KR20090031662A - Ｏｆｄｍ-다중-안테나 송신기 평가방법 및 평가장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 WiMAX 표준의 기초하에 형성된, 다중안테나 송신기(2)에 의해 출력되고 다중안테나 송신기(2)의 프리앰블 전송 안테나(8)로부터 프리앰블 전송 신호(6) 및 다중안테나 송신기(2)의 추가 전송 안테나(12)로부터 적어도 하나의 전송 신호(10)의 겹쳐짐을 보여주는 합 신호(4)가 전송 채널을 통해 전송되는 OFDM 다중안테나 송신기(2)의 전력 감응(power response)을 평가하기 위한 방법을 상술한다. 평가 수신기(14)는 프리앰블 전송 신호(6) 내 프리앰블을 이용하여 프리앰블 전송 안테나(8)에 위상-동기화되고, 전송 신호들(6,10) 사이의 상대 위상 에러는 전송 채널을 위해 이용된 변조 방법, 프리앰블 및 합 신호(4)로부터 계산된 에러 벡터 크기(SEVM)를 기초로 확정된다. 또한, 본 발명은 방법을 실행하기 위한 장치(20)를 상술한다.
다중 안테나 송신기, 합 신호 ,프리앰블, 전송 채널, 전력 성능

Description

ＯＦＤＭ-다중-안테나 송신기 평가방법 및 평가장치{Measuring method and device for evaluating an OFDM-multi-antenna transmitter}
본 발명은 OFDM 다중-안테나 송신기 평가 방법 및 그 방법을 실행하기 위한 장치에 관한 것이다.
일반적으로, 무선 데이터-송신 시스템들은 정보-전달하는, 변조된 신호들을 제공하고, 이는 하나 이상의 송신원, 특히 다중-안테나 송신기로부터 지역(territory) 또는 영역 내 하나 이상의 수신기로 무선으로 전송된다. 다중-안테나 송신 시스템들은 주로 전송용량 및 전송되는 데이터율을 증가시키기 위해 이용된다.
OFDM 다중-안테나 송신 시스템 내에서, 특히 에러 없는 데이터 전송은 데이터와 함께 전송되는,프리앰블 구조를 이용하여 달성될 수 있다. 특허 DE 10 2004 038 834 A1은 MIMO-OFDM 시스템을 위한 프리앰블 구조 생성 방법을 개시한다.
특허 DE 10 2004 038 834 A1의 문맥에서, 프리앰블 구조는 송신기와 함께 수신기의 위상 동기 및 수신기에 의해 수신된 OFDM 심벌들의 정확한 검출을 하기 위한 채널 추정을 위해서만 이용된다.
본 발명은 다중-안테나 송신기의 전력 성능이 특히 IEEE 802.16에 따른 WiMAX 표준을 이용하는 다중-안테나 송신기로부터 전송된, 전송 신호에 기초하여 특히 신속하고 신뢰성이 높은 방식으로 결정될 수 있는, 방법 및 장치를 제공하는 목적에 바탕을 둔다.
방법과 관련하여, 본 목적은 청구항 1의 특징에 의한 발명에 따라 달성된다. 유익한 추가적 발전들은 다시 청구항 1과 관련된 종속항들의 발명의 대상을 제공한다.
장치와 관련하여, 목적은 청구항 8의 특징에 의해 달성된다. 유익한 추가적 발전들은 다시 청구항 8과 관련된 종속항들의 발명의 대상을 제공한다.
특히, 본 발명으로 달성되는 이점들은 본 발명에 따른 방법은 다중-안테나 시스템에 제공된 요구되는 큰 수의 전송 안테나들을 위해 실시될 수 있다는 것이다. 에러-벡터 크기(error-vector magnitude: SEVM)는 전송된 신호들 사이에 상대 위상 에러와 선형방식으로 상관되기 때문에, 에러-벡터 크기(SEVM)는 특히 위상 에러를 결정하기에 적당하다. 또한, 위상 에러의 결정은 다이버시티 디코딩(diversity decoding)없이 테스트 수신기에서 실시될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 방법은 모든 유형의 변조를 위해 실시될 수 있다.
