EP1590990A1 - Verfahren und system eines induktionsofens oder induktors - Google Patents

Verfahren und system eines induktionsofens oder induktors

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EP1590990A1
EP1590990A1 EP03815695A EP03815695A EP1590990A1 EP 1590990 A1 EP1590990 A1 EP 1590990A1 EP 03815695 A EP03815695 A EP 03815695A EP 03815695 A EP03815695 A EP 03815695A EP 1590990 A1 EP1590990 A1 EP 1590990A1
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EP
European Patent Office
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voltage
load
modulation factor
semiconductor switches
circuit
Prior art date
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Application number
EP03815695A
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English (en)
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EP1590990B1 (de
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Robert Ibach
Jan Fabianowski
Maciej A. Dzieniakowski
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ABP Induction Systems GmbH
Original Assignee
ABB Patent GmbH
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Publication date
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Publication of EP1590990B1 publication Critical patent/EP1590990B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/04—Sources of current
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/067—Control, e.g. of temperature, of power for melting furnaces

Definitions

  • the invention relates to a method for feeding an induction furnace or inductor according to the preamble of claim 1.
  • DE 199 26 198 A1 discloses the use of self-commutated voltage intermediate circuit converters (pulse-width modulated inverters with voltage intermediate circuit), each consisting of one or more rectifiers and one or more inverters, for the power supply of induction furnaces and inductors for inductive melting and inductive heating.
  • a switching frequency is used for the inverters that is greater than the basic frequency of the respective output current.
  • the inverters are connected to the parallel compensated load circuit via a coupling choke.
  • WO 02/49197 A2 a method and a device for feeding an inductive load in the form of an inductor or induction furnace with a high frequency power product are known. This is achieved with any number of parallel-connected soft-switching inverters, which are fed by at least one rectifier, at least one capacitor being connected upstream in parallel to each inverter and connected to at least one voltage intermediate circuit.
  • the outputs of the inverters are coupled to at least one L ⁇ C ⁇ L 2 R parallel resonant circuit, which consists of the ohmic-inductive load L 2 R, a resonance capacitor Ci and the total inductance Li of the resonance chokes.
  • the inverters are switched synchronously and driven with the resonance frequency f 0 of the L ⁇ C ⁇ L 2 R parallel!
  • the invention has for its object to provide a simplified method for feeding an induction furnace or inductor of the type mentioned, with which a regulation of the load voltage and the load power is realized.
  • the operating frequency of the induction furnace or inductor is always exactly the same as the resonance frequency of the parallel resonant circuit, i. H. If the resonant circuit parameters change during operation, the operating frequency automatically adapts to the changing resonance frequency.
  • FIG. 1 shows a basic embodiment of the circuit for supplying a
  • FIG. 3 shows an optional embodiment for the circuit according to FIG. 1,
  • 5 shows a simplified embodiment of the parallel resonant circuit
  • 6 shows a basic embodiment with regard to the coupling chokes
  • a network transformer 22 can be seen, which is connected on the primary side to a three-phase network and on the secondary side to three rectifiers 1A, 1B, 1C arranged in parallel.
  • Each rectifier 1A or 1B or 1C is connected on the DC side with an intermediate circuit capacitor 21 A or 21 B or 21 C (voltage intermediate circuits) and an inverter 2A or 2B or 2C.
  • the capacitance of the intermediate circuit capacitors 21 A or 21 B or 21 C is CDCL in each case.
  • the inverters 2A or 2B or 2C preferably have IGBTs (or other power semiconductor switches which can be switched off) as semiconductor switches.
  • the inverters 2A or 2B or 2C are connected in parallel on the AC side via coupling chokes 14A or 14B or 14C.
  • the inductance of a coupling choke 14A or 14B or 14C is Lc in each case.
  • the inverter output currents of the inverters 2A or 2B or 2C are l A or I B or lc.
  • the total inverter output current l ⁇ is
  • the inverter output currents I A , I B, I C have similar courses and mutually similar or identical amplitudes.
