EP1801910A1 - Koaxialer Wellenwiederstandstransformator - Google Patents

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EP1801910A1
EP1801910A1 EP06023354A EP06023354A EP1801910A1 EP 1801910 A1 EP1801910 A1 EP 1801910A1 EP 06023354 A EP06023354 A EP 06023354A EP 06023354 A EP06023354 A EP 06023354A EP 1801910 A1 EP1801910 A1 EP 1801910A1
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EP
European Patent Office
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stage
inner conductor
characteristic impedance
conductor
line
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EP06023354A
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Werner Wild
Jürgen Breidbach
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Spinner GmbH
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Spinner GmbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports

Definitions

  • the invention relates to a coaxial characteristic impedance transformer for dividing RF power at a first terminal to n second terminals (n ⁇ 2) located in the same radial plane by multi-stage, serial transformation by means of ⁇ / 4 lines.
  • Such characteristic impedance transformers whose principle is known, for example, from Meinke Gundlbach “Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", 5th edition, section L4, L5, in particular for possible wave resistance correct and thus reflection-free, uniform distribution of a fed via an incoming coaxial RF energy to two or more outgoing coaxial lines used, which have the same characteristic impedance of typically 50 ⁇ as the incoming coaxial line.
  • Such characteristic impedance transformers are also referred to as distributors or splitters. They typically include multiple stages of transformation, each consisting of a coaxial line section having approximately a mechanical length of ⁇ / 4 ( ⁇ is the wavelength of the operating or center frequency).
  • a characteristic impedance transformer should be as low-reflection as possible, ie a low VSWR in particular at the first connection.
  • acceptable VSWR values at sufficient bandwidth require at least three, and at the same time demand for high bandwidth four or more transformation levels.
  • known characteristic impedance transformers build very long. Their (theoretical) length is at a minimum equal to n ⁇ ⁇ / 4, ie proportional to the number n of the transformation stages.
  • the invention has for its object to provide a characteristic impedance transformer of the type mentioned in the introduction, which builds much shorter without affecting its electrical characteristics.
  • This object is achieved in a generic characteristic impedance transformer in that the ⁇ / 4 lines between the first terminal and the second terminals are at least partially arranged concentrically surrounding.
  • the basic idea of the invention is thus to use the outer conductor of the first ⁇ / 4 line at least over part of its length as inner conductor of the second ⁇ / 4 line and its outer conductor as inner conductor of the third ⁇ / 4 line, etc. This allows short-lived embodiments of the characteristic impedance transformer.
  • the ⁇ / 4 lines can in particular be arranged concentrically with one another such that the open end of a ⁇ / 4 line forms the beginning of the next ⁇ / 4 line.
  • the electromagnetic wave propagates in at least one of the transformation stages, i. the corresponding, approximately ⁇ / 4 long line section, in a first volume in one direction and in a second volume surrounding the first volume in the opposite direction.
  • a compact four-stage characteristic impedance transformer that builds only a little longer than eg a three-stage embodiment but may have the same diameter is achieved when the first-stage inner conductor has a first diameter and together with a first-stage outer conductor has a first ⁇ / 4 -Leitung forms that an extension of this inner conductor having a second, larger diameter together with the inner circumferential surface of the same outer conductor forms the first portion of the second stage, the second portion of the outer circumferential surface of the outer conductor of the first stage having a first outer diameter as a second inner conductor together with the inner circumferential surface of a surrounding hollow cylinder as a second outer conductor, that adjoins this second stage, a portion of the outer conductor having a second, larger outer diameter than the inner conductor, which together with the inner surface of the surrounding Hohlzyl Inderders forms the first portion of the third stage, the second portion of the outer circumferential surface of the surrounding hollow cylinder with a first Outer diameter as the third inner conductor together with
  • a greater bandwidth and a more even course of the reflection factor as a function of the frequency can be achieved if the inner conductor of the first terminal has a trained as compensating ⁇ / 4 idle line, concentric and isolated in the inner conductor of the first ⁇ / 4 line recorded inner conductor ,
  • a further improvement in the same sense is achieved when connected to the connection point of the inner conductor of the second terminals of the inner conductor of a compensating ⁇ / 4 short-circuit line.
  • Fig. 1 shows the known principle of a four-stage characteristic impedance transformer for transforming or adapting a low characteristic impedance Z (L5) to a higher characteristic impedance Z (L0) by four successive, about ⁇ / 4-long line sections L1 to L4 with gradually decreasing characteristic impedance Z (L1 ) to Z (L4).
