EP2100387A1 - Messverfahren und vorrichtung zur beurteilung eines ofdm-mehrantennensenders - Google Patents

Messverfahren und vorrichtung zur beurteilung eines ofdm-mehrantennensenders

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EP2100387A1
EP2100387A1 EP07818929A EP07818929A EP2100387A1 EP 2100387 A1 EP2100387 A1 EP 2100387A1 EP 07818929 A EP07818929 A EP 07818929A EP 07818929 A EP07818929 A EP 07818929A EP 2100387 A1 EP2100387 A1 EP 2100387A1
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EP
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signal
antenna
sevm
transmitter
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Withdrawn
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EP07818929A
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Heinz Mellein
Pawel Telega
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Original Assignee
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
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Publication date
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Definitions

  • the invention relates to a method for
  • Wireless data transmission systems generally include information bearing modulated signals that are wirelessly transmitted from one or more transmit sources, particularly from a multiple antenna transmitter, to one or more receivers within a region or region.
  • Multi-antenna transmission systems are used primarily for increasing the transmission capacity and the transmission data rate.
  • the preamble structure merely serves for phase synchronization of the receiver with the transmitter and for channel estimation in the exact detection of the OFDM symbols received by the receiver.
  • the invention is based on the object of specifying a method and a device, with which the performance of a multi-antenna transmitter based on the transmission signal from the multi-antenna transmitter in particular by using the WiMAX standard according to IEEE 802.16 is transmitted, particularly quickly and reliably can be determined.
  • the advantages achieved by the invention are, in particular, that the method according to the invention can be implemented for an arbitrarily large number of transmitting antennas provided on the multi-antenna system. Since the error vector magnitude (SEVM) is linearly related to the relative phase error between the transmit signals, the error vector magnitude (SEVM) is particularly suitable for detecting the phase error. Furthermore, the determination of the phase error without diversity decoding at the measuring receiver is feasible. In addition, the method according to the invention can be implemented for every type of modulation.
  • FIG. 2 shows the constellation of a two-antenna transmission arrangement
  • FIG. FIG. 3 shows the quarter of the constellation according to FIG. 2 to be considered
  • FIG. 2 shows the constellation of a two-antenna transmission arrangement
  • FIG. 4 SEVM curves of possible vectors
  • Fig. 5 shows the dependence of the total SEVM ms of the
  • FIG. 7 SEVM curves for the case of equal distribution
  • FIG. 9 is a block diagram of the SEVM measurement.
  • the influence of the relative phase error on the properties of a multi-antenna transmitter can be examined using the example of a WiMax IEEE 802.16 signal.
  • SM simple transmit diversity technique for wireless communications
  • IEEE J. Sei. Areas Commun., 1998. 16, pp. 1451-1458 is presented
  • the influence of a nonideal channel is shown on the orthogonality of the Alamouti matrix
  • the advantage of this method lies in its independence from the actual space-time coding. The prerequisite is that the measuring receiver is designed to synchronize to a reference antenna of the multi-antenna system. This is possible eg with a WiMax signal according to IEEE 802.16. There, each antenna sends exclusively a unique preamble known content.
  • the transmit diversity method proposed by Alamouti offers a cost-reduced alternative for the known receive diversity method MRC (Maximum Ratio Combining).
  • Alamouti's method also achieves second order diversity, which is implemented at the transmitter in contrast to the MRC method.
  • the transmission arrangement was presented by Alamouti.
  • DISO dual-input single-output
  • the matrix H ⁇ is called the Alamouti matrix and is a scaled unitary matrix.
  • To detect the two transmitted OFDM symbols multiply the Reception vector with the Hermitian of the Alamouti matrix. The result is shown in equations (2) and (3). It becomes clear that ideally the symbols can be detected without crosstalk and each symbol optimally benefits from both channel coefficients.
  • the Alamouti method is an orthogonal method, since the matrix H ", H AI only contains values on the diagonal.
  • the estimated values for the transmitted symbols are as follows:
  • the non-ideal channel estimation obviously loses orthogonality. It will be appreciated that the received symbols are no longer ideal, i. no longer free of crosstalk, can be detected. It should be noted that the Alamouti method is sensitive to non-ideal channel estimation. Previously, a coherent phase relationship was assumed at the multi-antenna transmitter. It will be shown below that a relative phase error between the transmit antennas also causes a negative impact on system performance.