실험 목적을 위하여, 다중-안테나 송신기의 성질상에서 상대 위상 에러의 영향은 WiMAX IEEE 802.16 신호의 예를 이용하여 조사될 수 있다. Alamouti, S.M.:"무선 통신을 위한 간단 전송 다이버시티 기술", IEEE J.Sel. Areas Commun., 1999. 16, pp. 1451-1458로부터 알려진 알라무티(Alamouti) 방법이 먼저 보여질 것이다. 그리고나서, 알라무티 행렬의 직교성 상에서의 비이상적(non-ideal) 채널 추정의 영향이 증명될 것이다. 또한, 알라무티 행렬 상의 송신기에서 비이상적 위상 움직임의 영향이 고려될 것이다. 이하 정의되는 것처럼, 송신기에서 상대 위상 에러와 합 신호(모든 안테나 신호들의 겹쳐 놓음)의 EVM 측정의 평가 사이에는 선형 상관 관계가 있다는 것이 보여질 것이다. 따라서, SEVM으로서 언급된 이 실험 방법은 다중-안테나 송신기의 품질을 평가하기 위한 간단하고 신속한 가능성으로 보여진다. 이 방법의 이점은 실제 공간-시간 코딩으로부터 그것의 의존 내에 있다. 시험 수신기는 다중-안테나 시스템의 기준 안테나에 동기화하도록 고안되는 것이 전제 조건이다. 예를 들어, 이것은 IEEE 802.16에 따른 Wimax 신호로 가능하다. 각 경우, 하나의 안테나는 배타적으로 알려진 내용의 하나의 명백한 프리앰블(preamble)을 전송한다.
알라무티에 의해 제안된 전송 다이버시티 방법은 알려진 수신-다이버시티 방법 MRC(Maximum Ratio Combining)에 대해 덜 복잡한 대안을 제공한다. 또한, 알라무티 방법은 MRC 방법과 대조적으로, 송신기에서 실시되는 이차 다이버시티(second-order diversity)를 획득한다. 전송 배열은 알라무티에 의해 제안되었었다.
알라무티에 의하면, 두 개의 연속적인 변조 심벌들은 DISO(Dual Input Signal Output) 채널을 통한 전송 후 수신기에서 관찰된다. 간단화를 위해, 두 개의 수신된 심벌들은 다음 수학식 1에 의한 행렬 형식으로 주어진다.
Figure 112008071863737-PCT00001
행렬 H Al 은 알라무티 행렬을 나타내고, 스케일된(scaled) 단위 행렬이다. 두 개의 전송된 OFDM 심벌들을 검출하기 위하여, 수신 벡터는 알라무티 행렬의 에르미트(Hermite) 다항식에 의해 곱해진다. 그 결과는 다음 수학식 2 및 수학식 3에 나타난다. 이상적인 경우에, 심벌들은 간섭없이 검출될 수 있고, 각 심벌은 양 채널 계수로부터 최상으로 이익을 얻는다는 것은 명백하다.
Figure 112008071863737-PCT00002
Figure 112008071863737-PCT00003
행렬 H H Al H Al 은 대각선상에 값만으로 구성되므로, 알라무티 방법은 직교적 방법이다. 수신기에서 실제(즉, 비이상적) 채널 추정의 경우에, 위상 에러는 일어난다고 가정된다. 그러므로, 추정된 채널값은 다음 수학식 4와 같다.
Figure 112008071863737-PCT00004
수신된 심벌들이 기술된 추정 에러를 제공하는, 채널 행렬의 에르미트 다항식에 의해 곱해진다면, 다음 수학식 5 및 수학식 6이 획득된다.