  • a ⁇ / 4 open-circuit line LL is additionally integrated in the first stage L1, and a ⁇ / 4 short-circuit line KL is connected to the end of the fourth stage L4.
  • the characteristic impedance Z (L5) which is lower in comparison to Z (L0), arises in the case of a power distributor or splitter by coaxial lines (not shown) connected in parallel to the last transformation stage L4, which are, for example, the feeders of a corresponding number of antennas.
  • FIG. 2 and 3 show in longitudinal section and in a cross section along the line III-III in Fig. 2 a Four-stage characteristic impedance transformer for uniform distribution of the fed via a coaxial line at a first terminal K1 RF power to three second terminals K2 to K4.
  • An inner conductor IL1 and an outer conductor AL1 together form a first transformation stage L1 with the characteristic impedance Z (L1) and a length of approximately ⁇ / 4.
  • the outer diameter of IL1 and the inner diameter of AL1 and the exact length can be calculated as well as the corresponding sizes of the following transformation stages using the aforementioned software APLAC.
  • the inner conductor IL1 in turn concentrically receives an inner conductor IL0, which together with the inner surface of the inner conductor IL1 and a dielectric D forms an idle line LL, which is slightly shorter than ⁇ / 4 and serves as frequency response compensation, as in the case of FIG.
  • LL idle line
  • At this first stage L1 is followed by a second stage L2 with the characteristic impedance Z (L2).
  • the inner conductor IL2 has a larger outer diameter than IL1 in order to achieve the smaller Z (L2) in relation to Z (L1).
  • the open end of the outer conductor AL2 of the stage L2 is also the beginning of the stage L3 with the even lower characteristic impedance Z (L3).
  • This stage L3 has as inner conductor IL3 the outer surface of this outer conductor AL2 and as outer conductor the inner surface of a L2 enclosing cup-shaped hollow cylinder H. Its open end forms analogous to the structure of the stage L2, the end of the stage L3 and the beginning of the stage L4 the even lower characteristic impedance Z (L4).
  • the RF energy accordingly changes at the open end of the outer conductor AL2 and at the open end of the hollow cylinder H respectively the direction of propagation.
  • the outer surface of the hollow cylinder H forms the inner conductor IL4 of the stage L4 and the inner circumferential surface of the housing G of the characteristic impedance transformer forms the outer conductor AL4.
  • the RF energy distributes uniformly to the second connections K2 to K4, the inner conductors of which are contacted with a bottom B terminating the hollow cylinder H on one side.
  • the housing G is extended beyond the region of the terminals K2 to K4 and forms together with a coaxial extension of the inner conductor IL2 through the bottom B of the hollow cylinder H through an approximately ⁇ / 4-long short-circuit line KL, again analogous to the corresponding Short-circuit line in the schematic of FIG. 1.
  • Fig. 4 shows a three-stage embodiment of the characteristic impedance transformer.
  • the housing G has the same diameter as the housing G in Fig. 2, so that the cut-off wavelength for both embodiments is the same (beyond the approximated by the inner diameter of the housing specific cut-off wavelength formed in coaxial systems unwanted high order wave modes).
  • the three-stage embodiment of FIG. 4 differs in principle only by the absence of the fourth stage enough space is available to the first stage L1 including the idle line LL in the housing G. accommodate.
  • the compensating line LL are nested concentrically.
  • Fig. 5 is an embodiment similar to FIG. 4 and with the same or corresponding reference numerals, but with four transformation stages L1 to L4.
  • the stages L1 to L4 are not only concentrically nested but the stages L2 and L3 additionally folded.
  • the step L2 thus has a first inner conductor section IL2 ', which has a larger outer diameter than the inner conductor IL1 of the first stage L1.
  • the second inner conductor section IL2 "consists of the outer lateral surface of the (extended) outer conductor AL1 of the first stage L1.
  • this lateral surface has a larger outer diameter than in the region of IL2" and thus forms the first section IL3 'of the third stage L3.
  • the second section IL3 "forms the outer surface of the hollow cylinder H with a first diameter, followed by the step L4, which is constructed like the step L4 in the embodiment according to FIG.
  • the diagram in FIG. 6 shows the frequency-dependent profile of the reflection factor of the characteristic impedance transformer in the embodiment according to FIG. 5.
