EP2084816A1 - Modulateur sigma-delta - Google Patents

Modulateur sigma-delta

Info

Publication number
EP2084816A1
EP2084816A1 EP07821928A EP07821928A EP2084816A1 EP 2084816 A1 EP2084816 A1 EP 2084816A1 EP 07821928 A EP07821928 A EP 07821928A EP 07821928 A EP07821928 A EP 07821928A EP 2084816 A1 EP2084816 A1 EP 2084816A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
digital
signal
analog
modulator
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP07821928A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Jean-Michel Hode
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP2084816A1 publication Critical patent/EP2084816A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
    • H03M3/424—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a multiple bit one

Definitions

  • the present invention relates to a sigma-delta modulator for converting an analog signal into a digital signal from an analog-to-digital converter servo in a closed loop. It applies in particular in the field of electronics.
  • modulation ⁇ modulation makes it possible to improve the accuracy of a CAN locally around a frequency, possibly around a high frequency.
  • the basic idea is to arbitrarily vary the digital output signal, or "modulate" it, so as to minimize the power error, even if samples of the digital signal of output may not be representative of the analog input signal.
  • the modulation ⁇ relies in particular on a principle of oversampling of the input signal on a small number of bits. This is on the one hand to increase the temporal accuracy by cutting the signal into a large number of very short samples.
  • the modulation ⁇ "conforms" the quantization noise.
  • the modulation of the digital output signal which is adapted to the frequency of the input signal, amounts to minimizing the power of the quantization noise around this frequency, or to reducing the spectral density of the quantization noise around the input signal. useful signal.
  • the spectrum of quantization noise must be made "conform” to an ideal spectrum having a dip in the vicinity of the frequency of use.
  • a modulator ⁇ is obtained by "compression" of the noise at the frequency of use.
  • a modulator ⁇ can be implemented from a slave servocontrolled in a control loop in a conventional manner, in order to reduce the influence of its quantization noise on its digital output.
  • a digital-to-analog converter called CNA thereafter, makes it possible to re-convert the digital output signal of the CAN into analogue so as to subtract it from the input signal in principle of the closed servocontrol loop.
  • An amplifier and a filter in the loop can bypass the disadvantage of conventional ADCs: they allow to associate high frequency and fine resolution.
  • the architecture of such a circuit is quite remarkable because it applies conventional mounting principles to very specific components, the individual behavior of the components being always complementary to the principles of assembly. This allows the entire system to converge in a rather natural way towards the desired goal.
  • Metastability is a known phenomenon of indecision in the CAN, which is all the more important as the sampling frequency increases and thus the processing time decreases. This phenomenon has always existed, but with the increase in the speed of operation of the current digital circuits, it has moved from the second to the foreground. Because of this phenomenon, which is detailed below, some bits may not be decided at the output of a CAN in a modulator ⁇ : they are not worth -1 or 1.
  • the object of the invention is in particular to overcome the aforementioned drawback by ensuring that even if an error is made at the output of CNA, that is, if the decision taken by the CNA registers does not correctly resolve the indecision left by the CAN, in any case this error is found both at the output of the modulator and in the re-looped signal. In this way the principle of the servo loop remains effective in all cases, even in case of error.
  • the subject of the invention is essentially a sigma-delta modulator for converting an analog signal to a digital signal from an analog-to-digital converter, the digital output signal being subtracted from the input signal after conversion by a digital-to-analog converter and this difference being filtered and amplified by a high factor at the input of the analog-to-digital converter.
  • the undecided bits at the output of the analog-to-digital converter are assigned the same values in the digital output signal of the modulator and in the digital signal returned to the input of the modulator.
  • the digital output of the modulator may be located after definitive values have been assigned to the undecided bits for the digital signal returned to the input of the modulator.
  • the digital output signal of the modulator may be the digital conversion of the analog signal sampled, quantized and maintained at the output of the digital-analog converter, by use of a simple analog-to-digital converter for example.
  • the digital output signal of the modulator can be obtained by transforming into binary code the control voltages of the switches of the current sources of the digital-to-analog converter.
  • the main advantage of the invention is that it can be implemented in an elementary manner and at a minimal cost, possibly requiring only the addition of a low-complexity, low-complexity ADC without samplers / blockers, simply to restore digital form. an analog signal already sampled and quantified.
  • FIGS. 1a, 1b, 2a and 2b by graphs, an illustration of the modulation principle ⁇ , FIGS. 3a and 3b, by means of block diagrams, an exemplary embodiment of a mod ⁇ modulator, FIG. 4, by a diagram, a mechanical analogy of the metastability phenomenon, FIG. 5, by a block diagram, an exemplary mod ⁇ modulator according to the invention. .
  • FIGS. 1a, 1b, 2a and 2b illustrate by graphs the principle of the modulation ⁇ in the case of single-bit operation in baseband.
  • an analog signal e (t) can be converted into a 1-bit digital signal s- ⁇ (t) with a low sampling frequency.
  • FIG. 1b then illustrates the error made on the power of the signal by an area Ai situated between the integral of e (t) represented by a curve 1 and the integral of s- ⁇ (t) represented by a curve 2 .
  • the analog signal e (t) can also be converted into a digital signal s 2 (t), always on 1 bit but at a higher sampling frequency.
  • the digital signal s 2 (t) has arbitrary variations or "modulations", that is, samples that may seem unrepresentative of the input analog signal e (t).
  • FIG. 2b illustrates the error made on the power of the signal by an area A 2 situated between the integral of e (t) represented by the curve 1 and the integral of s 2 (t) represented by a curve 3.
  • FIGS. 3a and 3b illustrate, by means of block diagrams, an exemplary embodiment of a mod ⁇ modulator.
  • a modulator ⁇ can be implemented from a slave CAN 10 in a closed loop in a conventional manner.
  • the CAN 10 is arranged in a closed loop servo in order to attenuate the influence of its quantization noise b CAN on its digital output s as a function of an input analog signal e to be converted.
  • the closed loop control comprises a summer 12 taking e and s input and whose role in the loop is to perform the subtraction operation e - s ( ⁇ operation of the modulator) in principle of the servo closed loop.
  • the circuit portion between the output of the modulator ⁇ and the input of the adder 12 which makes it possible to send s to the adder 12 is commonly called "loopback".
  • FIG. 1 The circuit portion between the output of the modulator ⁇ and the input of the adder 12 which makes it possible to send s to the adder 12 is commonly called "loopback".
  • the loopback further includes a digital-to-analog converter 1 1, which will be called a loopback CNA thereafter, which makes it possible to convert the digital signal back to analog.
  • output of CAN 10 to subtract it from the input signal e in principle of the closed loop control.
  • a high G gain amplifier 13 then amplifies e - s.
  • G is raised by principle of the closed loop servo, so
  • the high gain amplifier G "compresses" by a factor the quantization noise b CAN induced by the
  • a servo closed loop is a generic electronic assembly for compressing the noise of a component.
  • a control loop is applied to the CAN 10 to compress its quantization noise b CAN .
  • Only the return loopback CNA 1 1 is a specificity that is not given by the principle of the closed loop servo. It allows to put s in the same mode of analog representation as the signal e and thus allows to calculate e - s.