  • the temporal multiplication with the time-variant phase offsets corresponds to a convolution operation. Assuming, like Alamouti, that the phase error in the transmitter remains constant for the duration of two modulation symbols, the two consecutive transmission symbols (or reception symbols with otherwise error-free transmission) result in the frequency range at the odd and even time points as follows:
  • equation (9) takes the following form:
  • Equation (10) can now be further simplified by replacing the convolution with a multiplication. It is quite possible that the phase component is no longer time-varying, but rather one Constant can be seen. Therefore, equation (10) can be rewritten as follows:
  • Equation (11) can be further represented in matrix form:
  • the result is particularly interesting for metrological purposes. It shows that, as long as the relative phase error at the transmitter for the duration of the signal evaluation, ie in the case of the duration of the channel estimation, remains time-invariant, the symbols can be separated again at the receiver without crosstalk. This result is due to the diagonal structure of the upper matrix. It is of great interest to metrologically determine if there is a time variance in the relative phase between the transmit antennas, thus allowing a quality judgment on the multi-antenna transmitter. For the further considerations, it is assumed that the relative phase error is time-variant, ie different for all OFDM symbols, but remains constant for the duration of an OFDM symbol, so that one can replace the convolution in equation (9) with one multiplication. It will now be determined what influence such a time-variant phase error has on the performance of the transmitter. A measuring method based on the well-known EVM measurement is proposed, which, however, is modified specifically for multi-antenna transmitters.
  • Superposition error vector magnitude SEVM derived.
  • the preamble leading transmit antenna is used as a reference.
  • the considerations can be reduced to the phase difference alone.
  • two different distributions of the relative phase error are assumed. First, a mean-free normal distribution, then an equal distribution of the phase difference is assumed. The results are then compared. For the normal distribution, the following applies:
  • the EVM is defined as a quotient of the magnitude of the error vector (difference vector of the actual and desired vectors) and the amount of the desired vector. If one starts from the constellation shown in FIG. 3 for a two-antenna transmitter, this definition results in a division by zero if and only if the two antennas transmit with the same power. To avoid dividing by zero, an adapted definition is needed. Since the SOLL vector results from the sum of two vectors or from the sum of the vectors of all Tx antennas, the SOLL vector magnitude by which one divides is also the sum of all
  • V ⁇ V2V 45 ° (l - je J ⁇ ) (16)
  • the SEVM can be given for a given time and differently for the four possibilities mentioned as:
  • SEVM rms In order to be able to make a statement about the performance of a transmitter, one now defines the SEVM rms as follows:
  • the SEVM measurement provides information about the properties of a multi-antenna transmitter for any transmit diversity coding. Only a reference symbol, such as the preamble in a WiMAX signal exclusively on one of the transmitting antennas, is required. The results of the SEVM measurement can directly affect the imperfect ones Phase relationships between the transmit antennas are traced back.
  • the method can be implemented for any number of transmit antennas and any type of modulation.
  • the cost increases linearly with the number of antennas and exponentially with increasing degree of modulation (generally N-QAM).
  • the method shown here is specially designed for a WiMax signal, with one transmitting antenna each being exclusively equipped with a preamble.
  • the preamble is used for phase synchronization and phase equalization.
  • the modulation symbols of the transmission antenna equipped with the preamble can thus be regarded as a reference for the symbols of another antenna.
  • the SEVM measurement applies to any type of space-time coding on the transmitter, not just for the described Alamouti method. Only the preamble must be known to the measuring receiver. Furthermore, the measurement receiver must know the types of modulation involved. This clearly sets the target vectors for the SEVM measurement.
  • FIG. 9 illustrates a possible measurement setup for an SEVM measurement on a WiMAX signal. Add the transmit signals that differ in phase by a relative error. One antenna transmits the aforementioned preamble, while the second antenna at the same time sends no signal (IEEE 802.16).
  • the receiver refers to the signal transmitted with the preamble and at this time establishes the reference signal space for the superposition of the signals arriving from several antennas. After creating the constellation of the multiple signal, the actual vectors can now be calculated. Since the modulation type is also used to know the target vectors, the SEVM values are calculated according to the proposed definition.

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Abstract

Es wird ein Verfahren zur Beurteilung des Leistungsverhaltens eines OFDM-Mehrantennensenders (2) angegeben, wobei ein nach dem WiMAX-Standard ausgebildetes, vom Mehrantennensender (2) abgegebenes Summensignal (4), welches eine Superposition eines Präambelsendesignals (6) einer Präambelsendeantenne (8) des Mehrantennensenders (2) und zumindest eines Sendesignals (10) einer weiteren Sendeantenne (12) des Mehrantennensenders (2) darstellt, über einen Übertragungskanal übertragen wird. Ein Messempfänger (14) wird anhand einer Präambel des Präambelsendesignals (6) auf die Präambelsendeantenne (8) phasensynchronisiert und ein relativer Phasenfehler zwischen den Sendesignalen (6, 10) wird auf Basis eines für den Übertragungskanal verwendeten Modulationsverfahrens, der Präambel und der aus dem Summensignal (4) errechneten Fehlervektorgröße (SEVM) ermittelt. Des Weiteren wird eine Vorrichtung (20) zur Durchführung des Verfahrens angegeben.