Figure 112008071863737-PCT00005
Figure 112008071863737-PCT00006
전송된 심벌들을 위한 추정된 값들은 위로부터 다음 수학식 7으로 얻어진다.
Figure 112008071863737-PCT00007
Figure 112008071863737-PCT00008
비이상적 채널 추정의 결과로서, 직교성은 명백히 상실된다. 수신된 심벌들은 이상적인 방식으로 즉, 간섭없이 명백히 더이상 검출될 수 없다. 알라무티 방법이 비이상적 채널 추정에 민감하는 것이 확립되어 남는다. 다중 안테나 송신기에서 동기(coherent) 위상 관계가 여기까지 가정된다. 또한, 다음 단락은 전송 안테나들 사이의 상대 위상 에러가 시스템 전력 성능상에 부정적 영향을 가진다는 것을 보여준다.
지금까지, 알라무티 수신기의 직교성 및 전력 성능상 채널 추정에서 위상 에러의 영향이 조사되었다. 다음 단락은 알라무티 전송에서 전송 안테나들 사이의 비동기(non-coherent) 위상 관계로부터 유래한 잠재적 간섭을 더 밀접하게 다룬다. 처음에는, 두 개의 전송 신호들의 위상이 랜덤 위상 오프셋 만큼 다르다고 가정될 것이다. 관여하고 있는 전송된 신호들 중 하나는 예를 들어, 소위 프리앰블을 가진 IEEE 802.16에 따른 WiMAX 다중 송신기 시스템을 가진 경우로서, 기준 심벌로 구성되는 것으로 가정되기 때문에, 위상 오프셋만을 관찰하는 것으로 충분하다. 그러므로, 모든 전송 루트들이 공통 발진기 또는 각각 그의 발진기에 의해 작동되든지는 관련이 없다. 전송 배열은 다음 수학식 8 및 도 1 내에서 기술된다.
Figure 112008071863737-PCT00009
특히, 여기 고려된 OFDM 신호의 경우에는, 조건들이 주파수 영역에서 관찰된다면, 시간 곱셈(multiplication)은 콘볼루션 연산의 시간-변화 위상 오프셋에 해당한다. 알라무티로써 위상 에러가 두 개의 변조 심벌들의 지속(duration) 동안 송 신기에서 일정하게 남는다고 가정된다면, 두 개의 연속적 전송된 심벌들(또는 에러 없는 전송의 경우에 각각의 수신된 심벌들)은 다음 수학식 9와 같이 홀수 및 짝수 타이밍 지점들에서 주파수 영역에서 획득된다.
Figure 112008071863737-PCT00010
여기서, R2n -1(p) 및 R2n(p)는 홀수 및 짝수 타이밍 지점들에서 실제-수신가능한 OFDM 심벌들이고, p는 OFDM 심벌내에서 현재 반송파에 할당된다. 수학식 9를 참조하면, 이러한 심벌들의 평가는 주파수 영역에서 실행된다. 반송파간 간섭(inter-carrier interference: ICI)은 콘볼루션이 반송파 신호들의 넓힘을 초래하기 때문에 발생한다. 이러한 간섭은 상호 교란에 기인하는데 즉, 반송파 신호들의 직교성이 이미 송신기내에서 교란한다. 시간 변화(time-variant) 위상 에러는 주파수 영역에서 콘볼루션 때문에 반송파 신호들의 넒힘을 초래하고 반송파 신호들의 직교성을 파괴한다고 확립될 수 있다.
여기서, 수학식 9에서 콘볼루션이 더 밀접하게 고려된다면, 위상 잡음의 시간 변화만이 반송파 간 간섭을 야기한다고 확립될 수 있다.
그러나, 위상 에러가 채널 추정의 지속, 즉, 하나의 OFDM 프레임의 지속동안 일정하게 남아 있다고 가정하면, 수신된 신호의 평가를 실행하기 위하여, 다음 수 학식 10이 선택된다.