  • the ohmic-inductive load 16 is formed by the furnace coil of an induction furnace or the coil of an inductor and has an inductive component 19 and an ohmic component 20.
  • Important sizes of the parallel resonant circuit 15 are:
  • the coupling chokes 14A, 14B, 14C limit the di / dt (rate of change over time) of the inverter output currents, IB, lc and are not effective as components of the parallel resonant circuit 15 itself.
  • the inverter output currents I A , I B, I C are discontinuous and not sinusoidal.
  • the current profile of the resonant circuit input current l ⁇ is discontinuous and not sinusoidal.
  • the resonance frequency f 0 of the parallel resonant circuit 15 depends only on the parameters of the parallel resonant circuit and can be derived as follows:
  • the operating frequency of the ohmic-inductive load or the induction furnace or the inductor corresponds to the resonance frequency f 0 . It can only be stated in passing that the circuit is in principle also suitable for a simplified embodiment consisting of a rectifier, an intermediate circuit with an intermediate circuit capacitor and an inverter.
  • FIG. 2 shows exemplary time profiles of quantities of interest (current, voltages) for the circuit according to FIG. 1, wherein
  • FIG. 3 shows an optional embodiment for the circuit according to FIG. 1. Only a rectifier 1 is connected to the secondary side of the mains transformer 22 and is connected on the DC side to the intermediate circuit capacitors 21A or 21B or 21C and the inverters 2A or 2B or 2C. The rest of the circuit arrangement is as described under Fig. 1.
  • FIGS. 1 and 3 show a basic embodiment with respect to the parallel resonant circuit.
  • the parallel resonant circuit 15 with two resonance capacitors 17, 18 and the load 16 can also be seen in FIGS. 1 and 3.
  • FIG. 5 shows a simplified embodiment of the parallel resonant circuit.
  • the resonance capacitor 18 is omitted, ie the capacitance Ci of the resonance capacitor 17 corresponds to the capacitance C effective in the parallel resonant circuit.
  • the resonance frequency f 0 of the parallel resonant circuit thus results in:
  • FIG. 6 shows a basic embodiment with regard to the coupling chokes. They are the interconnected in both AC connection lines of the inverter 2A arranged coupling chokes 14A, preferably magnetically coupled air chokes. The same measures apply to the other inverters 2B, 2C.
  • FIG. 7 shows optional embodiments with regard to the coupling chokes.
  • a coupling choke 14A ' is arranged only in the first AC-side connecting line of the inverter 2A.
  • coupling chokes 14A"'and 14A which are not coupled to one another and are arranged in both AC connection lines of the inverter 2A are arranged. " provided. The same measures apply to the other inverters 2B, 2C.
  • the main task of the regulation is to regulate and stabilize the load power pi and the load voltage URL. This is done by regulating a modulation factor m (0 ⁇ m ⁇ 1), which is fed to the input of a synchronized pulse width modulator 7. From the modulation factor m, this pulse width modulator 7 forms the corresponding lead times t m (switch-on times) of the semiconductor switches of the inverters 2A, 2B, 2C.
  • Semiconductor switch drivers 8 effect the conversion of the determined lead times t m into the corresponding concrete signals for controlling (switching on, switching off) the semiconductor switches.
  • a voltage measuring element 12 determines the time profile of the load voltage URL, from which a measured variable U
  • a first comparison point forms the difference between a load voltage setpoint u * * and that available at the output of the voltage calculator 11 calculated load voltage u ⁇ and leads the determined difference to a voltage regulator (preferably PI regulator) 3. From this, the voltage regulator 3 forms a modulation factor setpoint m u * and feeds it to an analog gate circuit 5.
  • a voltage regulator preferably PI regulator
  • a second comparison point forms the difference between a load power setpoint P * * and the calculated load power pi available at the output of the power calculator 10 and feeds the determined difference to a power controller (preferably a PI controller) 4.