Description

Messverfahren und Vorrichtung zur Beurteilung eines OFDM-Mehrantennensenders
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur
Beurteilung eines OFDM-Mehrantennensenders und auf eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Drahtlose Datenübertragungssysteme weisen im Allgemeinen informationstragende, modulierte Signale auf, die drahtlos von einer oder mehreren Sendequellen, insbesondere von einem Mehrantennensender, zu einem oder mehreren Empfängern innerhalb eines Gebiets oder einer Region übertragen werden. Mehrantennen-Übertragungssysteme werden vor allem zur Erhöhung der Übertragungskapazität und der Übertragungsdatenrate eingesetzt .
Eine besonders fehlerfreie Datenübertragung im OFDM- Mehrantennen-Übertragungssystem wird durch Präambelstrukturen erreicht, welche zusammen mit den Daten übertragen werden. Aus der DE 10 2004 038 834 Al ist ein Verfahren zum Erzeugen von Präambelstrukturen für ein MIMO-OFDM-System bekannt.
In der DE 10 2004 038 834 Al dient die Präambelstruktur lediglich zur Phasen-Synchronisation des Empfängers mit dem Sender und zur Kanalschätzung bei der exakten Detektion der vom Empfänger empfangenen OFDM-Symbole .
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, womit das Leistungsverhalten eines Mehrantennensenders anhand des Sendesignals, welches vom Mehrantennensender insbesonsere durch Verwendung des WiMAX-Standards nach IEEE 802.16 übertragen wird, besonders zügig und zuverlässig ermittelbar ist.
Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche .
Bezüglich der Vorrichtung wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 8. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche .
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, dass das erfindungsgemäße Verfahren für eine beliebig große Anzahl an am Mehrantennensystem vorgesehenen Sendeantennen implementierbar ist. Da die Fehlervektorgröße (SEVM) mit dem relativen Phasenfehler zwischen den Sendesignalen in linearem Zusammenhang steht, ist die Fehlervektorgröße (SEVM) besonders zur Ermittlung des Phasenfehlers geeignet. Ferner ist die Ermittlung des Phasenfehlers ohne Diversitätsdekodierung am Messempfänger durchführbar. Zudem ist das erfindungsgemäße Verfahren für jede Art der Modulation implementierbar.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 eine Sendeanordnung mit Phasenunstetigkeiten;
Fig. 2 die Konstellation einer Zweiantennen- Sendeanordnung; Fig. 3 das zu betrachtende Viertel der Konstellation gemäß Fig. 2;
Fig. 4 SEVM-Verläufe möglicher Vektoren;
Fig. 5 die Abhängigkeit des gesamten SEVMms von der
Standardabweichung des normalverteilten relativen Phasenfehlers;
Fig. 6 das Konstellationsdiagramm der Superposition von SendeSignalen;
Fig. 7 SEVM-Verläufe für den Fall der Gleichverteilung;
Fig. 8 die Abhängigkeit des gesamten EVMrms von der
Standardabweichung des gleichverteilten relativen Phasenfehlers und
Fig. 9 ein Blockschaltbild der SEVM-Messung.
Für messtechnische Zwecke kann der Einfluss des relativen Phasenfehlers auf die Eigenschaften eines Mehrantennen- Senders am Beispiel eines WiMax IEEE 802.16 Signals untersucht werden. Zu diesem Zweck wird erst das bekannte Alamouti-Verfahren aus Alamouti, S. M.: „A simple transmit diversity technique for wireless Communications", IEEE J. Sei. Areas Commun., 1998. 16, pp. 1451-1458 vorgestellt. Weiter wird der Einfluss einer nichtidealen Kanalschätzung auf die Orthogonalität der Alamouti-Matrix gezeigt. Des Weiteren wird der Einfluss eines nichtidealen
Phasenverhaltens am Sender auf die Alamouti-Matrix betrachtet. Es wird nachgewiesen, dass es zwischen dem relativen Phasenfehler am Sender und der Auswertung einer im Folgenden definierten EVM Messung am Summensignal (Superposition aller Antennensignale) einen linearen Zusammenhang gibt. Entsprechend wird diese Messmethode - sie wird mit SEVM bezeichnet - als besonders einfache und schnelle Möglichkeit zur Bewertung der Qualität eines Mehrantennensenders vorgestellt. Der Vorteil dieses Verfahrens liegt in seiner Unabhängigkeit von der tatsächlichen Raum-Zeit-Kodierung. Voraussetzung ist, dass der Messempfänger dazu ausgebildet ist, sich auf eine Referenzantenne des Mehrantennensystems zu synchronisieren. Dies ist z.B. bei einem WiMax Signal nach IEEE 802.16 möglich. Dort sendet jeweils eine Antenne exklusiv eine eindeutige Präambel bekannten Inhalts.