  • the graph in FIG. 7 shows the frequency-dependent course of the reflection factor for the three-stage characteristic impedance transformer according to FIG. 4.
  • the comparison of the two diagrams shows that the three-stage characteristic impedance transformer has a wide bandwidth of approximately 370 to 2,560 MHz, in which the reflection factor is below 0 , 06 remains that this bandwidth, however, in four-stage execution again increased to 280 to 2,700 MHz.

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  • Waveguides (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Electrotherapy Devices (AREA)
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Abstract

Ein koaxialer Wellenwiderstandstransformator zur Aufteilung von HF-Leistung an einem ersten Anschluss (K1) auf n zweite, in der gleichen Radialebene liegende Anschlüsse (K2) durch mehrstufige, serielle Transformation mittels λ/4-Leitungen baut besonders kurz, wenn die λ/4-Leitungen zwischen dem ersten Anschluss (K1) und den zweiten Anschlüssen (K2) zumindest teilweise sich konzentrisch umgebend angeordnet sind.

Description

  • Die Erfindung betrifft einen koaxialen Wellenwiderstandstransformator zur Aufteilung von HF-Leistung an einem ersten Anschluss auf n zweite, in der gleichen Radialebene liegende Anschlüsse (n ≥ 2) durch mehrstufige, serielle Transformation mittels λ/4-Leitungen.
  • Solche Wellenwiderstandstransformatoren, deren Prinzip beispielsweise aus Meinke Gundlbach "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", 5. Auflage, Abschnitt L4, L5 bekannt ist, werden insbesondere zur möglichst wellenwiderstandsrichtigen und damit reflexionsfreien, gleichmäßigen Aufteilung einer über eine ankommende Koaxialleitung eingespeisten HF-Energie auf zwei oder mehr abgehende Koaxialleitungen benutzt, die den gleichen Wellenwiderstand von in der Regel 50 Ω wie die ankommende Koaxialleitung haben. Derartige Wellenwiderstandstransformatoren werden auch als Verteiler oder Splitter bezeichnet. Sie umfassen in der Regel mehrere Transformationsstufen, von denen jede aus einem koaxialen Leitungsabschnitt besteht, der näherungsweise eine mechanische Länge von λ/4 hat (λ ist die Wellenlänge der Betriebs- oder Mittenfrequenz). Zur Berechnung der genauen Länge sowie der Durchmesser von Innenleiter und Aussenleiter der Leitungsabschnitte steht eine als APLAC bekannte und im Handel erhältliche Software zur Verfügung. Im Folgenden und in den Patentansprüchen werden die einzelnen Leitungsabschnitte daher nur der Kürze halber als λ/4-Leitungen bezeichnet.
  • Grundsätzlich soll ein Wellenwiderstandstransformator möglichst reflexionsarm sein, d.h. ein niedriges VSWR insbesondere am ersten Anschluss haben. Akzeptable VSWR-Werte bei ausreichender Bandbreit erfordern jedoch mindestens drei, bei gleichzeitiger Forderung nach großer Bandbreite vier oder mehr Transformationsstufen. Weil die transformierenden Leitungsabschnitte nicht nur elektrisch in Serie sondern auch mechanisch hintereinander liegen, bauen bekannte Wellenwiderstandstransformatoren sehr lang. Ihre (theoretische) Länge ist im Minimum gleich n·λ/4, also proportional zur Anzahl n der Transformationsstufen.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wellenwiderstandstransformator der einleitend angegebenen Gattung zu schaffen, der ohne Beeinträchtigung seiner elektrischen Kennwerte wesentlich kürzer baut.
  • Diese Aufgabe ist bei einem gattungsgemäßen Wellenwiderstandstransformator dadurch gelöst, dass die λ/4-Leitungen zwischen dem ersten Anschluss und den zweiten Anschlüssen zumindest teilweise sich konzentrisch umgebend angeordnet sind.
  • Der Grundgedanke der Erfindung besteht somit darin, den Aussenleiter der ersten λ/4-Leitung mindestens über einen Teil seiner Länge als Innenleiter der zweiten λ/4-Leitung und deren Aussenleiter wiederum als Innenleiter der dritten λ/4-Leitung zu verwenden, usw.. Dies ermöglicht kurz bauende Ausführungsformen des Wellenwiderstandstransformators.