  • the power controller 4 forms a modulation factor setpoint m p * from this and also feeds this to the analog gate circuit 5, which forms the modulation factor m from the input modulation factors m u * and m p * , which ensures that the load power pi and the Load voltage URL can be regulated and stabilized as required.
  • the configuration consisting of the components voltage regulator 3, power regulator 4 and analog gate circuit 5 is referred to as a parallel regulator structure 6.
  • the pulse width modulator 7 ensures that the beginning of each conduction period t m with the load voltage or its measured variable U
  • the synchronized pulse width modulator 7 has an input for specifying a maximum modulation factor limit value miim, which is specified by a current limiter 9.
  • the current limiter 9 forms this modulation factor limit value r ⁇ i
  • This additional measure ensures that the semiconductor switches are not loaded with an excessively high current, that is to say the guide times t m of the semiconductor switches are specified in such a way that safe and optimal operation of the induction furnace or inductor is guaranteed under all operating conditions.
  • the set guide time t m is relatively short in relation to the oscillation period T 0 .
  • the waveforms of the load voltage U R as a dotted trace
  • the inverter output voltage UI NV Erter a 's dash-dotted trace the resonant capacitor voltage U C ⁇ as a dotted trace
  • the oscillator circuit input current l ⁇ as a solid polyline.
  • the set guide time t m is relatively long in relation to the oscillation period T 0 . Again the time profiles of URL, UINVERTER, Uci and l ⁇ can be seen.

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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • General Induction Heating (AREA)
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Description

Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors
Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Aus der DE 199 26 198 A1 ist die Anwendung von selbstgeführten Spannungs- zwischenkreisumrichtem (pulsweitenmodulierte Wechselrichter mit Spannungszwischenkreis), bestehend aus jeweils einem oder mehreren Gleichrichtern und einem oder mehreren Wechselrichtern, für die Stromversorgung von Induktionsöfen und Induktoren zum induktiven Schmelzen und induktiven Erwärmen bekannt. Für die Wechselrichter wird eine Schaltfrequenz verwendet, die größer ist als die Grundfrequenz des jeweiligen Ausgangsstromes. Die Verbindung der Wechselrichter mit dem parallel kompensierten Lastkreis erfolgt über eine Koppeldrossel.
Aus der WO 02/49197 A2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Speisung einer induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt bekannt. Dies wird mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern beliebiger Anzahl erreicht, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest ein Kondensator parallel vorgeschaltet wird, der an zumindest einem Spannungszwischenkreis angeschlossen wird. Die Ausgänge der Wechselrichter werden an zumindest einen LιCιL2R-Parallel- schwingkreis, der aus der ohmsch-induktiven Last L2R, einem Resonanzkondensator Ci und der Gesamtinduktivität L-i der Resonanzdrosseln besteht, angekoppelt. Die Wechselrichter werden synchron geschaltet und mit der Resonanzfrequenz f0 des LιCιL2R-Paralle!schwingkreises bzw. geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz f0 mit der Schaltfrequenz fs angesteuert. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vereinfachtes Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors der eingangs genannten Art anzugeben, mit welchem eine Regelung der Lastspannung und der Lastleistung realisiert wird.
Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, dass die Betriebsfrequenz des Induktionsofens oder Induktors stets exakt gleich der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises ist, d. h. bei Änderungen von Schwingkreisparametern während des Betriebes passt sich die Betriebsfrequenz selbsttätig der sich verändernden Resonanzfrequenz an.
Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:
Fig.1 eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines
Induktionsofens oder Induktors ,
Fig. 2 beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom,
Spannungen) zur Schaltung gemäß Fig. 1 ,
Fig. 3 eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß Fig. 1 ,
Fig. 4 eine Basis-Ausführüngsform bezüglich des Parallelschwingkreises,
Fig. 5 eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises, Fig. 6 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln,
Fig. 7, 8, 9 optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln,
Fig. 10 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung,
Fig. 11 eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung,
Fig. 12 unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom,
Spannungen) in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter.