Figure 112008071863737-PCT00011
여기서, 채널 계수들이 두 개의 OFDM 심벌들의 지속에 대해 일정하다고 가정된다. 상대 위상 에러가 신호 평가의 지속 동안 일정하게 남기 때문에 OFDM 심벌들은 각각의 반송파들로부터 독립적으로 고려될 수 있다. 이것은 p의 사람짐에 의해 수학식 10에서 보여진다. 여기서, 수학식 10은 콘볼루션을 곱셈으로 대체하여 훨씬 단순화될 수 있다. 위상 성분이 더이상 시간 변화가 아니라는 것은 전적으로 가능하지만, 상수(constant) 로서 보여질 수 있다. 그러므로, 수학식 10은 다음 수학식 11로서 변형될 수 있다.
Figure 112008071863737-PCT00012
그리고 나서, 수학식 11은 다음 수학식 12와 같은 행렬 형식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112008071863737-PCT00013
수신된 심벌들은 수신기에서 다시 데이터를 분리시키기 위해서, 알라무티 행렬의 에르미트 다항식에 의해 곱해지고, 그것의 값들은 채널 추정 후 얻어진다.
Figure 112008071863737-PCT00014
그 결과는 특히 실험 목적에 관련된다. 사실상, 위상 에러가 신호 평가의 지속동안 즉, 이 경우 채널 추정 지속동안 시간 불변으로 남아 있다면, 심벌들이 간섭없이 수신기에서 다시 분리될 수 있다는 것을 보여준다. 이러한 결과는 상기 행렬의 대각선 구조를 기초로 하여 확립될 수 있다. 특히, 다중 안테나 송신기에 관한 품질 판단하기 위하여, 전송 안테나들 사이에 상대 위상과 관련하여 시간 변화가 있는지 확립하기 위한 실험을 위해 관련된다.
더 연구를 위하여, 상대 위상 에러가 시간 변화라고, 즉, 모든 OFDM 심벌들에 대해서는 다르지만, 하나의 OFDM 심벌의 지속을 위해 일정하여, 수학식 9의 콘볼루션이 곱셈으로 대체될 수 있도록 가정될 것이다. 여기서, 송신기에서의 전력 성능상에서 이러한 종류의 시간 변화 위상 에러의 영향은 확립될 수 있다. 그러므로, 알려진 EVM 측정에 기초하지만, 특히 다중-안테나 송신기를 위해 변형된 실험 방법이 제안된다.
상대, 시간-변화 위상 에러, 또는 분포 밀도의 각각 통계학적 매개 변수와 후자를 기술하고 여전히 정의되는 겹쳐진-에러-벡터-크기(SEVM) 사이의 상관관계가 유도될 것이다. 이미 기술된 바와 같이, 예를 들어 WiMAX 신호의 경우에서, 프리앰블을 제공하는 전송 안테나는 기준(reference)으로 이용될 수 있다. 따라서, 관찰들은 위상 차이에 대해 배타적으로 감소될 수 있다. 비교 위상 에러의 두 개의 다른 분포들은 예를 통하여 가정된다. 처음에는, 평균 없는 정상 분포가 가정되고, 그리고 나서 위상 차이의 균일 분포가 가정된다. 그리고나서, 그 결과들이 비교된다.
따라서, 정규 분포에 대하여 다음 수학식 14가 적용된다.
Figure 112008071863737-PCT00015
여기서, SEVM의 실행가능한 정의는 다중-안테나 송신기의 경우를 위해 제공될 것이다. QPSK 변조는 이러한 목적을 위한 예로서 주어지는데, 즉, 전송 안테나당 네 개의 가능한 배치 지점(constellation points)들이 있다. 두 개의 안테나들로부터 심벌들이 추가되기 때문에(예를 들어, 알라무티 방법에 따른), 안테나의 네 개의 각 배치 지점들은 다른 네 개의 변조 심벌들을 위한 가능한 개시점(starting point)이다. 배열은 도 2에 나타난다.