  • a major disadvantage of the circuit of FIG. 3a slaving the CAN 10 is the time delay of the signal s on the signal e. This delay is inherent to the closed-loop servocontrol principle. Its application to a CAN can constitute a serious problem of stability by an effect comparable to the Larsen effect, because the two operations of conversion from analog to digital and then digital to analog are particularly time consuming. More precisely, a study of the stability of modulators ⁇ conducted by Thales showed that the product G x B x T, where B is the band of the modulator and T the delay of the loop, can not exceed a certain value depending on the stiffness of the frequency response of the modulator.
  • a minimum phase variation filtering component 14 is inserted between the adder 12 and the amplifier 13 and performs an integration operation (operation ⁇ of the modulator).
  • the component 14 which filters the high frequencies out of the useful band targeted by the modulator ⁇ is produced in such a way that the overall frequency response (in amplitude and in phase) of the loop complies with the Nyquist stability criterion. It should be noted that the filtering in a ⁇ modulator is the subject of a patent filed by Thales.
  • the amplifier 13 and the filter 14 in the feedback loop of FIG. 3b make it possible in combination to circumvent the disadvantage of conventional ADCs: they make it possible to associate high frequency and fine resolution.
  • the amplifier 13 compresses the quantization noise, thus decreasing the error and increasing the accuracy.
  • the filter 14 makes it possible to increase the frequency while preventing the loop from diverging.
  • FIG. 4 illustrates, by a conventional mechanical analogy, the phenomenon of metastability: that of the behavior of a ball 20 at the top of a hillock 21.
  • the stable states of the bullet 20 are located on either side of the hill 21.
  • metastability if the ball 20 is at the top of the hill 21.
  • the ball 20 may, in some cases where it is very close to the top of the hill 21, take a very long time to roll towards one side or the other. In theory, it could even take an infinite time before reaching a stable state.
  • a disruptive element which ends up rolling it on one side or the other, like wind or vibrations.
  • the comparators concerned have difficulty in deciding the logical level of their output. For example, if a signal less than 0 is coded -1 and a signal greater than 0 is coded +1, and the applied signal is 0 + ⁇ with ⁇ very small, the comparators may not be able to tell the difference between 0- ⁇ and 0 + ⁇ and therefore be unable to decide between -1 and 1. This phenomenon is called metastability in the context of CAN. And the higher the frequency of work, the more the phenomenon is accentuated, because the more the comparators have to decide quickly, and the more likely they are not to be decided after the allotted time.
  • bits may not be decided at the output of CAN 10 at the point of junction towards the output of the modulator. It is then in this case modulator output registers and buffers, after the CAN 10, which finally decide on the logic level taken out by the bits in question. For this, they may, for example, alter a signal equal to 0 + ⁇ to a signal equal to 0 and thus decide to give the level -1 to an undecided bit. In this way, they decide on the digital signal at the output of the modulator.
  • FIG. 5 illustrates, by a block diagram, an exemplary modulator ⁇ according to the invention, from the same components as those of FIG. 3b and in a similar circuit.
  • the CAN 10, the DAC 11, the adder 12 and the gain amplifier 13 G are assembled in a closed loop control.
  • the filter 14 makes it possible to filter the useful out-of-band frequencies and thus to produce a stable ⁇ modulator.
  • the analog signal e is applied to the input of the modulator, the digital signal s is found at the output of the CAN 10 and is applied to the input of the loopback DAC 11.
  • the invention finds in part its foundation in the finding that the output of the modulator as described in Figure 3b is not placed in the right place.
  • the example of Figure 5 is to place the output of the modulator closer to the loop return point, where the difference with the input signal is made.
  • the output of the modulator is, for example, after the loopback DAC 11 and after a CAN 15.
  • the CAN 15 exploits the fact that the analog signal at the output of the DAC 11 is, in as a digital signal conversion, a signal sampled, quantized and maintained.
  • the analog signal at the output of the DAC 1 1 has constant levels over identical periods of time, these periods corresponding to the sampling frequency of the DAC 1 1.
  • the levels are not only constant over each period, but do not take also a finite number of values discreet. These discrete values correspond to the output levels of the DAC 1 1, the latter themselves corresponding to the various switching possibilities of the current sources of the DAC 1 1.
  • the analog signal at the output of the CNA 1 1 is called "step".
  • the CAN 15 can thus re-convert this signal into a modulator output digital signal without the risk of making errors due to the remanence phenomenon or the metastability phenomenon. Indeed, on the one hand, a maintained signal does not, by nature, have a large variation in amplitude in a very short time. So it does not come up against the persistence of the samplers / blockers.
  • a sampled and quantized signal has discrete and evenly spaced levels, which maximizes the signal deviation from the decision thresholds. So it does not come up against the metastability of the comparators.
  • the conversion of the CAN 15 is therefore greatly facilitated: it is only a question of putting back in digital form, that is to say in the form of series of bits, a signal already sampled and quantified. This can be done for example by a standard ADC. But advantageously, this can also be achieved at low cost by a low-end ADC without samplers / blockers, this without any quantization error can occur.
  • the conversion operation performed by the CAN 15 only restores the digital information already present on the control switches of the current sources of the DAC 11, that is to say after ultimate resolution of the problems resulting from the metastability At this stage, the digital information is sure to remain unchanged, the current source control switches of the DAC 11 being the last logical layers that were likely to change. Consequently, the analog signal s at the input of the adder 12 corresponds faithfully to the digital signal s at the output of the ADC 15, even in the event of an error due to the metastability phenomenon in the ADC 10.
  • the difference e - s at the output of the adder is therefore always well representative of the difference between the input and the output of the modulator, and the principle of the closed loop damping is effective in all cases.
  • the modulator ⁇ according to the invention and presented in FIG. 5 thus circumvents the disadvantage of conventional mod ⁇ modulators related to the metastability of ADCs.
  • it may be envisaged to recover, within the loop loop DAC 1 1, the control voltages of the switches of the current sources and to transform them into the binary code which constitutes the signal output of the modulator.
  • This avoids the double reciprocal conversion from digital to analog then analog to digital in the example of FIG. 5.
  • the switches themselves are then still downstream of the modulator output and are therefore still liable to alter digital information re-looped to the entrance.
  • such an implementation reduces the risk of seeing the undecided bits take different values in the modulator output signal and the re-looped signal, but it does not cancel out this risk.
  • the invention described above still has the main advantage that it minimizes the size of the loopback, that is to say the circuit portion between the output of the modulator ⁇ and the input of the summoner. This reduces any risk of digital deviation, whatever its origin, between the output signal and the re-looped signal and further enhances the effectiveness of the closed loop servo.
  • a modulator ⁇ with two outputs is obtained.
  • the first output provides the LSBs and the second output provides the MSBs.
  • the LSBs of the first output and the difference of the MSBs between the first output and the second output are somehow a new measure of the error made by the modulator on the first output, including digital exploitation to reduce noise in the useful band remains possible without any change.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

