARX 1 ,..., ARX N.
- the intermediate frequency signals U 1 ,..., U n generated by the mixing process of X 1 ,..., X N with the oscillator signals derived from BO are subsequently supplied to the digital receiver unit 3.
- the analog signals with the analog-to-digital converters ADC 1 , ..., ADC N are first converted into digital signals.
- the downstream digital preprocessing unit PP 1 ,..., PP N the complex baseband signals IQ 1 ,..., IQ N are generated.
- a complex baseband signal IQ n is vectorially composed of a real part Re ⁇ IQ n ⁇ and an imaginary part Im ⁇ IQ n ⁇ .
- the digital beamforming processing unit 4 is part of a signal processor and uses all signals IQ 1 , ..., IQ N provided by the N individual channels to form a number J beams B 1 , ..., B J. As a rule, the number of beams is: J ⁇ N. These beams provide directional access to distance and speed information. The concept is explained independently of the selected modulation type.
- f c the carrier frequency
- i the antenna distance
- ⁇ the angle of incidence.
- the signal LO 1 provided by the local LO 1 is extracted from the central base oscillator BO (reference 6) in FIG Fig. 1 , derived.
- the central base oscillator 6 provides a local LO signal of identical frequency to each receiving element.
- the intermediate frequency signal U 1 is generated.
- the digitization of the value and time-continuous signal U 1 in the signal D 1 takes place in the analog-to-digital converter (ADC 1 ).
- ADC 1 analog-to-digital converter
- the generation of the complex baseband signal Re ⁇ IQ 1 ⁇ + j * Im ⁇ IQ 1 ⁇ takes place in the preprocessing unit PP1.
- ADC 1 and PP 1 form a digital individual receiver 10 in the network.
- the processing work Digital Beamforming 4 is described below Fig .1 explained in more detail.
- the direction-dependent phase shifts ⁇ 1 - ⁇ N remain in the conversion of the signals X 1 , ..., X N to IQ 1 , ..., IQ N obtained and can in the mixer units P 1 , ..., P N in 4 each be applied inversely.
- the generated output signals B 1 -B J are fed to a subsequent processor unit (radar processor).
- the object of the invention is to provide a method in which occurring in the receiver harmonics are suppressed by the selected signal processing concept and the trouble-free dynamic range is improved over all angles ⁇ . Another object is to provide a corresponding antenna.
- Fig. 3 shows schematically the construction according to the invention of an N-channel phased array antenna with digital beam shaping including the decorrelation units 8,9.
- receive signals X 1 ,..., X N are processed in a phased array antenna having a plurality of receive elements E 1 ,..., E N , each having an associated receive path, an analog intermediate frequency signal U 1 in each receive path , ..., U N produced by mixing the reception signal X 1, ..., X N with an oscillator signal LO 1, ...
- the invention is characterized in that, when the method is carried out for the first time, exactly one individual phase element ( ⁇ r, 1 ,..., ⁇ r, N within the first phase) is distributed to each receiving element of the phased array antenna from a phase range from - ⁇ to + ⁇ Is assigned to the oscillator signal these normally distributed phase values ⁇ r, 1 , .., ⁇ r, N and that within the second decorrelation unit 9 in each receive path to the complex baseband signal IQ 1 , ...
- IQ N is one of the receive direction of the antenna corresponding phase shift ( ⁇ rx, 1 , .., ⁇ rx, N in which the normally distributed phase values ⁇ r, 1 , .., ⁇ r, N are considered inversely applied.
- the first decorrelation unit 8 and the second decorrelation unit 9 differ in that the first decorrelation unit 8 has a channel-dependent phase shift added in the analog part of the receiver whereas the second decorrelation unit 9 inversely applies the added channel-dependent phase shift in the digital part of the receiver and thus reverses it.
- the introduced blocks RX 1 , ..., RX 2 each denote the union of ADC and PP in each channel (see also FIG Fig. 1 .).
- an amplitude weighting may additionally be performed, the application of a weighting function does not affect the subject matter of this invention.
- ⁇ inv - ⁇
- ⁇ [ ⁇ 1 ⁇ 2 ⁇ 3 ... ⁇ N ]
- ⁇ [ ⁇ 1 ⁇ 2 ⁇ 3 ... ⁇ N ]
- the direction-dependent phase shifts ⁇ n according to Fig. 2
- decorrelation of the harmonics and thus an SFDR gain over all angles of view ⁇ due to the inverse relationship of the deliberately introduced phase shifts ⁇ rx ⁇ r .