  • Die λ/4-Leitungen können insbesondere derart konzentrisch zueinander angeordnet sein, dass das offene Ende einer λ/4-Leitung den Anfang der nächstfolgenden λ/4-Leitung bildet.
  • Wenn die λ/4-Leitungen derart konzentrisch zueinander angeordnet sind, dass die elektromagnetische Welle sich von λ/4-Leitung zu λ/4-Leitung gegensinnig fortpflanzt, ist die (theoretische) Länge des Wellenwiderstandstransformators - unabhängig von der Anzahl der Stufen - somit nicht wesentlich größer als λ/4 solange keine ergänzenden Kompensationen zur Erhöhung der Bandbreite notwendig sind.
  • Eine Vergrößerung der Anzahl der Stufen ohne wesentliche Vergrößerung des Durchmessers des Wellenwiderstandstransformator ist dann erzielbar, wenn mindestens eine der λ/4-Leitungen derart gefaltet ist, dass sie mit einem Teil ihrer Länge den verbleibenden Teil ihrer Länge konzentrisch umgibt. In dieser Ausführungsform pflanzt sich also die elektromagnetische Welle in mindestens einer der Transformationsstufen, d.h. dem entsprechenden, etwa λ/4 langen Leitungsabschnitt, in einem ersten Volumen in der einen Richtung und in einem zweiten, das erste Volumen umgebenden Volumen in der entgegengesetzten Richtung fort.
  • Ein kompakter vierstufiger Wellenwiderstandstransformator, der nur wenig länger als z.B. eine dreistufige Ausführungsform baut, jedoch den gleichen Durchmesser haben kann, wird dann erzielt, wenn der Innenleiter der ersten Stufe einen ersten Durchmesser hat und zusammen mit einem Außenleiter der ersten Stufe eine erste λ/4-Leitung bildet, dass eine Verlängerung dieses Innenleiters mit einem zweiten, größeren Durchmesser zusammen mit der inneren Mantelfläche des gleichen Außenleiter den ersten Abschnitt der zweiten Stufe bildet, deren zweiter Abschnitt aus der äußeren Mantelfläche des Außenleiters der ersten Stufe mit einem ersten Außendurchmesser als zweitem Innenleiter zusammen mit der inneren Mantelfläche eines umgebenden Hohlzylinders als zweitem Außenleiter besteht, dass sich an diese zweite Stufe ein Abschnitt des Aussenleites mit einem zweiten, größeren Außendurchmesser als Innenleiter anschließt, der zusammen mit der inneren Mantelfläche des umgebenden Hohlzylinders den ersten Abschnitt der dritten Stufe bildet, deren zweiter Abschnitt aus der äußeren Mantelfläche des umgebenden Hohlzylinders mit einem ersten Außendurchmesser als drittem Innenleiter zusammen mit der inneren Mantelfläche eines hohlzylindrischen Gehäuses besteht, woran sich die vierte Stufe anschließt, die aus einem zweiten Abschnitt des umgebenden Hohlzylinders mit einem zweiten, größeren Außendurchmesser als viertem Innenleiter zusammen mit der inneren Mantelfläche des hohlzylindrischen Gehäuses als Aussenleiter besteht, wobei der umgebende Hohlzylinder mit den Innenleitern der zweiten Anschlüsse verbunden ist. Die in dieser Weise verwirklichte Faltung der zweiten und der dritten Stufe vermeidet, den Gehäusedurchmesser zur Unterbringung der vierten Stufe vergrößern zu müssen, wodurch die Grenzfrequenz sinken würde.
  • Eine größere Bandbreite und ein ebenerer Verlauf des Reflexionsfaktors in Abhängigkeit von der Frequenz läßt sich erzielen, wenn der Innenleiter des ersten Anschlusses einen als kompensierende λ/4-Leerlaufleitung ausgebildeten, konzentrisch und isoliert in dem Innenleiter der ersten λ/4-Leitung aufgenommenen Innenleiter hat.
  • Eine weitere Verbesserung im gleichen Sinn wird dann erzielt, wenn an den Verbindungspunkt der Innenleiter der zweiten Anschlüsse der Innenleiter einer kompensierenden λ/4-Kurzschlussleitung angeschlossen ist.