La présente invention concerne un modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique en un signal numérique à partir d'un convertisseur analogique-numérique asservi dans une boucle fermée. Les bits non décidés en sortie du convertisseur analogique-numérique se voient affecter les mêmes valeurs dans le signal numérique de sortie du modulateur que dans le signal numérique renvoyé vers l'entrée du modulateur. Application : électronique.

Description

Modulateur sigma-delta
La présente invention concerne un modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique en un signal numérique à partir d'un convertisseur analogique-numérique asservi dans une boucle fermée. Elle s'applique notamment dans le domaine de l'électronique.
La conversion d'un signal analogique en un signal numérique est devenue une opération classique dans les circuits électroniques actuels, grâce à des composants standards du marché couramment regroupés sous l'acronyme CAN signifiant « Convertisseur Analogique-Numérique ». Il s'agit de représenter un signal e(t) variant de manière continue dans le temps et pouvant prendre n'importe quelle valeur sous une forme s(t) échantillonnée dans le temps. Chaque échantillon peut prendre un nombre fini de valeurs quantifiées possibles et chaque valeur est codée sur un nombre de bits bien déterminé. Chaque bit peut prendre uniquement deux valeurs possibles, 1 ou -1 par exemple.
Les CAN classiques offrent des performances en précision qui sont suffisantes à des fréquences relativement basses du signal d'entrée, de l'ordre de quelques mégahertz. Cela signifie qu'à ces fréquences, la différence entre le signal représenté numériquement en sortie et le signal analogique d'entrée est acceptable. Mais dans le domaine des hyperfréquences, lorsque la fréquence du signal d'entrée est de l'ordre de plusieurs gigahertz, la dynamique des CAN classiques, c'est-à-dire leur capacité à échantillonner/quantifier rapidement le signal d'entrée, s'avère nettement insuffisante. En premier lieu, ceci est du à un phénomène de rémanence sur un composant interne des CAN appelé échantillonneur/bloqueur. Un échantillonneur/bloqueur peut difficilement stabiliser un signal d'entrée en vue de le quantifier s'il est à trop haute fréquence : la durée de stabilisation devient trop courte et les amplitudes entre les échantillons à stabiliser trop élevée. Ceci introduit des erreurs, c'est-à-dire que des échantillons numériques peuvent ne pas être représentatifs du signal analogique. Ainsi, à fréquence élevée la différence entre le signal représenté numériquement en sortie et le signal analogique en entrée devient non négligeable et la précision du CAN n'est plus suffisante. En résumé, la précision des CAN classiques diminue quand la fréquence du signal analogique e(t) appliqué à leur entrée augmente. Ils ne sont donc pas adaptés à l'utilisation dans des applications à très hautes fréquences exigeant une bonne précision numérique, comme les radars par exemple.
Un procédé appelé modulation ΣΔ permet d'améliorer la précision d'un CAN localement autour d'une fréquence, éventuellement autour d'une fréquence élevée. Comme illustré par la suite, l'idée de base est de faire varier arbitrairement le signal numérique de sortie, ou de le « moduler », de manière à minimiser l'erreur sur la puissance, quitte à ce que des échantillons du signal numérique de sortie puissent sembler non représentatifs du signal analogique d'entrée. Pour cela, la modulation ∑Δ s'appuie notamment sur un principe de sur-échantillonnage du signal d'entrée sur un petit nombre de bits. Il s'agit d'une part d'augmenter la précision temporelle en découpant le signal en un grand nombre d'échantillons très brefs. D'autre part, il s'agit de diminuer la précision en amplitude en ne codant, pour chaque échantillon, que peu de valeurs d'amplitude distinctes, ceci en utilisant peu de bits. Intrinsèquement, cela génère une erreur due au manque de précision sur la quantification de l'amplitude de chaque échantillon. Par conséquent, l'erreur inhérente à tout procédé de numérisation et abusivement appelée « bruit de quantification », est importante. Mais en s'appuyant sur le sur-échantillonnage, le signal numérique de sortie est modulé comme précédemment explicité, ce qui permet de minimiser la puissance de ce bruit de quantification dans une bande de fréquence déterminée.
Dans le domaine fréquentiel ou spectral, il est couramment dit que la modulation ΣΔ « conforme » le bruit de quantification. En effet, la modulation du signal numérique de sortie, qui est adaptée à la fréquence du signal d'entrée, revient à minimiser la puissance du bruit de quantification autour de cette fréquence, ou encore à diminuer la densité spectrale du bruit de quantification autour du signal utile. En fait, le spectre du bruit de quantification doit être rendu « conforme » à un spectre idéal présentant un creux au voisinage de la fréquence d'utilisation. Ainsi, même si un bruit de quantification important est intrinsèquement généré en modulation ΣΔ, ceci quelle que soit la fréquence du signal en entrée, au moins ce bruit de quantification est de faible puissance au voisinage de la fréquence d'utilisation. Dans la pratique et comme explicité par la suite, un modulateur ΣΔ est obtenu par « compression » du bruit à la fréquence d'utilisation.
Un modulateur ΣΔ peut être mis en œuvre à partir d'un CAN asservi dans une boucle d'asservissement de manière classique, en vue d'atténuer l'influence de son bruit de quantification sur sa sortie numérique. Dans ce cas, un convertisseur numérique-analogique, appelé CNA par la suite, permet de re-convertir en analogique le signal numérique de sortie du CAN en vue de le soustraire au signal d'entrée par principe de la boucle fermée d'asservissement. Un amplificateur et un filtre dans la boucle permettent de contourner l'inconvénient des CAN classiques : ils permettent d'associer haute fréquence et fine résolution. Comme détaillé par la suite, l'architecture d'un tel circuit est tout à fait remarquable, car elle applique des principes de montage classiques à des composants très spécifiques, le comportement individuel des composants étant toujours complémentaire des principes de montage. Cela permet à l'ensemble du système de converger de manière plutôt naturelle vers le but recherché.