In Fig. 1 ist eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors dargestellt. Es ist ein Netztransformator 22 zu erkennen, der primärseitig mit einem Drehstromnetz und sekundärseitig mit drei parallel angeordneten Gleichrichtern 1A, 1B, 1C verbunden ist. Jeder Gleichrichter 1A bzw. 1B bzw. 1C ist gleichstromseitig mit einem Zwischenkreiskondensator 21 A bzw. 21 B bzw. 21 C (Spannungszwischenkreise) und einem Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet. Die Kapazität der Zwischenkreiskondensatoren 21 A bzw. 21 B bzw. 21 C beträgt jeweils CDCL- Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C weisen vorzugsweise IGBTs (oder andere abschaltbare Leistungshalbleiterschalter) als Halbleiterschalter auf. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C sind wechselstromseitig über Koppeldrosseln 14A bzw. 14B bzw. 14C parallelgeschaltet. Die Induktivität einer Koppeldrossel 14A bzw. 14B bzw. 14C beträgt jeweils Lc. Die Wechselrichter-Ausgangsströme der Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C betragen lA bzw. IB bzw. lc. Der Gesamt-Wechselrichter- Ausgangsstrom l∑ beträgt
l∑ = IA + IB + lc
und ist gleichzeitig Schwingkreis-Eingangsstrom eines an die Wechselrichter 2A, 2B, 2C angeschlossenen Parallelschwingkreises 15, welcher aus einem Resonanzkondensator 18, einer hierzu in Serie liegenden ohmsch-induktiven Last 16 und einem parallel zur Serienschaltung 18 /16 angeordneten Resonanzkondensator 17 gebildet ist. Die Wechselrichter-Ausgangsströme lA, IB, lc haben einander ähnliche Verläufe und einander ähnliche bzw. gleiche Amplituden. Die ohmsch-induktive Last 16 wird durch die Ofenspule eines Induktionsofens oder die Spule eines Induktors gebildet und weist einen induktiven Anteil 19 sowie einen ohmschen Anteil 20 auf. Wichtige Größen des Parallelschwingkreises 15 sind:
Ci Kapazität des Resonanzkondensators 17
C2 Kapazität des Resonanzkondensators 18
Lι Induktivität der ohmsch-induktiven Last 16
Rι Ohmscher Widerstand der ohmsch-induktiven Last 16
Von großer Wichtigkeit bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung ist, dass die Koppeldrosseln 14A, 14B, 14C das di/dt (Änderungsgeschwindigkeit nach der Zeit) der Wechselrichter-Ausgangsströme , IB, lc begrenzen und nicht als Komponenten des Parallelschwingkreises 15 selbst wirksam sind. Die Wechselrichter-Ausgangsströme lA, IB, lc sind diskontinuierlich und nicht sinusförmig. Der Stromverlauf des Schwingkreis-Eingangsstromes l∑ ist diskontinuierlich und nicht sinusförmig. In den Zeitabschnitten, in denen I∑ ≠ 0, findet ein Energieaustausch zwischen dem Parallelschwingkreis 15 einerseits und den Wechselrichtern 2A, 2B, 2C andererseits statt. Die Resonanzfrequenz f0 des Parallelschwingkreises 15 hängt lediglich von den Parametern des Parallelschwingkreises ab und kann wie folgt hergeleitet werden:
wobei in der Ausführungsform gemäß Fig. 1 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 für die im Parallelschwingkreis 15 wirksame Kapazität gilt:
C = CιC2/ (Cι + C2)
Die Betriebsfrequenz der ohmsch-induktiven Last bzw. des Induktionsofens oder des Induktors entspricht der Resonanzfrequenz f0. Lediglich am Rande ist festzuhalten, dass die Schaltung prinzipiell auch für eine vereinfachte Ausführungsform, bestehend aus einem Gleichrichter, einem Zwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator und einem Wechselrichter geeignet ist.