- the phased array antenna comprises a plurality of receiving elements E 1 , ..., E N , N local oscillators, which may be connected to a base oscillator, for example, for generating the oscillator signals, mixers for mixing the oscillator signals LO 1 ,. LO N with correspondingly received by the receiving elements E 1 , ..., E N received signals, analog-to-digital converter circuits and a signal processor, each receiving element E 1 , ..., E N a mixer LO 1 , ..., LO N is assigned.
- the inventive phased array antenna is characterized in an embodiment in that the oscillator LO 1 , ..., LO N with each mixer LO 1 , ..., LO N is connected via signal lines, each signal line a targeted additive length deviation whose length is itself normally distributed.
- a phased array antenna according to the invention can thus be constructed such that either each signal line is assigned a specific additive length deviation whose length is itself normally distributed, or each oscillator receives a targeted additive phase shift whose value is also normally distributed.
- the lengths of the individual signal lines can be derived from a normal distribution of a phase range from - ⁇ to + ⁇ at a given carrier frequency of the received signal.
- ⁇ c 0 / (f c * r), where f c represents the carrier frequency and n the refractive index of the medium.
- f c 5 GHz
- a line length deviation of +/- 3 cm corresponds to the required phase interval of +/- ⁇ .
- FIG. 5 shows a schematic representation of an exemplary front end of a phased array antenna with 4 receiving elements E1, E2, E3, E4.
- Each receiving element E1, E2, E3, E4 is in each case assigned a channel K1, K2, K3, K4.
- a respective mixer M1, M2, M3, M4 which is connected to a common oscillator OSZ.
- This oscillator OSZ is connected to the individual mixers M1, M2, M3, M4 via individual signal lines L1, L2, L3, L4.
- the additive length deviations of the individual signal lines L1, L2, L3, L4 in this case correspond to a normal distribution.
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
- Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie eine Phased-Array Antenne gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 3.
- Aus
DE 600 25 064 T2 undDE 10 2007 046 566 B4 sind Radargeräte mit Verwendung von digitaler Strahlformung bekannt. - Die
US 2009/0273517 A1 beschreibt eine vertikal integrierte elektronisch gesteuerte Phased-Array Antenne, die zu dem globalen Taktsignal eines PLL, welches an einem Lokaloszillator angelegt wird, synchronisiert ist, - Die
WO 03/061070 A1 - In
Fig. 1 ist schematisch der Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung dargestellt. Durch die in 5 dargestellte Verwendung mehrerer Empfangskanäle wird eine Richtwirkung in der Umgebung des Radargeräts erzielt. Unter idealen Bedingungen vergrößert sich der Dynamikbereich gegenüber einem Einzelempfänger-System um den Faktor 10log10(N) dB, wobei N die Anzahl der verwendeten Kanäle und n den Laufindex für den n-ten Kanal ausdrückt. Am Beispiel einer linearen Phased-Array Antenne 1 mit Antennenabstand d=λ/2 (λ: Über die Lichtgeschwindigkeit c mit der verwendeten Trägerfrequenz fc verknüpfte Wellenlänge, entsprechend λ=c/fc) wird die weitere Verarbeitung beschrieben. Die von den Antennen-Elementen E1,...,EN zur Verfügung gestellten Hochfrequenzsignale X1,...,XN werden den analogen Empfängerstufen ARX1,...,ARXN zugeführt. In der vollständigen analogen Empfängereinheit 2 werden die Hochfrequenzsignale X1,...,XN auf eine niedrigere Zwischenfrequenz U1,...,UN umgesetzt. Hierzu wird ein Mischsignal BO aus dem Block zentraler Basisoszillator 6 der analogen Empfängereinheit 2 zugeführt. Die interne Verteilung des zentralen BO erfolgt an jede analoge