II est à noter qu'il est tout à fait possible de ne renvoyer vers l'entrée qu'un nombre réduit de bits issus du CAN, par exemple les bits les plus significatifs, qui seront par la suite désignés par l'acronyme anglo-saxon MSB signifiant « Most Significant Bit ». Dans ce cas, les bits restants, à savoir les bits les moins significatifs qui seront par la suite désignés par l'acronyme anglo-saxon LSB signifiant « Less Significant Bit », constituent une mesure de l'erreur commise par le modulateur ΣΔ, mesure qu'il est possible d'exploiter numériquement pour réduire le bruit dans la bande sous réserve de connaître la fonction de transfert numérique complète, c'est-à-dire en amplitude et en phase, du modulateur en boucle ouverte.
Cependant, outre le phénomène de rémanence observé à fréquence très élevée du signal d'entrée sur les échantillonneurs/bloqueurs d'un CAN et auquel la modulation ΣΔ se propose d'apporter une réponse, un phénomène de « métastabilité » se pose à d'autres composants des CAN appelés les comparateurs. La métastabilité est un phénomène connu d'indécision dans les CAN d'autant plus important que la fréquence d'échantillonnage augmente et donc que le temps de traitement diminue. Ce phénomène a toujours existé, mais avec l'augmentation de la vitesse de fonctionnement des circuits numériques actuels, il est passé du second au premier plan. A cause de ce phénomène, qui est détaillé par la suite, certains bits peuvent ne pas être décidés en sortie d'un CAN dans un modulateur ΣΔ : ils ne valent ni -1 ni 1. Ce sont des couches logiques situées après les comparateurs du CAN qui lèvent ces indécisions de manière totalement indépendante, d'une part pour le signal numérique de sortie et d'autre part pour le signal numérique renvoyé vers l'entrée du modulateur. Ainsi rien ne garantit que les levées d'indécision soient cohérentes ou homogènes entre le signal numérique de sortie et le signal numérique renvoyé vers l'entrée. La différence entre ces deux signaux doit être considérée comme une erreur ajoutée.
Le phénomène de métastabilité est très gênant pour les modulateurs ∑Δ. En effet, dans les cas d'indécision le principe de la boucle fermée d'asservissement n'est pas efficace, car la différence e - s calculée peut ne pas être représentative de la différence réelle entre l'entrée de boucle et la sortie du CAN ou du modulateur.
Les modulateurs ∑Δ actuels s'accommodent de cette erreur ajoutée, misant sur le fait que les cas de bits non décidés sont rares, constituant un parasite de temps en temps. Par exemple, un bit tous les 109 bits peut rester non décidé. Cependant, si l'erreur porte sur un bit de poids fort, cela peut correspondre à une erreur en puissance de -80 à -90 décibels.
L'invention a notamment pour but de pallier l'inconvénient précité en assurant que même si une erreur est commise en sortie de CNA, c'est-à- dire si la décision prise par les registres du CNA ne résout pas correctement l'indécision laissée par le CAN, en tout cas cette erreur se retrouve à la fois en sortie du modulateur et dans le signal re-bouclé. De cette manière le principe de la boucle d'asservissement reste efficace dans tous les cas, même en cas d'erreur. A cet effet, l'invention a essentiellement pour objet un modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique en un signal numérique à partir d'un convertisseur analogique-numérique, le signal numérique de sortie étant soustrait au signal d'entrée après conversion par un convertisseur numérique-analogique et cette différence étant filtrée et amplifiée d'un facteur élevé à l'entrée du convertisseur analogique- numérique. Les bits non décidés en sortie du convertisseur analogique- numérique sont affectés des mêmes valeurs dans le signal numérique de sortie du modulateur et dans le signal numérique renvoyé vers l'entrée du modulateur. Par exemple, la sortie numérique du modulateur peut être située après que des valeurs définitives aient été affectées aux bits non décidés pour le signal numérique renvoyé vers l'entrée du modulateur. Le signal numérique de sortie du modulateur peut être la conversion en numérique du signal analogique échantillonné, quantifié et maintenu en sortie du convertisseur numérique-analogique, par utilisation d'un simple convertisseur analogique-numérique par exemple.
Ou encore, le signal numérique de sortie du modulateur peut être obtenu par transformation en code binaire des tensions de commande des commutateurs des sources de courant du convertisseur numérique- analogique.
L'invention a pour principal avantage que sa mise en œuvre peut se faire de manière élémentaire et à coût minimal, ne nécessitant éventuellement que l'ajout d'un CAN médiocre de faible complexité, sans échantillonneurs/bloqueurs, pour simplement remettre en forme numérique un signal analogique déjà échantillonné et quantifié.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent :
- les figures 1 a, 1 b, 2a et 2b, par des graphes une illustration du principe de modulation ΣΔ, les figures 3a et 3b, par des synoptiques un exemple de réalisation d'un modulateur ΣΔ, la figure 4, par un schéma une analogie mécanique du phénomène de métastabilité, la figure 5, par un synoptique un exemple de modulateur ΣΔ selon l'invention.
Les figures 1 a, 1 b, 2a et 2b, illustrent par des graphes le principe de la modulation ∑Δ dans le cas d'un fonctionnement à un seul bit en bande de base.
Comme illustré par la figure 1 a, un signal analogique e(t) peut être converti en un signal numérique s-ι(t) sur 1 bit à fréquence d'échantillonnage basse. La figure 1 b illustre alors l'erreur commise sur la puissance du signal par une aire Ai située entre l'intégrale de e(t) représentée par une courbe 1 et l'intégrale de s-ι(t) représentée par une courbe 2.
De même et comme illustré par la figure 2a, le signal analogique e(t) peut également être converti en un signal numérique s2(t), toujours sur 1 bit mais à fréquence d'échantillonnage plus élevée. Le signal numérique s2(t) présente des variations ou des « modulations » arbitraires, c'est-à-dire des échantillons qui peuvent sembler non représentatifs du signal analogique d'entrée e(t). Cependant la figure 2b illustre l'erreur commise sur la puissance du signal par une aire A2 située entre l'intégrale de e(t) représentée par la courbe 1 et l'intégrale de s2(t) représentée par une courbe 3.
Il apparaît clairement que l'erreur A2 commise en puissance en approximant e(t) par le signal s2(t) modulé est plus faible que l'erreur Ai commise en puissance en approximant e(t) par le signal s-ι(t) non modulé. C'est ce qui permet de minimiser la puissance du bruit de quantification.
Les figures 3a et 3b illustrent par des synoptiques un exemple de réalisation d'un modulateur ΣΔ.