모든 배치 지점들이 동등한 가능성으로 주어진다면, 관찰은 도 3에 나타난 바와 같이, 하나의 4분면에 한정될 수 있다.
일반적으로, EVM은 에러 벡터(실제[IST] 및 세트[SOLL] 벡터로부터 구성되는 차 벡터)의 계수(modulus) 및 세트[SOLL] 벡터의 계수(modulus) 및 세트[SOLL] 벡터의 계수의 지수로서 정의된다. 그러나, 이 정의로, 도 3에 나타난 바와 같이, 두 개의 안테나 송신기를 위한 배치로부터 시작하여, 동일한 전력을 가지고 두 개의 안테나들이 전송한다면, 정확히 0에 의한 나누기가 얻어진다. 매칭된 정의가 0에 의한 나누기를 피하기 위하여 필요하다. 세트[SOLL] 벡터는 두 개의 벡터들의 합 또는 모든 Tx 안테나들의 벡터들의 합으로부터 각각으로 부터 얻어지기 때문에, 나누기를 위해 이용되는 세트[SOLL] 벡터 계수은 모든 계수의 합으로서 정의된다. 이 경우, QPSK 심벌 0 + j0에 대한 세트[SOLL] 벡터의 게수는 더이상 0이 아니며,
Figure 112008071863737-PCT00016
와 같다. 또한, 이것은 모든 다른 가능한 합 심벌들에 적용된다. 그러므로, 다음 수학식 15는 가정된 배치의 쿼터내에서 일차 가능성을 위한 실제[IST] 벡터에 적용된다.
Figure 112008071863737-PCT00017
그리고, 유추하여 다음 수학식 16, 수학식 17 및 수학식 18은 다른 세 개의 가능성을 위해 얻어진다.
Figure 112008071863737-PCT00018
Figure 112008071863737-PCT00019
Figure 112008071863737-PCT00020
SEVM는 주어진 타이밍 지점을 위해 정의될 수 있고, 다르게는 다음 수학식 19 내지 수학식 22와 같이 언급된 네 개의 가능성에 대해 정의될 수 있다.
Figure 112008071863737-PCT00021
Figure 112008071863737-PCT00022
Figure 112008071863737-PCT00023
Figure 112008071863737-PCT00024
송신기의 전력 성능에 대하여 언급하기 위하여, SEVMrms는 다음 수학식 23과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112008071863737-PCT00025
다음 수학식 24 내지 수학식 27은 가능한 벡터들의 양에 대해 획득된다.
Figure 112008071863737-PCT00026
Figure 112008071863737-PCT00027
Figure 112008071863737-PCT00028
Figure 112008071863737-PCT00029
정규 분포된 위상 오프셋의 랜덤 시퀀스를 위해, 증가하는 표준 편차를 가진 SEVMrms의 선형 증가가 관찰될 수 있다. 2°의 표준 편차 및 네 개의 가능한 배치를 위한 SEVM 시퀀스들의 예는 도 4에 나타난다. 여기서, 모든 SEVMrms는 다음과 같이 동일하다.
SEVMrms,1 = 1.75% SEVMrms,2 = 1.75%
SEVMrms,3 = 1.75% SEVMrms,4 = 1.75%
그러므로, 총 SEVMrms는 1.75%이다.
SEVMrms는 작은 표준 편차를 위해 작게 남아있는데도 불구하고, SEVM의 최대값은 도 4에 나타난 바와 같이, 대략 25%로 동일하다. 상대 위상 에러의 표준 편차가 증가한다면, 총 SEVMrms는 증가한다. 총 SEVMrms의 선형 의존도는 도 5에 보여진다.