Empfängerstufe ARX1,...,ARXN. Die durch den Mischprozess von X1,...,XN mit den aus BO abgeleiteten Oszillatorsignalen erzeugten Zwischenfrequenzsignale U1,...,Un werden anschließend der digitalen Empfängereinheit 3 zugeführt. Dort werden zunächst die analogen Signale mit den Analog-zu-Digital-Wandlern ADC1,...,ADCN in digitale Signale umgesetzt. In der nachgeschalteten digitalen Vorverarbeitungseinheit PP1,...,PPN werden die komplexen Basisbandsignale IQ1,...,IQN erzeugt. Ein komplexes Basisbandsignal IQn setzt sich vektoriell zusammen aus einem Realteil Re{IQn} und Imaginärteil Im{IQn}. Die Verarbeitungseinheit Digitale Strahlformung 4 ist Teil eines Signalprozessors und verwendet alle von den N Einzelkanälen zur Verfügung gestellten Signale IQ1,...,IQN, um eine Anzahl J Beams B1,...,BJ zu formen. Für die Anzahl an Beams gilt im Regelfall: J<N. Diese Beams bieten einen richtungsabhängigen Zugriff auf Entfernungs- und Geschwindigkeitsinformationen. Das Konzept wird unabhängig von der gewählten Modulationsart erläutert. - Wie für lineare Phased-Arrays theoretisch bekannt, erzeugt eine einfallende Signalwelle jeweils im n-ten Kanal eine richtungsabhängige Phasenverschiebung ϕn=n*2*π*fc*d/c*sin(Θ), wobei fc die Trägerfrequenz, d den Antennenabstand und Θ den Einfallswinkel darstellt. Zur weiteren Darstellung wird
Fig. 2 . mit dem Empfangskanal 7 anhand des Laufindex n=1 herangezogen.
Das vom lokalen LO1 zur Verfügung gestellte Signal LO1 wird aus dem zentralen Basisoszillator BO (Bezugszeichen 6) inFig. 1 . abgeleitet. Der zentrale Basisoszillator 6 stellt jedem Empfangselement ein lokales LO-Signal identischer Frequenz zur Verfügung. Durch Multiplikation von LO1 und dem phasenverschobenen X1 wird das Zwischenfrequenzsignal U1 erzeugt. Die Digitalisierung des wert- und zeitkontinuierlichen Signals U1 in das Signal D1 erfolgt im Analog-Digital-Wandler (ADC1). Die Generierung des komplexen Basisbandsignals Re{IQ1}+j*Im{IQ1} erfolgt in der Vorverarbeitungseinheit PP1. ADC1 und PP1 bilden im Verbund definitionsgemäß einen digitalen Einzelempfänger 10. Im Folgenden wird die Verarbeitungsarbeit Digitale Strahlformung 4 ausFig .1 näher erläutert. Die richtungsabhängigen Phasenverschiebungen ϕ1-ϕN bleiben bei der Umsetzung der Signale X1,...,XN nach IQ1,...,IQN erhalten und können in den Mischereinheiten P1,...,PN in 4 jeweils invers angewendet werden. Die Multiplikation der komplexen Signale IQ1∼IQN mit inversen Drehzeigern Rn=exp(-j*n*2*π*fc*d/c*sin(Θ)) erzeugt eine inverse Phasenverschiebung von ϕinv,n=-ϕn im jeweils n-ten Kanal und ermöglicht eine kohärente Addition (konstruktive Überlagerung) aller Empfangssignale in der nachgeschalteten Summiereinheit 12. Die erzeugten Ausgangssignale B1-BJ werden einer nachfolgenden Prozessoreinheit (Radar-Prozessor) zugeführt. - Die Gesamtheit aller angewendeten inversen Phasenverschiebungen lässt sich somit in einem Vektor Φ inv=[ϕinv,2 ϕinv,3 ϕinv,4 ϕinv,5 ... ϕinv,N] und damit einem Zeigervektor R=A taper*exp(jΦ inv) ausdrücken, der durch Multiplikation den Mischereinheiten P1∼Pn beaufschlagt wird. Wird keine Amplitudenwichtung vorgesehen
- Herkömmliche Verfahren weisen einen Nachteil bezüglich dem nutzbaren störungsfreien Dynamikbereich auf. Bei Anwendung von Strahlformung erfahren Verzerrungsprodukte (HD2, HD3 ... HDi = Harmonic Distortion, in nichtlinearen Systemen erzeugte Störsignale bei Vielfachen i der Signalfrequenz) einen dem Nutzsignal entsprechende inverse Phasenverschiebung. Die den Verzerrungsprodukten zugeordneten Phasen weisen einen vom Vektor Φinv abweichenden Faktor Ψ auf, z. B. Ψ=2 für HD2. Dies führt in Abhängigkeit der Blickwinkel Θ zu zu einer teildestruktiven bzw. konstruktiven Überlagerung dieser Verzerrungsprodukte.