Comme illustré par la figure 3a, un modulateur ΣΔ peut être mis en œuvre à partir d'un CAN 10 asservi dans une boucle fermée de manière classique. Le CAN 10 est disposé dans une boucle fermée d'asservissement en vue d'atténuer l'influence de son bruit de quantification bCAN sur sa sortie numérique s en fonction d'un signal analogique d'entrée e à convertir. La boucle fermée d'asservissement comporte un sommateur 12 prenant e et s en entrée et dont le rôle dans la boucle est de réaliser l'opération de soustraction e - s (opération Δ du modulateur) par principe de la boucle fermée d'asservissement. La portion de circuit entre la sortie du modulateur ΣΔ et l'entrée du sommateur 12 qui permet d'envoyer s vers le sommateur 12 est couramment appelée « retour de boucle ». Dans le cas particulier de la figure 3a, le retour de boucle comporte en plus un convertisseur numérique-analogique 1 1 , que l'on appellera CNA de retour de boucle par la suite, qui permet de re-convertir en analogique le signal numérique s de sortie du CAN 10 en vue de le soustraire au signal d'entrée e par principe de la boucle fermée d'asservissement. Un amplificateur 13 de gain G élevé amplifie ensuite e - s . Le rôle de l'amplificateur 13 dans la boucle est de « comprimer » le bruit bCAN par principe de la boucle fermée d'asservissement. En effet, si l'on appliquait le signal e directement à l'entrée du CAN 10, c'est-à-dire si le CAN 10 n'était pas asservi dans une boucle fermée, alors le signal s en sortie du CAN 10 serait s = e + bCAN et le rapport signal sur bruit serait égal à . Alors que si le CAN 10 est asservi bCAN dans une boucle fermée comme illustré par la figure 3a, il se montre facilement que le signal s en sortie du CAN 10 et le rapport signal sur bruit (SNR) associé sont donnés par les relations (1 ) et (2) suivantes :
1 + G 1 + G SNR = G x -^-- (2) bCAN
Or, G est élevé par principe de la boucle fermée d'asservissement, donc
1 C
0 et ≈ l . Ainsi s ≈ e et le rapport signal sur bruit est amélioré
1 + G 1 + G d'un facteur G élevé. En cela, l'amplificateur 13 de gain G élevé « comprime » d'un facteur le bruit de quantification bCAN induit par le
1 + G
CAN 10. Une boucle fermée d'asservissement est un montage générique en électronique pour comprimer le bruit d'un composant. Dans l'exemple de la figure 3a, une boucle d'asservissement est appliquée au CAN 10 pour comprimer son bruit de quantification bCAN . Seul le CNA 1 1 de retour de boucle est une spécificité qui n'est pas donné par le principe de la boucle fermée d'asservissement. Il permet de remettre s dans le même mode de représentation analogique que le signal e et autorise ainsi de calculer e - s .
Un inconvénient majeur du circuit de la figure 3a asservissant le CAN 10 est le retard temporel du signal s sur le signal e . Ce retard est inhérent au principe de boucle fermée d'asservissement. Son application à un CAN peut constituer un problème sérieux de stabilité par un effet comparable à l'effet Larsen, car les deux opérations de conversion d'analogique en numérique puis de numérique en analogique sont particulièrement coûteuses en temps. Plus précisément, une étude de la stabilité des modulateurs ∑Δ menée par Thaïes a montré que le produit G x B x T, où B est la bande du modulateur et T le retard de la boucle, ne peut pas dépasser une certaine valeur dépendant de la raideur de la réponse fréquencielle du modulateur.
Pour obtenir une boucle stable et comme illustré par la figure 3b, un composant 14 de filtrage à variation de phase minimale est inséré entre le sommateur 12 et l'amplificateur 13 et réalise une opération d'intégration (opération Σ du modulateur). Le composant 14 qui filtre les fréquences élevées en dehors de la bande utile ciblée par le modulateur ∑Δ est réalisé de telle sorte que la réponse en fréquence globale (en amplitude et en phase) de la boucle respecte le critère de stabilité de Nyquist. Il est à noter que le filtrage dans un modulateur ∑Δ fait l'objet d'un brevet déposé par Thaïes.
Ainsi, l'amplificateur 13 et le filtre 14 dans la boucle de contre- réaction de la figure 3b permettent par combinaison de contourner l'inconvénient des CAN classiques : ils permettent d'associer haute fréquence et fine résolution. L'amplificateur 13 comprime le bruit de quantification, donc diminue l'erreur et augmente la précision. Le filtre 14 permet d'augmenter la fréquence en empêchant la boucle de diverger.
L'architecture du circuit de la figure 3b est tout à fait remarquable, car elle applique des principes de montage classiques à des composants très spécifiques, le comportement individuel des composants étant toujours complémentaire des principes de montage. Cela permet à l'ensemble du système de converger de manière plutôt naturelle vers le but recherché.
La figure 4 illustre par une analogie mécanique classique le phénomène de métastabilité : celui du comportement d'une balle 20 au sommet d'une butte 21. Les états stables de la balle 20 sont situés de part et d'autre de la butte 21. Il y a métastabilité si la balle 20 est en haut de la butte 21. En effet, on voit immédiatement que la balle 20 peut, dans certains cas où elle est très près du sommet de la butte 21 , mettre très longtemps avant de rouler vers un côté ou l'autre. En théorie, elle pourrait même mettre un temps infini avant d'atteindre un état stable. Il y a cependant toujours dans la pratique un élément perturbateur qui finit par la faire rouler d'un côté ou de l'autre, comme du vent ou des vibrations.
Tout comme la balle 20 placée exactement au sommet de la butte 21 peut mettre du temps à rouler d'un côté ou de l'autre, lorsque le signal appliqué aux comparateurs du CAN 10 de la figure 3b est trop proche de l'un des seuils de décision, les comparateurs concernés ont des difficultés à décider du niveau logique de leur sortie. Par exemple, si un signal inférieur à 0 est codé -1 et un signal supérieur à 0 est codé +1 , et que le signal appliqué vaut 0+ε avec ε très petit, les comparateurs peuvent ne pas être capables de faire la différence entre 0-ε et 0+ε et donc être incapables de décider entre -1 et 1. C'est ce phénomène que l'on nomme la métastabilité dans le contexte des CAN. Et plus la fréquence de travail est élevée, plus le phénomène s'accentue, car plus les comparateurs ont à se décider vite, et plus ils ont de chance de ne pas être décidé au bout du temps imparti.