Das von Alamouti vorgeschlagene Sendediversitätsverfahren bietet eine aufwandsreduzierte Alternative für das bekannte Empfangsdiversitätsverfahen MRC (Maximum Ratio Combining) . Das Verfahren von Alamouti erzielt ebenso eine Diversität zweiter Ordnung, die im Gegensatz zum MRC Verfahren am Sender implementiert wird. Die Sendeanordnung wurde von Alamouti vorgestellt.
Gemäß Alamouti betrachtet man nach der Übertragung über einen DISO (Dual-Input-Single-Output ) Kanal am Empfänger zwei aufeinander folgende Modulationssymbole. Vereinfacht sind die beiden empfangenen Symbole in der Matrixform durch die Gleichung (1) gegeben.
Die Matrix H^ wird Alamouti-Matrix genannt und ist eine skalierte unitäre Matrix. Zur Detektion der beiden gesendeten OFDM-Symbole multipliziert man den Empfangsvektor mit der Hermiteschen der Alamouti-Matrix. Das Ergebnis ist in Gleichungen (2) und (3) gezeigt. Es wird deutlich, dass sich die Symbole im Idealfall ohne Übersprechen detektieren lassen und jedes Symbol von beiden Kanalkoeffizienten optimal profitiert .
J YΛ-&ι ri/_ I2 , ι,. μKηfs,H, _ (3)
Das Alamouti-Verfahren ist ein orthogonales Verfahren, da die Matrix H",HAI nur noch Werte auf der Diagonalen umfasst .
Bei der realen (d.h. nicht-idealen) Kanalschätzung im Empfänger wird nun angenommen, dass es zu einem Phasenfehler kommt. Die geschätzten Kanalwerte lassen sich somit wie folgt beschreiben:
hx =V*
Multipliziert man nun die empfangenen Symbole mit der Hermiteschen der Kanal-Matrix, die den beschriebenen Schätzfehler aufweist, so erhält man:
mit:
Daraus ergeben sich die Schätzwerte für die gesendeten Symbole wie folgt:
Durch die nicht-ideale Kanalschätzung geht offensichtlich die Orthogonalität verloren. Es wird deutlich, dass sich die empfangenen Symbole nicht mehr ideal, d.h. nicht mehr frei von Übersprechen, detektieren lassen. Es bleibt festzuhalten, dass das Alamouti-Verfahren gegenüber nicht- idealer Kanalschätzung empfindlich ist. Es wurde bisher eine kohärente Phasenbeziehung am Mehrantennensender vorausgesetzt. Im Folgenden wird gezeigt, dass ein relativer Phasenfehler zwischen den Sendeantennen ebenso einen negativen Einfluss auf das Systemleistungsverhalten verursacht .
Bisher wurde der Einfluss eines Phasenfehlers bei der Kanalschätzung auf die Orthogonalität und das Leistungsverhalten eines Alamouti-Empfängers untersucht. Im Folgenden wird die potentielle Störung näher betrachtet, die man sich durch eine nicht-kohärente Phasenbeziehung zwischen den Sendeantennen bei einer Alamouti-Übertragung einhandelt. Für eine erste Betrachtung wird angenommen, die Phase zweier Sendesignale unterscheidet sich um einen zufälligen Phasenoffset . Es reicht aus, nur den Phasenoffset zu betrachten, da angenommen wird, dass eines der beteiligten Sendesignale ein Referenzsymbol umfasst, wie dies z.B. bei einem WiMAX Mehrfachsendersystem nach IEEE 802.16 mit der sog. Präamble der Fall ist. Es ist deshalb auch unerheblich, ob alle Sendepfade von einem gemeinsamen Oszillator oder jeweils eigenen Oszillatoren betrieben werden. Die Senderanordnung ist in Gleichung (8) sowie in Fig. 1 gezeigt .