- Nachteil bei einer Signalverarbeitung gemäß dem Stand der Technik ist folglich, dass es bei der Addition zwar zu einer konstruktiven Interferenz des Eingangssignals kommt, bei den Verzerrungsprodukten allerdings neben einer teildestruktiven Interferenz ebenfalls zu einer konstruktiven Interferenz bei dem Blickwinkel Θ=0° und größeren Winkeln gemäß den Nullstellen in der Funktion P(Θ)=10log10(sin2(Ψ*N*π*d/λ*sin(Θ-Θ0))/(N2*Sin2(Ψ*π*d/k*sin(Θ-Θ0)))). Dadurch wird zwangsläufig der störungsfreie Dynamikbereich (=spurios-free dynamic range, SFDR), welcher in diesem Fall das Verhältnis aus dem leistungsmäßigen Betrag der größten Harmonischen zum leistungsmäßigen Betrag des Empfangssignals (Fundamentale) darstellt, verschlechtert. Die von der digitalen Strahlformung erwartete Dynamikbereichsvergrößerung 10log10(N) dB kann somit nicht garantiert werden, da Verzerrungsprodukte nicht bei allen Blickwinkeln Θ von Kanal zu Kanal dekorreliert sind und somit in gleicher Weise wie das Nutzsignal aufaddiert werden.
- Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, bei welchem im Empfänger auftretende Harmonische durch das gewählte Signalverarbeitungskonzept unterdrückt werden und der störungsfreie dynamische Bereich über allen Blickwinkeln Θ verbessert wird. Eine weitere Aufgabe besteht darin, eine entsprechende Antenne zu schaffen.
- Die Aufgaben werden mit dem Verfahren gemäß den Merkmalen der geltenden Patentanspruchs 1 sowie der Vorrichtung gemäß Patentanspruch 3 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
- Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung werden im Weiteren anhand von Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
- Fig. 1
- schematisch der Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung,
- Fig. 2
- schematisch der Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung und richtungsabhängigen Phasenverschiebungen,
- Fig. 3
- schematisch der erfindungsgemäße Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung inklusive der Dekorrelationseinheiten,
- Fig. 4
- beispielhafte erfindungsgemäße Phasenbelegung im Empfangsteil
- Fig. 5
- eine schematische Darstellung eines beispielhaften Frontends, des Mischers und des Oszillators einer Phased-Array Antenne gemäß
Fig.1 . -
Fig. 3 zeigt schematisch den erfindungsgemäßen Aufbau einer N-kanaligen Phased-Array Antenne mit digitaler Strahlformung inklusive der Dekorrelationseinheiten 8,9. Gemäß der Erfindung werden Empfangssignale X1,...,XN in einer Phased-Array Antenne mit einer Mehrzahl von Empfangselementen E1,...,EN mit jeweils einem zugeordneten Empfangspfad verarbeitet, wobei in jedem Empfangspfad ein analoges Zwischenfrequenzsignal U1,...,UN durch Mischung des Empfangssignals X1,... ,XN mit einem Oszillatorsignal LO1,...,LON erzeugt und anschließend durch Digitalisierung und evtl. digitaler Mischung in ein komplexes Basisband-Signal IQ1,...,IQN überführt wird, wobei in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal IQ1,...,IQN eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung angewendet wird. Die Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass bei erstmaliger Durchführung des Verfahrens jedem Empfangselement der Phased-Array Antenne genau ein individueller aus einem Phasenbereich von -π bis +π normalverteiler Phasenwert (ϕr,1,..,ϕr,N innerhalb der ersten Dekorrelationseinheit 8 einmalig und dauerhaft zugewiesen wird, dass dem Oszillatorsignal diese normalverteilten Phasenwerte ϕr,1,..,ϕr,N aufaddiert werden und dass innerhalb der zweiten Dekorrelationseinheit 9 in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal IQ1,...,IQN eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung (ϕrx,1,..,ϕrx,N in welcher die normalverteilten Phasenwerte ϕr,1,..,ϕr,N berücksichtigt sind, invers angewendet wird. - Die erste Dekorrelationseinheit 8 und die zweite Dekorrelationseinheit 9 unterscheiden sich dadurch, dass die erste Dekorrelationseinheit 8 eine gezielt hinzugefügte kanalabhängige Phasenverschiebung im analogen Teil des Empfängers appliziert, wohingegen die zweite Dekorrelationseinheit 9 die hinzugefügte kanalabhängige Phasenverschiebung im digitalen Teil des Empfängers invers appliziert und damit rückgängig macht. Die eingeführten Blöcke RX1,...,RX2 bezeichnen jeweils den Verbund von ADC und PP in jedem Kanal (siehe auch
Fig 1 .). - Bei der Anwendung der Phasenverschiebung ϕrx,1,..,ϕrx,N auf das komplexe Basisband-Signal IQ1,...,IQN kann zusätzlich eine Amplitudenwichtung durchgeführt werden, die Anwendung einer Wichtungsfunktion berührt den Gegenstand dieser Erfindung nicht.