상대 위상 에러의 5° 표준 편차의 경우를 위한 전송된 신호들의 겹쳐짐(superposition)의 배치는 도 6에 나타난다. 여기서, 균일 분포가 정규 분포된 위상 차이 대신에 고려된다면, 표준 편차상에 총 SEVMrms의 선형 의존도 또는 각각 간격이 관찰된다는 것이 인지될 것이다. 다음 수학식 28이 균일 분포의 표준 편차에 대해 적용된다.
Figure 112008071863737-PCT00030
여기서, Ψ는 균일 분포된 간격이다. 의미있는 방식으로 정규 분포를 가진 결과들을 비교하기 위하여, 2°의 동일한 표준 편차를 가정한다. 대략 7°의 상대 위상 에러의 간격이 얻어진다. 따라서, 모든 SEVMrms 및 총 SEVMrms는 3.5%이다. 현저하게도 동일한 2°의 표준 편차를 위한 균일 분포된 위상 에러의 경우에, SEVMrms는 정규 분포와 비교하여 두 배의 크기이다. 균일 분포의 경우에 SEVM의 랜덤 시간 특성 및 표준 편차상 총 SEVMrms의 의존도는 도 7 및 도 8에 각각 보여진다.
유추하여, 유사한 값들이 어떤 요구되는 QAM 변조의 SEVM를 위해 얻어진다는 것이 보여질 수 있다. 여기서, 어떤 요구된 QAM 배치가 동일하게 남더라도, 수신기에서 에러 검출의 가능성은 QAM 변조의 정도가 증가할수록 증가한다는 것이 언급되어져야 한다.
제공된 비교 위상 에러 및 SEVM 사이의 직접 상관 관계가 있다는 것이 보여진다. SEVM 측정은 어떤 요구된 전송 다이버시티 코딩을 위한 다중-안테나 송신기의 성질에 관한 정보를 제공한다. 전송 안테나들중 배타적으로 하나상에, WiMAX 신호내 프리앰블과 같은, 기준 심벌만이 가정된다. SEVM 측정의 결과들은 전송 안테나들 사이의 불완전한 위상 관계에 직접적으로 기인할 수 있다.
다음 단락은 실험을 위한 가능한 구조를 기술한다. 또한, 다중-안테나 송신기의 성질을 평가하기 위한 간단하지만 유익한 실험 방법이 제공된다. 일반적으로, 이 방법은 전송 안테나들의 어떤 요구되는 수 및 변조의 어떤 형태를 위해 실행될 수 있다. 그러나, 복잡도는 안테나들의 수에 선형적으로 증가하고 증가하는 변조 정도(일반적으로, N-QAM)에 지수적으로 증가한다. 오직 하나의 전송 안테나가 각 경우에 하나의 프리앰블을 제공한다면, 여기서 보여진 방법은 특히 WiMAX 신호를 위해 생각된다. 프리앰블은 위상 동기 및 위상 균등을 위해 이용된다. 그러므로, 프리앰블을 제공하는 전송 안테나의 변조 심벌들은 여분의 안테나의 심벌들을 위한 기준으로서 고려될 수 있다.
SEVM 측정은 알라무티 방법에 대해서만이 아니고, 송신기에서 모든 종류의 공간-시간 코딩에 대해 적용된다. 오직 프리앰블이 시험 수신기에 대해 알려지는 것이 요구된다. 또한, 관여하고 있는 변조 유형들은 시험 수신기에 대해 알려져야만 한다. 따라서, SEVM 측정을 위한 세트[SOLL] 벡터들은 명백히 열거된다.
하나의 추가 이점은 측정이 수신기에서 다이버시티 디코딩(균등화)없이 수행된다는 것이다. 수신기가 어떤 MIMO 전송 방법이 이용된다는 것을 알 필요는 없다. SEVM 결과는 복합 신호 공간에서 두 개의 신호들의 겹쳐짐으로부터 직접적으로 상술된다.