Ainsi, certains bits peuvent ne pas être décidés en sortie du CAN 10 au point de bifurcation vers la sortie du modulateur. C'est alors dans ce cas des registres et des buffers de sortie du modulateur, après le CAN 10, qui décident finalement du niveau logique pris en sortie par les bits considérés. Pour cela, ils peuvent par exemple altérer un signal valant 0+ε en un signal valant 0 et donc décider de donner le niveau -1 à un bit non décidé. De cette manière, ils décident du signal numérique s en sortie du modulateur. De la même manière ce sont des registres et la logique de décodage du CNA 1 1 qui décident du niveau logique pris en compte pour commuter les sources de courant du CNA 1 1 et qui décident ainsi du signal numérique s à convertir et à renvoyer, ou à « re-boucler », vers l'entrée du modulateur. Bien entendu ces niveaux dépendent beaucoup des caractéristiques internes des registres, caractéristiques qui varient d'un registre à l'autre. En conséquence rien ne garantit que la décision prise par un registre de sortie de modulateur est cohérente ou homogène de la décision prise par un registre d'entrée de CNA 1 1. 11 est donc possible que le signal analogique renvoyé ou « re-bouclé » vers l'entrée ne corresponde pas fidèlement au signal numérique de sortie. La différence entre ces deux signaux doit être considérée comme une erreur ajoutée par le retour de boucle même si elle trouve son origine dans le fonctionnement du CAN 10.
La figure 5 illustre par un synoptique un exemple de modulateur ΣΔ selon l'invention, à partir des mêmes composants que ceux de la figure 3b et dans un circuit analogue. Par exemple, le CAN 10, le CNA 11 , le sommateur 12 et l'amplificateur 13 de gain G sont assemblés dans une boucle fermée d'asservissement. Le filtre 14 permet de filtrer les fréquences hors bande utile et ainsi de réaliser un modulateur ∑Δ stable. Le signal analogique e est appliqué à l'entrée du modulateur, le signal numérique s se retrouve à la sortie du CAN 10 et est appliqué à l'entrée du CNA 11 de retour de boucle.
L'invention trouve en partie son fondement dans la constatation que la sortie du modulateur tel que décrit par la figure 3b n'est pas placée au bon endroit. Ainsi, sur le plan général, l'exemple de la figure 5 vise à placer la sortie du modulateur au plus près du point de retour de boucle, là où s'effectue la différence avec le signal d'entrée. Ainsi, dans le montage de la figure 5, la sortie du modulateur se trouve par exemple après le CNA 11 de retour de boucle et après un CAN 15. Le CAN 15 exploite le fait que le signal analogique en sortie du CNA 11 est, en tant que conversion d'un signal numérique, un signal échantillonné, quantifié et maintenu. En effet, le signal analogique en sortie du CNA 1 1 présente des niveaux constants sur des périodes de temps identiques, ces périodes correspondant à la fréquence d'échantillonnage du CNA 1 1. Les niveaux sont non seulement constants sur chaque période, mais ne prennent également qu'un nombre fini de valeurs discrètes. Ces valeurs discrètes correspondent aux niveaux de sortie du CNA 1 1 , ces derniers correspondant eux-mêmes aux diverses possibilités de commutation des sources de courant du CNA 1 1 . Le signal analogique en sortie du CNA 1 1 est dit « en escalier ». Le CAN 15 peut ainsi re-convertir ce signal en un signal numérique de sortie de modulateur sans risquer de commettre des erreurs dues au phénomène de rémanence ou au phénomène de métastabilité. En effet, d'une part un signal maintenu ne présente pas, par nature, de variation importante d'amplitude dans un délai très court. Donc il ne se heurte pas à la rémanence des échantillonneurs/bloqueurs. D'autre part, un signal échantillonné et quantifié présente des niveaux discrets et régulièrement espacés, ce qui permet de maximiser l'écart du signal aux seuils de décision. Donc il ne se heurte pas à la métastabilité des comparateurs. La conversion du CAN 15 est donc grandement facilitée : il ne s'agit que de remettre sous forme numérique, c'est-à-dire sous forme de séries de bits, un signal déjà échantillonné et quantifié. Cela peut par exemple être réalisé par un CAN standard. Mais avantageusement, cela peut également être réalisé à faible coût par un CAN bas de gamme sans échantillonneurs/bloqueurs, ceci sans qu'aucune erreur de quantification ne puisse se produire. L'opération de conversion réalisée par le CAN 15 ne fait que restituer l'information numérique déjà présente sur les commutateurs de commande des sources de courant du CNA 1 1 , c'est-à-dire après ultime résolution des problèmes issus de la métastabilité du CAN 10. A ce stade, l'information numérique est sûre de rester inchangée, les commutateurs de commande des sources de courant du CNA 1 1 constituant les dernières couches logiques qui étaient susceptibles de la modifier. Par conséquent, le signal analogique s en entrée du sommateur 12 correspond fidèlement au signal numérique s en sortie du CAN 15, même en cas d'erreur due au phénomène de métastabilité dans le CAN 10. La différence e - s en sortie du sommateur est donc toujours bien représentative de la différence entre l'entrée et la sortie du modulateur, et le principe de la boucle fermée d'amortissement est efficace dans tous les cas. Le modulateur ∑Δ selon l'invention et présenté par la figure 5 contourne donc bien l'inconvénient des modulateurs ΣΔ classiques lié à la métastabilité des CAN. Dans un mode de réalisation moins performant, il peut être envisagé de récupérer, à l'intérieur même du CNA 1 1 de retour de boucle, les tensions de commande des commutateurs des sources de courant et de les transformer en code binaire qui constitue le signal de sortie du modulateur. Ceci évite la double conversion réciproque de numérique en analogique puis d'analogique en numérique de l'exemple de la figure 5. Mais les commutateurs eux-même se trouvent alors encore en aval de la sortie du modulateur et sont donc encore susceptibles d'altérer l'information numérique re-bouclée vers l'entrée. Dans la pratique, une telle mise en œuvre diminue bien le risque de voir les bits non décidés prendre des valeurs différentes dans le signal de sortie du modulateur et dans le signal re-bouclé, mais elle n'annule pas ce risque.
L'invention décrite précédemment a encore pour principal avantage qu'elle réduit au minimum la taille du retour de boucle, c'est-à-dire la portion de circuit entre la sortie du modulateur ΣΔ et l'entrée du sommateur. Cela diminue d'autant tout risque d'écart numérique, quel qu'en soit son origine, entre le signal de sortie et le signal re-bouclé et renforce d'autant l'efficacité de la boucle fermée d'asservissement.
Dans le cas où le nombre de bits renvoyés vers l'entrée diffère du nombre de bits fournis par le CAN, un modulateur ΣΔ à deux sorties est obtenu. La première sortie fournit les LSB et la deuxième sortie fournit les MSB. Les LSB de la première sortie et la différence des MSB entre la première sortie et la deuxième sortie constituent en quelque sorte une nouvelle mesure de l'erreur commise par le modulateur sur la première sortie, dont l'exploitation numérique en vue de réduire le bruit dans la bande utile reste possible sans changement aucun.