Betrachtet man - insbesondere bei dem hier betrachteten OFDM-Signal - die Verhältnisse im Frequenzbereich, entspricht die zeitliche Multiplikation mit dem zeitvarianten Phasenoffsets einer Faltungsoperation. Nimmt man - wie Alamouti - an, dass der Phasenfehler im Sender für die Dauer von zwei Modulationssymbolen konstant bleibt, so ergeben sich die beiden aufeinander folgenden Sendesymbole (bzw. Empfangssymbole bei sonst fehlerfreier Übertragung) im Frequenzbereich zu den ungeraden und geraden Zeitpunkten wie folgt:
*.„-,(p)= ,2,,-An.,(p)+H2^S2n(p)*DFT{ejA-M}}
,9) R2n(P)=jj{-\2A'„(P)+K^n-,(p)*DFT{eJ^}}
Dabei sind /?2n-i(p) uno- R-inip) die tatsächlich empfangbaren OFDM-Symbole zu den ungeraden und geraden Zeitpunkten, p wird dem aktuellen Träger innerhalb eines OFDM-Symbols zugeordnet. Bezüglich der Gleichung (9) erfolgt die Auswertung dieser Symbole im Frequenzbereich. Da die Faltung eine Verbreiterung der Trägersignale bewirkt, kommt es zu Inter-Träger-Interferenzen (ICI) . Diese Interferenzen sind auf die gegenseitige Störung, d.h. auf die bereits am Sender zerstörte Orthogonalität der Trägersignale zurückzuführen. Es ist festzustellen, dass ein zeitvarianter Phasenfehler eine Verbreiterung der Trägersignale aufgrund der Faltung im Frequenzbereich bewirkt und damit auch die Orthogonalität der Trägersignale zerstört.
Betrachtet man nun die Faltung in Gleichung (9) genauer, so stellt man fest, dass allein die Zeitvarianz des Phasenrauschens eine Interträgerinterferenz verursacht. Nimmt man jedoch an, dass der Phasenfehler für die Dauer der Kanalschätzung, also für die Dauer eines OFDM-Rahmens, für die die Auswertung des empfangenen Signals erfolgt, konstant bleibt, so nimmt Gleichung (9) die folgende Form an :
**-. (P) = Tjfa'V, + KS2n * DFT {ejA }}
Λ/^. (10) R2n (p) = -^{-Wl + *Ä-. * DFT {e*}}
Hier wurde sogar angenommen, dass die Kanalkoeffizienten für die Dauer von zwei OFDM-Symbolen konstant sind. Weil der relative Phasenfehler konstant für die Signalauswertungsdauer bleibt, können nun die OFDM-Symbole unabhängig von den einzelnen Trägern betrachtet werden, was in Gleichung (10) durch das Verschwinden von p veranschaulicht wird. Die Gleichung (10) kann nun weiter vereinfacht werden, indem man die Faltung mit einer Multiplikation ersetzt. Es ist durchaus möglich, dass der Phasenanteil nicht mehr zeitvariant, sondern als eine Konstante zu sehen ist. Gleichung (10) kann man von daher folgendermaßen umschreiben:
Gleichung (11) lässt sich weiter in Matrixform darstellen:
Nun multipliziert man die empfangenen Symbole mit der
Hermiteschen der Alamouti-Matrix, deren Werte man nach der Kanalschätzung bekommt, um die Daten am Empfänger wieder zu trennen:
Das Ergebnis ist besonders interessant für messtechnische Zwecke. Es zeigt nämlich, dass, solange der relative Phasenfehler am Sender für die Dauer der Signalauswertung, also in dem Fall für die Dauer der Kanalschätzung, zeitinvariant bleibt, die Symbole am Empfänger ohne Übersprechen wieder separiert werden können. Dieses Ergebnis ist aufgrund der Diagonalstruktur der oberen Matrix festzustellen. Es ist von großem Interesse, messtechnisch festzustellen, ob es eine Zeitvarianz bezüglich der relativen Phase zwischen den Sendeantennen gibt, um somit ein Qualitätsurteil über den Mehrantennensender zu ermöglichen. Für die weiteren Betrachtungen wird angenommen, dass der relative Phasenfehler zeitvariant, also unterschiedlich für alle OFDM-Symbole ist, allerdings für die Dauer eines OFDM-Symbols konstant bleibt, so dass man die Faltung in Gleichung (9) mit einer Multiplikation ersetzen kann. Es wird nun festgestellt, welchen Einfluss ein solcher zeitvarianter Phasenfehler auf das Leistungsverhalten des Senders hat. Es wird ein Messverfahren vorgeschlagen, das auf der bekannten EVM-Messung basiert, welches aber speziell für Mehrantennensender modifiziert wird.
Im Weiteren wird der Zusammenhang zwischen einem relativen, zeitvarianten Phasenfehler bzw. die ihn beschreibenden statistischen Parameter dessen Verteilungsdichte und einer noch zu definierenden
Superposition-Error-Vektor-Magnitude SEVM, hergeleitet. Wie bereits erwähnt, kann z.B. bei einem WiMAX Signal die die Präambel führende Sendeantenne als Referenz genutzt werden. Somit können die Betrachtungen allein auf die Phasendifferenz reduziert werden. Es werden exemplarisch zwei verschiedene Verteilungen des relativen Phasenfehlers angenommen. Zunächst wird eine mittelwertfreie Normalverteilung, danach eine Gleichverteilung der Phasendifferenz angenommen. Die Ergebnisse werden dann verglichen. Für die Normalverteilung gilt somit:
0eN(O,σ) (14)
Nun wird eine praktikable Definition der SEVM für den Fall eines Mehrantennen-Senders vorgestellt. Dazu wird exemplarisch eine QPSK Modulation betrachtet, d.h. es gibt vier mögliche Konstellationspunkte pro Sendeantenne. Weil die Symbole von zwei Antennen (z.B. nach dem Alamouti- Verfahren) addiert werden, ist jede der vier Konstellationspunkte einer Antenne ein möglicher Ausgangspunkt für die weiteren vier Modulationssymbole. Diese Anordnung wird in der Fig.2 verdeutlicht.