도 9는 WiMAX 신호상에서 SEVM 측정을 위한 하나의 가능한 실험 구조를 제공한다. 상대 에러에 의해 위상에서 다른 전송된 신호들이 추가된다. 여기서, 하나의 안테나는 상기에서 언급된 프리앰블을 전송하는 반면, 이차 안테나는 동시에 신호를 보내지 않는다(IEEE 802.16).
송신기의 성질을 평가하기 위하여, 측정 채널의 영향이 먼저 제거되어야만 한다. 모든 채널 계수들은 1 이라고 가정된다. 이를 위하여, 신호들 사이에 상대 위상 에러의 영향만이 관찰되도록 측정 실행 전 시스템은 캘리브레이션된다.
프리앰블을 가지고 이러한 타이밍 지점에서, 전송된 신호와 관련된 수신기는 몇몇 안테나들로부터 신호들이 도착하는 겹쳐짐을 위해 기준-신호 공간을 제조한다. 실제[IST] 벡터들은 다중 신호의 배치가 마련된 후, 계산될 수 있다. 세트[SOLL] 벡터들은 변조 형식과 함게 수신기에 알져지기 때문에, SEVM 값들은 제안된 정의에 따라 계산될 수 있다.
하나의 중요한 질문은 어떤 SEVM 범위가 좋은 수신기에 대해 가정될 수 있냐는 것이다. 여기서, 확률 관찰이 도움이 될 수 있다. 신호들 사이에 상대 위상 에 러가 균등화 신호를 위한 AWGN 채널과 같이 작용하고 확률 원칙의 관찰내에서 부분합이 될 수 있다는 것을 증명할 수 있다. 도 9에 제공된 시스템에 대해 즉, 이동-전화 채널 없이, 가능한 적어야만 하는 비트 에러 확률은 디코딩 후 0 이어야만 한다는 것이 바람직하다. 10-12인 비트 에러 확률를 위해, 대략 6°의 표준 편차가 정규 분포된 상대 위상 에러를 위해 얻어진다. 도 5에 나타난 특징이 고려된다면 이 경우 최대 SEVMrms가 6%에 달할 수 있다는 것이 확립될 수 있다. 상당히 더 작은 표준 편차 및 더 낮은 SEVM 값들이 동일한 비트 에러 확률 및 더 높은 변조 형식(N-QAM)을 위해 얻어 진다는 것이 언급되어야만 한다. 그러므로, 좋은 송신기의 조건은 필요 뿐만 아니라 변조 형식 및 전송 안테나들의 수에 의존된다.
본 발명은 도면에 나타난 예시적인 실시예에 제한되지 않는다. 상기 기술되고 도면에 나타난 모든 특징들은 요구되는 것으로서 다른 것과 결합될 수 있다.
도 1은 위상 불안전성(phase instabilities)을 가진 전송 배열(arrangement)을 나타낸다.
도 2는 두 개의 안테나 전송 배열의 배치(constellation)를 나타낸다.
도 3은 도 2에 따른 배치 하에서의 쿼터(quarter)를 나타낸다.
도 4는 가능한 벡터들을 위한 SEVM 특징을 나타낸다.
도 5는 정규 분포된, 상대 위상 에러의 표준 편차상에서의 총 SEVMrms의 의존도를 나타낸다.
도 6은 전송 신호들의 겹쳐 놓음(superposition)을 위한 배치도를 나타낸다.
도 7은 균일 분포의 경우에서의 SEVM 특징을 나타낸다.
도 8은 균일 분포된, 상대 위상 에러의 표준 편차상에서의 총 EVMrms의 위존를 나타낸다.
도 9는 SEVM 측정의 블럭 회로도를 나타낸다.