  • Der Wellenwiderstandstransformator nach der Erfindung wird nachfolgend an Hand der Zeichnung erläutert, die schematisch vereinfachte Ausführungsbeispiele und ergänzende Diagramme umfasst. Es zeigt:
    • Fig. 1
    das an sich bekannte Prinzip eines koaxialen Wellenwiderstandstransformators,
    Fig. 2
    eine vierstufige Ausführungsform des Wellenwiderstandstransformators nach der Erfindung, im Längsschnitt,
    Fig. 3
    einen Querschnitt entsprechend der Linie III-III in Fig. 2,
    Fig. 4
    eine dreistufige Ausführungsform im Längsschnitt,
    Fig. 5
    eine weitere vierstufige Ausführungsform im Längsschnitt
    Fig. 6
    den frequenzabhängigen Verlauf des Reflexionsfaktors des vierstufigen Wellenwiderstandstransformators gemäß Fig. 4,
    Fig. 7
    den frequenzabhängigen Verlauf des Reflexionsfaktors des dreistufigen Wellenwiderstandstransformators gemäß Fig. 5.
  • Fig. 1 zeigt das bekannte Prinzip eines vierstufigen Wellenwiderstandstransformators zur Transformation oder Anpassung eines niedrigen Wellenwiderstandes Z(L5) an einen höheren Wellenwiderstand Z(L0) durch vier aufeinanderfolgende, etwa λ/4-lange Leitungsabschnitte L1 bis L4 mit stufenweise abnehmenden Wellenwiderständen Z(L1) bis Z(L4). Zur Vergrößerung der Bandbreite und zur Glättung des Verlaufs des Reflexionsfaktors in Abhängigkeit von der Frequenz ist in die erste Stufe L1 zusätzlich eine λ/4-Leerlaufleitung LL integriert und an das Ende der vierten Stufe L4 eine λ/4-Kurzschlussleitung KL angeschlossen. Der im Vergleich zu Z(L0) niedrigere Wellenwiderstand Z(L5) entsteht im Fall eines Leistungsverteilers oder Splitters durch an die letzte Transformationsstufe L4 parallel angeschlossene Koaxialleitungen (nicht dargestellt), die beispielsweise die Speiseleitungen einer entsprechenden Anzahl von Antennen sind.
  • Die Fig. 2 und 3 zeigen im Längsschnitt und in einem Querschnitt entsprechend der Linie III-III in Fig. 2 einen vierstufigen Wellenwiderstandstransformator zur gleichmäßigen Aufteilung der über eine Koaxialleitung an einem ersten Anschluss K1 eingespeisten HF-Leistung auf drei zweite Anschlüsse K2 bis K4. Ein Innenleiter IL1 und ein Aussenleiter AL1 bilden zusammen eine erste Transformationsstufe L1 mit dem Wellenwiderstand Z(L1) und einer Länge von etwa λ/4. Der Aussendurchmesser von IL1 und der Innendurchmesser von AL1 sowie die genaue Länge lassen sich ebenso wie die entsprechenden Größen der folgenden Transformationsstufen mittels der schon genannten Software APLAC errechnen. Der Innenleiter IL1 nimmt seinerseits konzentrisch einen Innenleiter IL0 auf, der zusammen mit der inneren Mantelfläche des Innenleiters IL1 und einem Dielektrikum D eine Leerlaufleitung LL bildet, die etwas kürzer als λ/4 ist und wie im Fall der Fig. 1 als Frequenzgangkompensation dient. An diese erste Stufe L1 schließt sich eine zweite Stufe L2 mit dem Wellenwiderstand Z(L2) an. Bei gleichem Innendurchmesser deren Aussenleiters AL2 wie AL1 hat der Innenleiter IL2 zur Erzielung des im Verhältnis zu Z(L1) kleineren Z(L2) einen größeren Außendurchmesser als IL1.
  • Das offene Ende des Aussenleiters AL2 der Stufe L2 ist gleichzeitig der Anfang der Stufe L3 mit dem nochmals niedrigeren Wellenwiderstand Z(L3). Diese Stufe L3 hat als Innenleiter IL3 die äußere Mantelfläche dieses Aussenleiteres AL2 und als Aussenleiter die innere Mantelfläche eines die Stufe L2 umschließenden topfförmigen Hohlzylinders H. Dessen offenes Ende bildet analog dem Aufbau der Stufe L2 das Ende der Stufe L3 und den Anfang der Stufe L4 mit dem nochmals niedrigeren Wellenwiderstand Z(L4). Die HF-Energie wechselt dementsprechend am offenen Ende des Aussenleiters AL2 und am offenen Ende des Hohlzylinders H jeweils die Fortpflanzungsrichtung. Die äußere Mantelfläche des Hohlzylinders H bildet den Innenleiter IL4 der Stufe L4 und die innere Mantelfläche des Gehäuses G des Wellenwiderstandstransformators bildet deren Aussenleiter AL4. Am Ende der Stufe L4 verteilt sich die HF-Energie gleichmäßig auf die zweiten Anschlusse K2 bis K4, deren Innenleiter mit einem den Hohlzylinder H einseitig abschließenden Boden B kontaktiert sind.