Claims

REVENDICATIONS
1. Modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique (e) en un signal numérique (s) à partir d'un convertisseur analogique- numérique (10), le signal numérique de sortie (s) étant soustrait au signal d'entrée (e) après conversion par un convertisseur numérique-analogique (1 1 ) et cette différence étant filtrée et amplifiée d'un facteur élevé à l'entrée du convertisseur analogique-numérique, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen pour affecter dans le signal numérique de sortie du modulateur (s) et dans le signal numérique renvoyé vers l'entrée (e) du modulateur une même valeur à un bit lorsque celui-ci n'est pas décidé en sortie du convertisseur analogique-numérique (10).
2. Modulateur sigma-delta selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la sortie numérique (s) du modulateur est située après qu'une valeur définitives aient été affectées aux bits non décidés pour le signal numérique renvoyé vers l'entrée (e) du modulateur.
3. Modulateur sigma-delta selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal numérique de sortie (s) du modulateur est la conversion en numérique du signal analogique échantillonné, quantifié et maintenu en sortie du convertisseur numérique-analogique (1 1 ).
4. Modulateur sigma-delta selon la revendication 3, caractérisé en ce que la conversion en numérique du signal analogique échantillonné et quantifié est réalisée par un convertisseur analogique-numérique (15).
5. Modulateur sigma-delta selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le signal numérique de sortie (s) du modulateur est obtenu par transformation en code binaire des tensions de commande des commutateurs des sources de courant du convertisseur numérique- analogique (1 1 ).
6. Procédé de modulation sigma-delta permettant de convertir un signal analogique (e) en un signal numérique (s) à partir d'un convertisseur analogique-numérique (10), le signal numérique de sortie (s) étant soustrait au signal d'entrée (e) après conversion par un convertisseur numérique-analogique (1 1 ) et cette différence étant filtrée et amplifiée d'un facteur élevé à l'entrée du convertisseur analogique-numérique, caractérisé en ce que un bit dont la valeur n'est pas décidée en sortie du convertisseur analogique-numérique (10) se voit toutefois affecter la même valeur dans le signal numérique de sortie du modulateur (s) et dans le signal numérique renvoyé vers l'entrée (e) du modulateur.
EP07821928A 2006-10-31 2007-10-26 Modulateur sigma-delta Withdrawn EP2084816A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0609561A FR2907988B1 (fr) 2006-10-31 2006-10-31 Modulateur sigma-delta
PCT/EP2007/061568 WO2008052949A1 (fr) 2006-10-31 2007-10-26 Modulateur sigma-delta

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP2084816A1 true EP2084816A1 (fr) 2009-08-05

Family

ID=38068530

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP07821928A Withdrawn EP2084816A1 (fr) 2006-10-31 2007-10-26 Modulateur sigma-delta

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8102290B2 (fr)
EP (1) EP2084816A1 (fr)
FR (1) FR2907988B1 (fr)
WO (1) WO2008052949A1 (fr)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2938083B1 (fr) * 2008-10-31 2013-03-29 Thales Sa Procede d'amelioration de la resolution et de correction des distorsions pour modulateur sigma-delta et modulateur sigma-delta mettant en oeuvre le procede