Claims (10)

  1. 다중-안테나 송신기(2)로부터 전송되고, 특히, WiMAX 표준에 따라 형성되며, 상기 다중-안테나 송신기(2)의 프리앰블 전송 안테나(8)로부터 프리앰블 전송된 신호(6) 및 상기 다중-안테나 송신기(2)의 추가 전송 안테나(12)로부터 적어도 하나 이상 추가 전송된 신호(10)의 겹쳐짐(superposition)을 보여주는 합 신호(4)는 전송 채널을 통해 전송되고,
    시험 수신기(14)는 상기 프리앰블 전송 안테나(8)와 관계 있는 상기 프리앰블 전송된 신호(6)의 프리앰블에 기초하여 위상-동기화되며,
    상기 프리앰블 전송된 신호(6) 및 모든 추가 전송된 신호(10) 사이의 상대 위상 에러는 상기 전송 채널을 위해 이용된 변조 방법, 상기 프리앰블 및 상기 합 신호(4)로부터 계산된 상기 에러-벡터 크기(SEVM)를 기초로 결정되는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 에러-벡터 크기(SEVM)는 차 벡터 및 목표(target) 벡터
    Figure 112008071863737-PCT00031
    의 지수(quotient)로부터 계산되고,
    상기 차 벡터는 상기 추가 전송된 신호(10)의 배치 지점을 가리키는 실제 벡터
    Figure 112008071863737-PCT00032
    및 상기 프리앰블 전송된 신호(6)에 해당하는 배치 지점을 가리키는 상기 목표 벡터
    Figure 112008071863737-PCT00033
    로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    QPSK 변조 방법을 위한 상기 에러 벡터 크기(SEVM)는
    Figure 112008071863737-PCT00034
    -여기서, i는 1 내지 4임-로부터 네개의 배치 지점들로 계산되는 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 추가 전송 안테나(12)의 OFDM 심볼들을 위한 기준으로서 이용되는, 기준 심볼들은 상기 프리앰블에 할당되는 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 상대 위상 에러의 결정 전, 시간과 관련하여, 상기 전송 채널의 영향은 상기 채널 계수들을 매칭함에 의해 제거되는 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 프리앰블 전송된 신호는 상기 합 신호(4)의 위상 균등화(equalisation)를 위해 상기 시험 수신기(14)에서 이용되는 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상대 위상 에러는 상기 다중-안테나 송신기(2)로부터 전송된 하나의 OFDM 심볼의 지속 시간동안 상기 다중-안테나 송신기(2)내에서 일정하게 유지되는 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기(2)의 전력 성능의 평가방법.
  8. 다중-안테나 송신기(2)의 프리앰블 전송 안테나(8)로부터 프리앰블 전송된 신호(6) 및 다중-안테나 송신기의 추가 전송 안테나(12)로부터 적어도 하나 이상 추가 전송된 신호(10)의 겹쳐짐을 보여주는, 합 신호(4)의 수신을 위한 시험 수신기(14),
    상기 프리앰블 전송된 신호(6)의 프리앰블에 기초하여 프리앰블 전송 안테나(8)와 상기 시험 수신기의 위상을 동기화하기 위해 고안된 동기화 장치(16), 및
    상기 프리앰블 전송된 신호(6) 및 모든 추가 전송된 신호(10)사이의 상기 상대 위상 에러를 상기 전송 채널을 위해 이용된 변조 방법, 상기 프리앰블 및 상기 합 신호(4)로부터 계산된 에러-벡터 크기(SEVM)를 기초로 결정하기 위한 신호-평가 장치(18)를 가지는 OFDM 다중-안테나 송신기의 전력 성능의 평가장치(20).
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 채널 계수들을 매칭하여 상기 전송 채널의 영향을 제거하기 위한 캘리브레이션 장치에 의해 특징지워지는 OFDM 다중-안테나 송신기의 전력 성능의 평가장치(20).
  10. 제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,
    상기 전송 채널은 특히 WiMAX 표준을 위해, 이동 전화 채널로 고안된 것을 특징으로 하는 OFDM 다중-안테나 송신기의 전력 성능의 평가장치(20).
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