Werden alle Konstellationspunkte als gleichwahrscheinlich angenommen, so kann man sich auf die Betrachtung eines Quadranten beschränken, wie gezeigt in Fig. 3.
Allgemein ist das EVM als Quotient aus dem Betrag des Fehlervektors (Differenzvektor aus IST- und SOLL-Vektor) und dem Betrag des SOLL-Vektors definiert. Geht man von der in Fig. 3 gezeigten Konstellation für einen Zweiantennen-Sender aus, so ergibt sich aber mit dieser Definition genau dann eine Division durch Null, wenn die beiden Antennen mit gleicher Leistung senden. Um die Division durch Null zu vermeiden, bedarf es einer angepassten Definition. Weil sich der SOLL - Vektor aus der Summe zweier Vektoren bzw. aus der Summe der Vektoren aller Tx-Antennen ergibt, wird der SOLL-Vektor-Betrag, durch den man dividiert, ebenso als die Summe aller
Beträge definiert. Für diesen Fall ist der Betrag des SOLL-Vektors für das QPSK-Symbol 0 + jθ nicht mehr Null, sondern gleich 2Λ/2. Dies gilt auch für alle anderen möglichen Summen-Symbole. Für die erste Möglichkeit innerhalb des angenommenen Viertels der Konstellation gilt für den IST-Vektor:
V Usι = Jϊej45° + V2V45 VΔ = V2V45° (l + eJ& ) ( 15 )
und für die weiteren drei Möglichkeiten ergibt sich analog:
F2,,,, = JϊejA5° + V2>45 VΔ = V2V45° (l - jeJά ) ( 16) V^1 = V2V45° + yf2e-jn5°eJ& = Jϊej45° (l - jejA) ( 11 )
V^1 = V2V45° + V2V13VΔ = j2ej45° (\ + jeJ*) ( 18 )
Bezüglich der Definition kann der SEVM für einen bestimmten Zeitpunkt und unterschiedlich für die erwähnten vier Möglichkeiten angegeben werden als:
sevmA (22)
Um eine Aussage über das Leistungsverhalten eines Senders treffen zu können, definiert man nun den SEVMrms wie folgt:
sevmrmς : 23 )
Für die Menge möglicher Vektoren ergibt sich:
( 26 )
SeVmrms : 27 )
Für eine zufällige Folge des normalverteilten Phasenoffsets ist eine lineare Zunahme des SEVMms mit steigender Standardabweichung zu beobachten. Ein Beispiel der SEVM-Folgen für eine Standardabweichung von 2° und für die vier Konstellationsmöglichkeiten ist in Fig. 4 dargestellt. In diesem Fall sind alle SEVMrms gleich:
SEVMrmsl = 1,75% SEVMrmsa = 1,75%
SEVMms<3 = 1,75% SEVMmsA = 1,75%
Der gesamte SEVMrm beträgt damit auch 1,75%. Obwohl der SEVMrm% klein für kleine Standardabweichungen bleibt, ist der maximale Wert von SEVM nach Fig. 4 gleich ca. 25%. Erhöht man die Standardabweichung des relativen Phasenfehlers, so steigt der gesamte SEVMrms . Die lineare
Abhängigkeit des gesamten SEVMrms ist in Fig. 5 dargestellt.
Die Konstellation der Superposition von Sendesignalen ist für den Fall einer Standardabweichung des relativen Phasenfehlers von 5° in Fig. 6 dargestellt. Betrachtet man nun anstatt einer normalverteilten Phasendifferenz eine Gleichverteilung, so stellt man fest, dass sich ebenso eine lineare Abhängigkeit der gesamten SEVMms von der
Standardabweichung bzw. dem Intervall ergibt. Für die Standardabweichung der Gleichverteilung gilt:
wobei Ψ das gleichverteilte Intervall ist. Um die Ergebnisse mit der Normalverteilung sinnvoll vergleichen zu können, nehmen wir die gleiche Standardabweichung von 2° an. Daraus ergibt sich das Intervall des relativen Phasenfehlers zu ca. 7°. Damit sind alle SEVM17115 und auch der gesamte SEVMrms gleich 3,5%. Auffällig ist, dass die SEVMms bei dem gleichverteilten Phasenfehler für die gleiche Standardabweichung von 2° doppelt so groß ist wie bei dem Fall der Normalverteilung. Der zufällige zeitliche Verlauf von SEVM sowie die Abhängigkeit der gesamten SEVMrms von der Standardabweichung für den Fall einer Gleichverteilung sind in den Figuren 7 bzw. 8 dargestellt.