In Fig. 2 sind beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß Fig. 1 dargestellt, wobei
I∑ durchgezogener Linienzug = Schwingkreis-Eingangsstrom
UINVERTER strichpunktierter Linienzug = Wechselrichter-Ausgangsspannung an
2A, 2B, 2C Uci gestrichelter Linienzug = Resonanzkondensatorspannung an 17
URL gepunkteter Linienzug = Lastspannung an 16
In Fig. 3 ist eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß Fig. 1 dargestellt. An der Sekundärseite des Netztransformators 22 ist lediglich ein Gleichrichter 1 angeschlossen, welcher gleichstromseitig mit den Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21 B bzw. 21 C und den Wechselrichtern 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet ist. Die übrige Schaltungsanordnung ist wie unter Fig. 1 beschrieben.
In Fig. 4 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises dargestellt. Es ist der auch in den Fig. 1 und 3 dargestellte Parallelschwingkreis 15 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 und der Last 16 zu erkennen.
In Fig. 5 ist eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises dargestellt. Im Unterschied zur Ausführungsform gemäß Fig. 4 entfällt der Resonanzkondensator 18, d. h. die Kapazität Ci des Resonanzkondensator 17 entspricht der im Parallelschwingkreis wirksamen Kapazität C. Für die Resonanzfrequenz f0 des Parallelschwingkreises ergibt sich somit:
Lj I C. — Rf
In Fig. 6 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Es sind die miteinander gekoppelten, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordneten Koppeldrosseln 14A zu erkennen, vorzugsweise magnetisch miteinander gekoppelte Luftdrosseln. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten die gleichen Maßnahmen.
In den Fig. 7, 8, 9 sind optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 ist nur in der ersten wechselstrom- seitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A' angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 8 ist nur in der zweiten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A" angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 9 sind miteinander nicht gekoppelte, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordnete Koppeldrosseln 14A"' und 14A"" vorgesehen. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten jeweils die gleichen Maßnahmen.
In Fig. 10 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Die Hauptaufgabe der Regelung besteht darin, die Lastleistung pi und die Lastspannung URL ZU regeln und zu stabilisieren. Dies erfolgt durch Regelung eines Modulationsfaktors m ( 0 < m < 1), welcher dem Eingang eines synchronisierten Pulsweitenmodulators 7 zugeleitet wird. Dieser Pulsweitenmodulator 7 bildet aus dem Modulationsfaktor m die entsprechenden Leitdauern tm (Einschaltzeiten) der Halbleiterschalter der Wechselrichter 2A, 2B, 2C. Halbleiterschalter-Treiber 8 bewirken die Umsetzung der ermittelten Leitdauern tm in die entsprechenden konkreten Signale zur Ansteuerung (Einschalten, Ausschalten) der Halbleiterschalter.
Ein Spannungsmessglied 12 ermittelt den Zeitverlauf der Lastspannung URL, woraus eine Messgröße U|0 ' entsprechend der Lastspannung gebildet und einem Leistungsberechner 10, einem Spahnungsberechner 11 zur Ermittlung des Spannungs-Effek- tivwertes oder Spannungs-Scheitelwertes sowie dem synchronisierten Pulsweitenmodulator 7 zugeführt wird. Des weiteren wird mit Hilfe eines Strommessgliedes ein Messwert l∑' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom I∑ gebildet und dem Leistungsberechner 10 zugeführt.
Eine erste Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastspannungs-Sollwert uι* und der am Ausgang des Spannungsberechners 11 zur Verfügung stehenden berechneten Lastspannung uι und führt die ermittelte Differenz einem Spannungsregler (vorzugsweise PI-Regler) 3 zu. Der Spannungsregler 3 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mu * und führt diesen einer Analog-Torschaltung 5 zu.