  • Zur weiteren Frequenzgangkompensation ist das Gehäuse G über den Bereich der Anschlüsse K2 bis K4 hinaus verlängert und bildet zusammen mit einer koaxialen Verlängerung des Innleiter IL2 durch den Boden B des Hohlzylinders H hindurch eine etwa λ/4-lange Kurzschlussleitung KL, wiederum analog zu der entsprechenden Kurzschlussleitung in dem Schemabild der Fig. 1.
  • Bei geringeren Anforderungen an die Bandbreite kann auf die Kurzschlussleitung KL und/oder die Leerlaufleitung LL verzichtet werden. Wenn in diesem Sinn die Kurzschlussleitung KL entbehrlich ist, baut der Wellenwiderstandstransformator noch erheblich kürzer.
  • Fig. 4 zeigt eine dreistufige Ausführungsform des Wellenwiderstandstransformators. Es gelten die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2. Das Gehäuse G hat den selben Durchmesser wie das Gehäuse G in Fig. 2, so dass die Grenzwellenlänge für beide Ausführungsformen die gleiche ist (jenseits der näherungweise durch den Innendurchmesser des Gehäuses bestimmten Grenzwellenlänge entstehen in koaxialen Systemen unerwünschte Wellenmoden höherer Ordnung). Von der vierstufigen Ausführungsform nach Fig. 2 unterscheidet sich die dreistufige Ausführungsform nach Fig. 4 im Prinzip nur dadurch, dass durch den Verzicht auf die vierte Stufe genügend Raum zur Verfügung steht, um auch die erste Stufe L1 einschließlich der Leerlaufleitung LL in dem Gehäuse G unterzubringen. Somit sind nicht nur alle Stufen L1 bis L3 und damit die sie bildenden λ/4-Leitungen sondern auch die kompensierende Leitung LL konzentrisch ineinander geschachtelt.
  • In Fig. 5 ist eine Ausführungsform ähnlich Fig. 4 und mit gleichen bzw entsprechenden Bezugszeichen dargestellt, jedoch mit vier Transformationsstufen L1 bis L4. Um diese vier Stufen L1 bis L4 in einem Gehäuse G1 unterbringen zu können, das den gleichen Innendurchmesser wie das Gehäuse G in Fig. 4 hat, sind bei dieser Ausführungsform die Stufen L1 bis L4 nicht nur konzentrisch ineinander geschachtelt sondern die Stufen L2 und L3 sind zusätzlich gefaltet. Die Stufe L2 hat also einen ersten Innenleiterabschnitt IL2', der einen größeren Aussendurchmesser als der Innenleiter IL1 der ersten Stufe L1 hat. Der zweite Innenleiterabschnitt IL2" besteht aus der äußeren Mantelfläche des (verlängerten) Aussenleiters AL1 der ersten Stufe L1. Am Beginn der dritten Stufe L3 hat diese Mantelfläche einen größeren Aussendurchmesser als im Bereich von IL2" und bildet damit den ersten Abschnitt IL3' der dritten Stufe L3. Den zweiten Abschnitt IL3" bildet die äußere Mantelfläche des Hohlzylinders H mit einem ersten Durchmesser. Daran schließt sich die Stufe L4 an, die wie die Stufe L4 in der Ausführungsform nach Fig. 2 aufgebaut ist.
  • Das Diagramm in Fig. 6 zeigt den frequenzabhängigen Verlauf des Reflexionsfaktors des Wellenwiderstandstransformators in der Ausführungsform nach Fig. 5.
  • Das Diagramm in Fig. 7 zeigt den frequenzabhängigen Verlauf des Reflexionsfaktors für den dreistufigen Wellenwiderstandstransformator nach Fig. 4. Der Vergleich der beiden Diagramme läßt erkennen, dass der dreistufige Wellenwiderstandstransformator eine große Bandbreite von etwa 370 bis 2.560 MHz hat, in dem der Reflexionsfaktor unter 0,06 bleibt, dass sich diese Bandbreite jedoch bei vierstufiger Ausführung nochmals auf 280 bis 2.700 MHz vergrößert.