Analog kann gezeigt werden, dass sich ähnliche Werte für die SEVM für beliebige QAM-Modulation ergeben. Dabei ist zu erwähnen, dass, obwohl die SEVM für beliebige QAM Konstellation gleich bleibt, natürlich die
Wahrscheinlichkeit einer Fehldetektion im Empfänger mit steigendem Grad der QAM-Modulation steigt.
Es wurde gezeigt, dass es einen direkten Zusammenhang zwischen dem relativen Phasenfehler und der vorgestellten SEVM gibt. Die SEVM-Messung bringt eine Aussage über die Eigenschaften eines Mehrantennen-Senders für beliebige Sendediversitäts-Kodierung. Allein ein Referenzsymbol, wie z.B. die Präambel in einem WiMAX Signal exklusiv auf einer der Sendeantennen, wird vorausgesetzt. Die Ergebnisse der SEVM-Messung können unmittelbar auf die imperfekte Phasenbeziehungen zwischen den Sendeantennen zurückgeführt werden.
Im Folgenden wird ein möglicher Messaufbau beschrieben. Zusätzlich wird eine einfache, aber aussagekräftige Messmethode zur Beurteilung der Eigenschaften eines Mehrantennensenders vorgestellt. Im Allgemeinen kann das Verfahren für beliebige Anzahl der Sendeantennen und jede Art der Modulation implementiert werden. Der Aufwand steigt jedoch linear mit der Anzahl der Antennen und exponentiell mit steigendem Grad der Modulation (im Allgemeinen N-QAM) . Das hier gezeigte Verfahren ist speziell für ein WiMax Signal gedacht, wobei jeweils eine Sendeantenne exklusiv mit einer Präambel ausgerüstet wird. Die Präambel wird zur Phasensynchronisation und Phasenentzerrung herangezogen. Die Modulationssymbole der mit der Präambel ausgerüsteten Sendeantenne können somit als Referenz für die Symbole einer weiteren Antenne betrachtet werden.
Die SEVM-Messung gilt für jede Art der Raum-Zeit-Kodierung am Sender, also nicht nur für das beschriebene Alamouti- Verfahren. Allein die Präambel muss dem Messempfänger bekannt sein. Des Weiteren müssen dem Messempfänger die beteiligten Modulationsarten bekannt sein. Damit sind die SOLL-Vektoren für die SEVM-Messung eindeutig festgelegt.
Ein weiterer Vorteil ist, dass die Messung ohne Diversitätsdecodierung (Equalization) am Empfänger durchgeführt wird. Dem Empfänger muss nicht bekannt sein, welches MIMO-Sendeverfahren verwendet wird. Das SEVM- Ergebnis wird direkt aus der Überlagerung der beiden Signale im komplexen Signalraum festgestellt. Fig. 9 stellt einen möglichen Messaufbau für eine SEVM Messung an einem WiMAX Signal vor. Man addiert die Sendesignale, die sich bezüglich der Phase um einen relativen Fehler unterscheiden. Eine Antenne überträgt dabei die erwähnte Präambel, während die zweite Antenne zu dem gleichen Zeitpunkt kein Signal sendet (IEEE 802.16) .
Um die Eigenschaften des Senders beurteilen zu können, muss nun der Einfluss des Mess-Kanals eliminiert werden. Man geht davon aus, dass alle Kanalkoeffizienten in dem Fall gleich Eins sein müssen. Dazu wird das System vor der Durchführung der Messung entsprechend kalibriert, so dass nur der Einfluss des relativen Phasenfehlers zwischen den Signalen beobachtet wird.
Der Empfänger bezieht sich auf das mit der Präambel gesendete Signal und stellt zu diesem Zeitpunkt den Referenzsignalraum für die Superposition der von mehreren Antennen ankommenden Signale her. Nach der Erstellung der Konstellation des Mehrfach-Signals können nun die IST- Vektoren berechnet werden. Da mit der Modulationsart auch die SOLL-Vektoren dem Empfänger bekannt sind, werden die SEVM-Werte nach der vorgeschlagenen Definition berechnet.