Eine zweite Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastleistungs-Sollwert Pι* und der am Ausgang des Leistungsberechners 10 zur Verfügung stehenden berechneten Lastleistung pi und führt die ermittelte Differenz einem Leistungssregler (vorzugsweise PI-Regler) 4 zu. Der Leistungsregler 4 bildet hieraus einen Modulationsfaktor- Sollwert mp * und führt diesen ebenfalls der Analog-Torschaltung 5 zu, welche aus den eingangsseitig zugeführten Modulationsfaktoren mu * und mp * den Modulationsfaktor m bildet, welcher sicherstellt, dass die Lastleistung pi und die Lastspannung URL im gewünschten Maße geregelt und stabilisiert werden. Die aus den Komponenten Spannungsregler 3, Leistungsregler 4 und Analog-Torschaltung 5 bestehende Konfiguration wird als Parallel-Regler-Struktur 6 bezeichnet.
Der vorstehend bereits erwähnte Pulsweitenmodulator 7 stellt sicher, dass der Beginn einer jeden Leitdauer tm mit der Lastspannung bzw. ihrer Messgröße U|0' strikt synchronisiert ist, d. h. das Einschalten der Halbleiterschalter erfolgt stets synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung. Eine synchronisierte Betriebsweise des Systems ist somit selbst dann sichergestellt, wenn sich die Resonanzfrequenz f0 beispielsweise infolge Änderung der Schwingkreisparameter ändert.
In Fig. 11 ist eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Im Unterschied zur Basis-Ausführungsform gemäß Fig. 10 weist der synchronisierte Pulsweitenmodulator 7 einen Eingang zur Vorgabe eines maximalen Modulationsfaktor- Grenzwertes miim auf, welcher von einem Strombegrenzer 9 vorgegeben wird. Der Strombegrenzer 9 bildet diesen Modulationsfaktor-Grenzwertes rτi|jm in Abhängigkeit des ihm eingangsseitig zugeführten Messwertes l∑ ' entsprechend dem Schwingkreis- Eingangsstrom I∑. Durch diese zusätzliche Maßnahme wird sichergestellt, dass die Halbleiterschalter nicht mit einem zu hohen Strom belastet werden, d. h. die Leitdauern tm der Halbleiterschalter werden derart vorgegeben, dass unter allen Betriebsbedingungen ein sicherer und optimaler Betrieb des Induktionsofens bzw. des Induktors garantiert ist. In Fig. 12 sind unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) für zwei unterschiedliche Betriebspunkte und damit in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter dargestellt. Im oberen Diagramm der Fig. 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ kurz in Bezug zur Schwingungsperiode T0. Es sind die Zeitverläufe der Lastspannung UR als gepunkteter Linienzug, der Wechselrichter- Ausgangsspannung UINVERTER a's strichpunktierter Linienzug, der Resonanzkondensatorspannung UCι als gestrichelter Linienzug und des Schwingkreis-Eingangsstromes l∑ als durchgezogener Linienzug gezeigt. Im unteren Diagramm der Fig. 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ lang in Bezug zur-Schwingungsperiode T0. Es sind wiederum die Zeitverläufe von URL, UINVERTER, Uci und l∑ zu erkennen.
Aus den Zeitverläufen gemäß Fig. 12 sowie den vorstehenden Ausführungen geht hervor, dass hinsichtlich der Betriebsweise eine strikte Synchronisation mit der Resonanzfrequenz f0 erfolgt, d. h. bei den Einschaltvorgängen sind die Werte von Lastspannung, Wechselrichter-Ausgangsspannung, Resonanzkondensatorspannung und Schwingkreis-Eingangsstrom stets Null. Dabei werden alle Halbleiterventile einer Diagonalen aller Wechselrichter gleichzeitig beim Nulldurchgang der Lastspannung eingeschaltet. Der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter wird von der Regelung durch Vorgabe von tm bestimmt. Bei den Ausschaltvorgängen der Halbleiterschalter treten am Schalter gleichzeitig Strom und Spannung auf, d. h. es handelt sich um sogenanntes hartes Schalten.