- Der der Erfindung zugrundeliegende digitalseitig applizierte Phasenvektor in der zweiten Dekorrelationseinheit 9 lässt sich somit ausdrücken als Φ dekorr=Φ inv+Φ rx, wobei Φ rx=[ϕrx,1 ϕrx,2 ϕrx,3 ...ϕrx,N] den additiven, einem normalverteilten Zufallsprozess entnommenen, und bereits in der ersten Dekorrelationseinheit 8 analogseitig applizierten Datensatz von Phasenwerten darstellt, welche zwischen +/- π liegen. Der analogseitig applizierte Phasenvektor in der ersten Dekorrelationseinheit 8 entspricht dem Phasenvektor in der zweiten Dekorrelationseinheit 9 mit umgekehrtem Vorzeichen gemäß Φ r=-Φ rx. Weiterhin ist Φinv der eigentlichen Strahlformung zuzuordnen und in den bereits in
Fig 2 . beschriebenen komplexen Drehzeigern R1∼RN enthalten. Φ rx enthält die zusätzlich eingebrachten Phasenwerte. Die in Vektorform digitalseitig applizierte Phasenverschiebung lässt sich somit ausdrücken als Multiplikation mit dem Signalvektor R dekorr=exp(j(Φ inv+Φ rx))=exp(jΦ dekorr) mit den Einzelzeigern [Rdekorr,1 Rdekorr,2 ...Rdekorr,N]. Analogseitig werden gleichermaßen Phasenverschiebungen über den Vektor Φ r=[ϕr,1 ϕr,2 ϕr,3 ...ϕr,N] den Mischersignalen LO1-LON beaufschlagt. Die Mischersignale mit eingebrachten Phasenverschiebungen ϕr,1,...,ϕr,N werden im Signalvektor LO dekorr =[LOdekorr,1 LOdekorr,2 ... LOdekorr,N] zusammengefasst. - Die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion des Φ rx zugrundeliegenden Zufallsprozesses lässt sich ausdrücken als f(x)=1/(σ*sqrt(2*π)*exp(-0.5*(((x-µ)/σ)2), wobei µ den Erwartungswert und σ die Standardabweichung repräsentiert. Die Multiplikation der komplexen Basisband-Signale IQ1,...,IQN mit dem komplexen R dekorr führt damit um einen zur korrekten Strahlformung aufgrund Φ inv =-Φ, wobei Φ=[ϕ1 ϕ2 ϕ3 ... ϕN] die richtungsabhängigen Phasenverschiebungen ϕn gemäß
Fig 2 . beinhaltet, und zum anderen zur Dekorrelation der Harmonischen und damit zu einem SFDR-Gewinn über allen Blickwinkeln Θ aufgrund der inversen Beziehung der gezielt eingebrachten Phasenverschiebungen Φ rx=Φ r. - Eine beispielhafte Vektorbelegung für Φ inv und Φ rx für einen Blickwinkel in rad von Θ=30°, d=λ/2 und N=100 ist in
Fig. 4 dargestellt. Die bis hierhin verwendeten Vektor- und Signalbezeichnungen werden zur Klarstellung noch einmal zusammengefasst und erläutert. - Φ
- richtungsabhängig auftretenden Phasenverschiebungen, analogseitig, wobei Φ=[ϕ1 ϕ2 ϕ3 ...ϕN] mit ϕn=n*2*π*fc*d/c*sin(Θ) im n-ten Kanal.