Eine wichtige Frage ist, welcher SEVM Bereich für einen guten Empfänger angenommen werden kann. Hier kann die Wahrscheinlichkeitsbetrachtung hilfreich sein. Es kann bewiesen werden, dass der relative Phasenfehler zwischen den Signalen wie ein AWGN-Kanal für das entzerrte (equalized) Signal wirkt und der Betrachtung des Wahrscheinlichkeitstheorems untergebracht werden kann. Für ein System wie in Fig. 9, also ohne den Mobilfunk-Kanal, möchte man natürlich, dass die Bitfehlerwahrscheinlichkeit nach der Decodierung möglichst gering und im Idealfall Null ist. Für eine Bitfehlerwahrscheinlichkeit von IGT12 ergibt sich für den normalverteilten relativen Phasenfehler die Standardabweichung von ca. 6°. Schaut man sich nun den Verlauf in Fig. 5 an, so stellt man fest, dass der maximale SEVMms in dem Fall 6% betragen darf. Es ist zu erwähnen, dass sich für die gleiche Bitfehlerwahrscheinlichkeit und für höhere Modulationsarten (N-QAM) viel kleinere Standardabweichungen und damit geringere SEVM-Werte ergeben. Die Bedingung eines guten Senders ist von daher von den Anforderungen und ebenso von der Modulationsart und der Anzahl der Sendeantennen abhängig.
Die Erfindung ist nicht auf das in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Alle vorstehend beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Merkmale sind beliebig miteinander kombinierbar .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Beurteilung des Leistungsverhaltens eines OFDM-Mehrantennensenders (2), wobei ein insbesondere nach dem WiMAX-Standard ausgebildetes, von einem Mehrantennensender (2) abgegebenes Summensignal (4), welches eine Superposition eines Präambelsendesignals (6) einer Präambelsendeantenne (8) des Mehrantennensenders (2) und zumindest eines weiteren Sendesignals (10) einer weiteren Sendeantenne (12) des Mehrantennensenders (2) darstellt, über einen Übertragungskanal übertragen wird, wobei ein Messempfänger (14) anhand einer Präambel des Präambelsendesignals (6) auf die Präambelsendeantenne (8) phasensynchronisiert wird und wobei ein relativer Phasenfehler zwischen dem Präambelsendesignal (6) und jedem weiteren Sendesignal (10) auf Basis eines für den Übertragungskanal verwendeten Modulationsverfahrens, der Präambel und der aus dem Summensignal (4) errechneten Fehlervektorgröße (SEVM) ermittelt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehlervektorgröße (SEVM) aus dem Quotienten eines
Differenzvektors und eines Sollvektors Vsoll errechnet wird, wobei der Differenzvektor durch einen auf einen Konstellationspunkt des Sendesignals (10) gerichteten Istvektor V151 und den auf den entsprechenden
Konstellationspunkt des Präambelsendesignals (6) gerichteten Sollvektor Vsoll gebildet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Fehlervektorgröße (SEVM) für das QPSK- Modulationsverfahren mit vier Konstellationspunkten
aus sevmmr = berechnet, mit i = 1 bis 4.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Präambel Referenzsymbole zugeordnet werden, welche als Referenz für OFDM-Symbole der weiteren Sendeantenne (12) dienen.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zeitlich vor der Ermittlung des relativen
Phasenfehlers der Einfluss des Übertragungskanals durch Anpassung der Kanalkoeffizienten eliminiert wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Präambelsendesignal am Messempfänger (14) zur Phasenentzerrung des Summensignals (4) herangezogen wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der relative Phasenfehler für die Zeitdauer eines am Mehrantennensender (2) abgegebenen OFDM-Symbols am Mehrantennensender (2) konstant gehalten wird.
8. Vorrichtung (20) zur Beurteilung des
Leistungsverhaltens eines OFDM-Mehrantennensenders, mit einem Messempfänger (14) zum Empfang eines Summensignals (4), welches eine Superposition eines Präambelsendesignals (6) einer Präambelsendeantenne (8) des Mehrantennensenders (2) und zumindest eines weiteren Sendesignals (10) einer weiteren Sendeantenne (12) des Mehrantennensenders (2) darstellt, mit einer Synchronisationseinrichtung (16) , welche dazu ausgebildet ist, den Messempfänger anhand einer Präambel des Präambelsendesignals (6) in der Phase mit der Präambelsendeantenne (8) zu synchronisieren, und mit einer Signalauswerteeinrichtung (18) zur Ermittlung des relativen Phasenfehlers zwischen dem Präambelsendesignal (6) und jedem weiteren Sendesignal (10) auf Basis eines für den Übertragungskanal verwendeten Modulationsverfahrens, der Präambel und der aus dem
Summensignal (4) errechneten Fehlervektorgröße (SEVM).
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Kalibriereinrichtung zur Eliminierung des Einflusses des Übertragungskanals durch Anpassung der Kanalkoeffizienten.
10. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Übertragungskanal als Mobilfunkkanal, insbesondere für den WiMAX-Standard, ausgebildet ist.
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