Bezugszeichenliste:
1, 1A, 1B, 1C Gleichrichter A, 2B, 2C Wechselrichter
3 Spannungsregler (PI-Regler)
4 Leistungsregler (PI-Regler)
5 Analog-Torschaltung
6 Parallel-Regler-Struktur
7 Synchronisierter Pulsweitenmodulator
8 Halbleiterschalter-Treiber (z. B. für IGBT)
9 Strombegrenzer
10 Leistungsberechner
11 Spannungsberechner (Effektivwert oder Scheitelwert)
12 Spannungsmessglied 13
14A, 14B, 14C Koppeldrosseln mit Induktivität Lc
15 Parallelschwingkreis
16 ohmsch-induktive Last
17 Resonanzkondensator mit Kapazität Ci
18 Resonanzkondensator mit Kapazität C2
19 Induktiver Anteil der Last mit Induktivität Lι
20 Ohmscher Anteil der Last mit ohmschem Widerstand Ri 21 A, 21 B, 21 C Zwischenkreiskondensator mit Kapazität CDCL
22 Netztransformator
C im Schwingkreis wirksame Kapazität
Ci Kapazität von 17
C2 Kapazität von 18
CDCL Kapazität des Zwischenkreiskondensators f0 Resonanzfrequenz
IA, IB, lc Wechselrichter-Ausgangsstrom
I∑ Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom =
Schwingkreis-Eingangsstrom l∑ Messwert entsprechend Schwingkreis-Eingangsstrom Lc Induktivität der Koppeldrossel
Lι Induktivität der Last m Modulationsfaktor, 0 < m < 1 , vorgegeben von 5 und 6 mπm max. Modulationsfaktor-Grenzwert, vorgegeben von 9 mc Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 4 m u Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 3 Pi Lastleistung-Sollwert PI berechnete Lastleistung RI Öhmscher Widerstand der Last
To Schwingungsperiode tm Leitdauer der Halbleiterschalter U|* Lastspannungs-Sollwert U|o' Messgröße entsprechend Lastspannung U| berechnete Lastspannung (Effektiv- oder Scheitelwert)
UINVERTER Wechselrichter-Ausgangsspannung
UCI Resonanzkondensatorspannung
URL Lastspannung

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors mit mindestens einem Wechselrichter (2A, 2B, 2C), der von zumindest einem Gleichrichter (1 , 1A, 1 B, 1C) über mindestens einen Spannungszwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator (21 A, 21 B, 21 C) gespeist wird, wobei mindestens ein Resonanzkondensato (17, 18) zusammen mit dem induktiven Anfeil (19) und dem ohmschen Anteil (20) der durch den Induktionsofen oder Induktor gebildeten ohmsch-induktiven Last (16) einen Parallelschwingkreis (15) bildet, dadurch gekennzeichnet, dass in Abhängigkeit der aktuellen Lastspannung (URL) und der aktuellen Lastleistung (pi) ein Modulationsfaktor (m) gebildet und einem Pulsweitenmodulator (7) zugeführt wird, welcher hieraus die Leitdauer (tm) für die abschaltbaren Halbleiterschalter der Wechselrichter bildet, wobei der Beginn einer jeden Leitdauer (tm) und damit das Einschalten der Halbleiterschalter strikt synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung erfolgt und der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der Leitdauer (tm) festgelegt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsfaktor (m) auf einen in Abhängigkeit vom Schwingkreis-Eingangsstrom (I∑) gebildeten maximalen Modulationsfaktor-Grenzwert begrenzt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastspannung durch Vorgabe eines Lastspannungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Spannungsreglers (3).
4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastleistung durch Vorgabe eines Lastleistungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Leistungsreglers (4).
5. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, gekennzeichnet durch eine Analog-Torschaltung (5) zur Bildung des dem Pulsweitenmodulator (7) zuzuführenden Modulationsfaktors (m) in Abhängigkeit von den zugeleiteten Modulationsfaktoren des Spannungsreglers und des Leistungsreglers.
EP03815695A 2003-02-05 2003-12-23 Verfahren zur speisung eines induktionsofens oder induktors Expired - Lifetime EP1590990B1 (de)

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