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63248222A (ja) * 1987-04-03 1988-10-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> デルタ・シグマ形ａ／ｄ変換器
JP3813256B2 (ja) * 1996-09-06 2006-08-23 日本バーブラウン株式会社 関数演算回路用の波形整形回路
US5907299A (en) * 1996-10-23 1999-05-25 Sonix Technologies, Inc. Analog-to digital converter with delta-sigma modulator
WO2000069078A1 (fr) * 1999-05-05 2000-11-16 Infineon Technologies Ag Ensemble convertisseur sigma-delta-analogique/numerique
IT1315978B1 (it) * 2000-07-31 2003-03-26 St Microelectronics Srl Metodo per ripristinare la stabilita' di un modulatore sigma-delta ecircuito per mettere in pratica tale metodo.
US6839011B1 (en) * 2003-03-31 2005-01-04 Freescale Semiconductor, Inc. System and method of filtering in an integration system
US6930624B2 (en) * 2003-10-31 2005-08-16 Texas Instruments Incorporated Continuous time fourth order delta sigma analog-to-digital converter
US6998910B2 (en) * 2004-01-22 2006-02-14 Texas Instruments Incorporated Amplifier using delta-sigma modulation
US8462030B2 (en) * 2004-04-27 2013-06-11 Texas Instruments Incorporated Programmable loop filter for use with a sigma delta analog-to-digital converter and method of programming the same
US7268715B2 (en) * 2004-10-29 2007-09-11 Freescale Semiconductor, Inc. Gain control in a signal path with sigma-delta analog-to-digital conversion
JP2006140600A (ja) * 2004-11-10 2006-06-01 Fujitsu Ltd シグマデルタａ／ｄ変換器
US7362247B2 (en) * 2005-05-06 2008-04-22 Agere Systems Inc. Digital correction of nonlinearity errors of multibit delta-sigma digital to analog converters
JP2009518882A (ja) * 2005-12-06 2009-05-07 エヌエックスピー ビー ヴィ シグマ・デルタ型のアナログ‐デジタル変換器
DE602005015472D1 (de) * 2005-12-22 2009-08-27 Ericsson Telefon Ab L M Einstellung des Eingangssignalpegels eines Sigma-Delta Wandlers
US7362252B1 (en) * 2007-01-25 2008-04-22 Mstar Semiconductor, Inc. Bandwidth tunable sigma-delta ADC modulator
FI20075299A0 (fi) * 2007-04-30 2007-04-30 Nokia Corp A/D-muuntimen ja vastaanottimen suorituskyvyn parantaminen
US7768433B2 (en) * 2007-07-16 2010-08-03 Qualcomm Incorporated Dynamic slew rate control based on a feedback signal
US7893855B2 (en) * 2008-09-16 2011-02-22 Mediatek Inc. Delta-sigma analog-to-digital converter
US7852249B2 (en) * 2009-02-27 2010-12-14 Freescale Semiconductor, Inc. Sigma-delta modulator with digitally filtered delay compensation

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2008052949A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR2907988A1 (fr) 2008-05-02
WO2008052949A1 (fr) 2008-05-08
US8102290B2 (en) 2012-01-24
FR2907988B1 (fr) 2009-01-23
US20090322576A1 (en) 2009-12-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0617516B1 (fr) Modulateur du type sigma-delta avec réjection améliorée de sons et procédé correspondant
EP1488525B1 (fr) Systeme et procede permettant d&#39;obtenir une modulation sigma-delta adaptive
JP4261585B2 (ja) デルタシグマ・アナログデジタル変換器
BE897704A (fr) Appareil a signaux analogiques et numeriques
EP2460275B1 (fr) Correction des défauts analogiques dans des convertisseurs analogiques/numériques parallèles, notamment pour des applications multistandards, radio logicielle et/ou radio-cognitive
US5030952A (en) Sigma-delta type analog to digital converter with trimmed output and feedback
FR2922388A1 (fr) Quantificateur, convertisseur analogique-numerique comprenant un tel quantificateur, et recepteur ultra-large bande integrant un tel convertisseur
US20040113824A1 (en) Accumulator for adaptive Sigma-Delta modulation
WO2009153449A2 (fr) Amplificateur numerique classe d configure pour mettre en forme des non-idealites d&#39;un signal de sortie
JP3785361B2 (ja) Δςモジュレータ、ａ／ｄコンバータおよびｄ／ａコンバータ
JP4649777B2 (ja) デルタシグマ変調装置及び方法、並びにデジタル信号処理装置及び方法
EP2084816A1 (fr) Modulateur sigma-delta
EP3276833A1 (fr) Convertisseur sigma-delta à haute linéarité
EP1137190B1 (fr) Système de correction du CNA pour modulateur delta-sigma
WO2008052948A1 (fr) Dispositif de boucle fermee d&#39;asservissement et modulateur sigma-delta
EP2342828B1 (fr) Procédé d&#39;amelioration de la resolution et de correction des distorsions pour modulateur sigma-delta et modulateur sigma-delta mettant en oeuvre le procédé
EP1192718A1 (fr) Procede et systeme de compensation de la non-linearite d&#39;un convertisseur analogique-numerique sigma-delta
EP1077530B1 (fr) Procédé et dispositif de conversion d&#39;un signal analogique en un signal numérique avec contrôle automatique de gain
EP1156586B1 (fr) Convertisseur analogique-numérique pipeline avec mise en forme de bruit
FR2730590A1 (fr) Procede et appareil pour reduire et bruit de quantification
FR3139256A1 (fr) Système multivoies d’émission et/ou de réception comprenant au moins N voies de traitement parallèles et procédé de décorrélation des bruits de quantification dans un tel système
KR20050122260A (ko) 시그마-델타 변조기
EP1855384B1 (fr) Accumulateur pour modulation sigma-delta adaptative
WO2018115066A1 (fr) Encodeur numérique pour signaux modulés, et dispositif de génération d&#39;un signal analogique associé
WO2009150350A2 (fr) Convertisseur sigma-delta

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20090429

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL PL PT RO SE SI SK TR

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
17Q First examination report despatched

Effective date: 20110527

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20120411