- Φ inv
- inverse Phasenverschiebungen für korrekte Strahlformung, digitalseitig, wobei Φ inv=[ϕinv,2 ϕinv,3 ... ϕinv,N]=-Φ.
- Φ r
- normalverteilte Phasenverschiebungen, gezielt analogseitig appliziert in der ersten Dekorrelationseinheit 8 wobei Φ r =[ϕr,1 ϕr,2 ϕr,3 ...ϕr,N] mit entnommenen Einzelwerten aus f(x)=1/(σ*sqrt(2*π)*exp(-0.5*(((x-µ)/σ)2).
- Φ rx
- normalverteilte Phasenverschiebungen, gezielt digitalseitig appliziert in der zweiten Dekorrelationseinheit 9, wobei Φ rx =[ϕrx,1 ϕrx,2 ϕrx,3 ...ϕrx,N]=-Φ r.
- Φ dekorr
- effektiv angewandte Phasenverschiebungen wobei Φ dekorr=Φinv+Φ rx.
- R
- Zeigervektor exp(jΦ inv), digitalseitig appliziert, sorgt für korrekte Strahlformung.
- R dekorr
- Zeigervektor exp(jΦ dekorr), digitalseitig appliziert, sorgt für korrekte Strahlformung und Dekorrelation von Harmonischen.
- LO
- Signalvektor für analogseitige Mischersignale.
- LO dekorr
- Signalvektor für analogseitige Mischersignale mit Phasenterm exp(jΦ r).
- Die erfindungsgemäße Phased-Array Antenne umfasst eine Mehrzahl von Empfangselementen E1,...,EN, N Lokaloszillatoren, welche z.B. mit einem Basisoszillator verbunden sein können, zur Erzeugung der Oszillatorsignale, Mischer zur Mischung der Oszillatorsignale LO1,...,LON mit entsprechend von den Empfangselementen E1,...,EN empfangenen Empfangssignalen, Analog-Digital-Wandlerschaltungen und einen Signalprozessor, wobei jedem Empfangselement E1,...,EN ein Mischer LO1,...,LON zugeordnet ist. Die erfindungsgemäße Phased-Array Antenne zeichnet sich in einem Ausführungsbeispiel dadurch aus, dass der Oszillator LO1,...,LON mit jedem Mischer LO1,...,LON über Signalleitungen verbunden ist, wobei jeder Signalleitung eine gezielte additive Längenabweichung zugeordnet wird, deren Länge selbst normalverteilt ist.
Eine Phased-Array Antenne gemäß der Erfindung kann somit derart aufgebaut sein, dass entweder jeder Signalleitung eine gezielte additive Längenabweichung zugeordnet wird, deren Länge selbst normalverteilt ist, oder jeder Oszillator erhält eine gezielte additive Phasenverschiebung, deren Wert ebenfalls normalverteilt ist. - Die Längen der einzelnen Signalleitungen können aus einer Normalverteilung eines Phasenbereiches von -π bis + π bei vorgegebener Trägerfrequenz des Empfangssignals abgeleitet werden.
Der Zusammenhang zwischen den Längen der Signalleitungen und den erzeugten Phasenverschiebungen ist über I=φ/(2*π)*λ gegeben. Dabei gilt λ=c0/(fc*r), wobei fc die Trägerfrequenz und n die Brechzahl des Mediums darstellt. Am Beispiel von fc=5 GHz, n=1 und λ = 6cm entspricht eine Leitungslängenabweichung von +/- 3 cm dem geforderten Phasenintervall von +/- π.
Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung eines beispielhaften Frontends einer Phased-Array Antenne mit 4 Empfangselementen E1, E2, E3, E4. Jedes Empfangselement E1, E2, E3, E4 ist jeweils ein Kanal K1, K2, K3, K4 zugeordnet. In jedem Kanal K1, K2, K3, K4 ist jeweils ein Mischer M1, M2, M3, M4 vorhanden, welcher mit einem gemeinsamen Oszillator OSZ verbunden ist. Dieser Oszillator OSZ ist mit den einzelnen Mischern M1, M2, M3, M4 über individuelle Signalleitungen L1, L2, L3, L4 verbunden. Die additiven Längenabweichungen der einzelnen Signalleitungen L1, L2, L3, L4 entsprechen hierbei einer Normalverteilung.