Claims (7)

  1. Koaxialer Wellenwiderstandstransformator zur Aufteilung von HF-Leistung an einem ersten Anschluss (K1) auf n (n ≥ 2) zweite, in der gleichen Radialebene liegende Anschlüsse (K2 bis K4) durch mehrstufige, serielle Transformation mittels λ/4-Leitungen (L1 bis L4) dadurch gekennzeichnet, dass die λ/4-Leitungen (L1 bis L4) zwischen dem ersten Anschluss (K1) und den zweiten Anschlüssen (K2 bis K4) zumindest teilweise sich konzentrisch umgebend angeordnet sind.
  2. Widerstandstransformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die λ/4-Leitungen (L1 bis L4) derart konzentrisch zueinander angeordnet sind, dass das jeweils offene Ende einer λ/4-Leitung den Anfang der nächstfolgenden λ/4 -Leitung bildet.
  3. Wellenwiderstandstransformator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die λ/4-Leitungen derart konzentrisch zueinander angeordnet sind, dass die elektromagnetische Welle sich von λ/4-Leitung zu λ/4-Leitung gegensinnig fortpflanzt.
  4. Wellenwiderstandstransformator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens eine der λ/4-Leitungen (L2, L3) derart gefaltet ist, dass sie mit einem Teil ihrer Länge den verbleibenden Teil ihrer Länge konzentrisch umgibt.
  5. Wellenwiderstandstransformator nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Innenleiter (IL1) der ersten Stufe (L1) einen ersten Durchmesser hat und zusammen mit einem Außenleiter (AL1) der ersten Stufe eine erste λ/4-Leitung (L1) bildet, dass eine Verlängerung dieses Innenleiters (IL1) mit einem zweiten, größeren Durchmesser (IL2') zusammen mit der inneren Mantelfläche des gleichen Außenleiter (AL1) den ersten Abschnitt der zweiten Stufe (L2) bildet, deren zweiter Abschnitt aus der äußeren Mantelfläche des Außenleiters (AL1) der ersten Stufe mit einem ersten Außendurchmesser als zweitem Innenleiter (IL") zusammen mit der inneren Mantelfläche eines umgebenden Hohlzylinders (H) als zweitem Außenleiter (AL2") besteht, dass sich an diese zweite Stufe (L2) ein Abschnitt des Aussenleites (AL1) mit einem zweiten, größeren Außendurchmesser als Innenleiter (IL3') anschließt, der zusammen mit der inneren Mantelfläche des umgebenden Hohlzylinders (H) den ersten Abschnitt der dritten Stufe (L3) bildet, deren zweiter Abschnitt aus der äußeren Mantelfläche des umgebenden Hohlzylinders (H) mit einem ersten Außendurchmesser als drittem Innenleiter (IL3') zusammen mit der inneren Mantelfläche eines hohlzylindrischen Gehäuses (G) besteht, woran sich die vierte Stufe (L4) anschließt, die aus einem zweiten Abschnitt des umgebenden Hohlzylinders (H) mit einem zweiten, größeren Außendurchmesser als viertem Innenleiter (IL4) zusammen mit der inneren Mantelfläche des hohlzylindrischen Gehäuses (G) als Aussenleiter besteht, wobei der umgebende Hohlzylinder (H) mit den Innenleitern der zweiten Anschlüsse (K2 bis K4) verbunden ist.
  6. Wellenwiderstandstransformator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass auf den Innenleiter des ersten Anschlusses (K1) ein als kompensierende λ/4-Leerlaufleitung (LL) ausgebildeter, konzentrisch und isoliert in dem Innenleiter (IL1) der ersten Stufe (L1) aufgenommener Innenleiter (IL0) folgt.
  7. Wellenwiderstandstransformator nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass an den Verbindungspunkt der Innenleiter der zweiten Anschlüsse (K2 bis K4) der Innenleiter einer kompensierenden λ/4-Kurzschlussleitung (KL) angeschlossen ist.
EP06023354A 2005-12-22 2006-11-09 Koaxialer Wellenwiderstandstransformator Not-in-force EP1801910B1 (de)

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US (1) US7535317B2 (de)
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