Claims (4)
- Verfahren zur Verarbeitung von Empfangssignalen in einer Phased-Array Antenne mit einer Mehrzahl von Empfangselementen (E1,...,EN) mit jeweils einem zugeordneten Empfangspfad,
wobei in jedem Empfangspfad ein analoges Zwischenfrequenzsignal (U1,...,UN) durch Mischung des Empfangssignals (X1,...,XN) in jedem Empfangspfad mit einem Oszillatorsignal (LO1,...,LON) erzeugt und durch anschließende Digitalisierung in ein komplexes Basisband-Signal (IQ1,...,IQN) überführt wird,
wobei in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ1,...,IQN) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung angewendet wird,
dadurch gekennzeichnet, dass
bei erstmaliger Durchführung des Verfahrens jedem Empfangselement (E1,...,EN) der Phased-Array Antenne genau ein gezielter individueller aus einem Phasenbereich von - π bis + π normalverteiler Phasenwert (ϕ r,1,..,ϕ r,N) innerhalb einer ersten Dekorrelationseinheit (8) einmalig und dauerhaft zugewiesen wird,
dass dem Oszillatorsignal (LO1,...,LON) diese normalverteilten Phasenwerte (ϕ r,1,..,ϕ r,N) aufaddiert werden und
dass innerhalb einer zweiten Dekorrelationseinheit (9) in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ1,...,IQN) die der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung (Φ dekorr)) angewendet wird, mit welcher die normalverteilten Phasenwerte (ϕ r,1,..,ϕ r,N) invers appliziert und somit rückgängig gemacht werden. - Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass
bei der Anwendung der Phasenverschiebung (ϕ rx,1,.., ϕ rx,N) auf das komplexe Basisband-Signal (IQ1,...,IQN) eine Amplitudenwichtung durchgeführt wird. - Phased-Array Antenne zur Verarbeitung von Empfangssignalen mit einer Mehrzahl von Empfangselementen (E1,...,E4) mit jeweils einem zugeordneten Empfangspfad,
wobei in einer ersten Dekorrelationseinheit (8) in jedem Empfangspfad ein Mischer (M1,....,M4) vorhanden ist, mit dem ein analoges Zwischenfrequenzsignal (U1,...,U4) durch Mischung des Empfangssignals (X1,...,X4) in jedem Empfangspfad mit dem Signal eines Oszillators (OSZ) erzeugt wird und wobei Analog-Digital-Wandlerschaltungen (RX1,...,RXN) vorhanden sind, in denen die analogen Zwischenfrequenzsignale (U1,...,U4) digitalisiert werden, und nachgeschaltete Vorverarbeitungsschaltungen (PP1,...,PPN) vorhanden sind, in denen sie in ein komplexes Basisband-Signal (IQ1,...,IQ4) überführt werden,
wobei eine zweite Dekorrelationseinheit (9) vorhanden ist, mit der in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ1,...,IQN) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung angewendet wird,
dadurch gekennzeichnet, dass
der Oszillator (OSZ) mit jedem Mischer (M1,...,M4) über Signalleitungen (L1,...,L4) verbunden ist, wobei jede Signalleitung (L1,...,L4) eine gezielte additive Längenabweichung aufweist, deren Länge selbst normalverteilt ist, so dass jedem Empfangselement der Phased-Array Antenne genau ein individueller Phasenwert (ϕ r,1,.., ϕ r,N) aus einem Phasenbereich von - π bis +π innerhalb der ersten Dekorrelationseinheit (8) dauerhaft zugewiesen ist, und dass die zweite Dekorrelationseinheit (9) derart eingerichtet ist, dass in jedem Empfangspfad auf das komplexe Basisband-Signal (IQ1,...,IQN) eine der Empfangsrichtung der Antenne entsprechende Phasenverschiebung (Φ dekorr) angewendet wird, mit welcher die normalverteilten Phasenwerte (ϕ r,1,..,ϕ r,N) invers appliziert und somit rückgängig gemacht werden. - Phased-Array Antenne nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Längen der einzelnen Signalleitungen (L1,...,L4) aus einer Normalverteilung eines Phasenbereichs von - π bis + π bei vorgegebener Trägerfrequenz des Empfangssignals abgeleitet werden.
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