DE4005129A1 - Vorrichtung zur induktiven erwaermung von koerpern mittels hochfrequenter schwingungen - Google Patents

Vorrichtung zur induktiven erwaermung von koerpern mittels hochfrequenter schwingungen

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Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur induktiven Erwärmung von Körpern mittels hochfrequenter Schwingungen, die von einem Generator erzeugt werden, der einen Heizinduktor speist, der Energie auf den jeweiligen Körper überträgt.
Die induktive Erwärmung wird in zunehmendem Maße für in­ dustrielle Erwärmungsprozesse eingesetzt. Neben produktions­ technischen, betriebswirtschaftlichen sowie umwelt- und arbeitsplatzbedingten Vorteilen ist die Induktionserwärmung durch eine hohe übertragbare Leistungsdichte gekennzeichnet. Elektrisch leitende Werkstücke eignen sich gut für die induktive Erwärmung. Die Wärme wird durch Wirbelströme im Heizgut hervorgerufen. Die Energie wird in Form magnetischer oder elektromagnetischer Schwingungen von einer Induktionsspule auf das Werkstück kontaktlos übertragen.
Die Wärmebehandlung von Werkstücken mit kleinen Abmessungen und insbesondere die Oberflächenhärtung mit geringer Eindring­ tiefe erfordert eine hochfrequente Leistung. Es ist bekannt, diese HF-Leistung mit Röhrengeneratoren bereitzustellen. Für den industriellen Einsatz werden diese Generatoren im allgemeinen einstufig selbsterregt betrieben.
Der HF-Generator besteht grundsätzlich aus zwei Teilen, der Stromversorgung mit einem Hochspannungsgleichrichter und einem HF-Teil, der ausschließlich aus Schwingkreisschaltungen nach Meißner, Hartley oder Colpit aufgebaut wird (Kegel, K.: Die Auswahl der Schaltungen für Hochfrequenzgeneratoren zur in­ duktiven Erwärmung, Elektrowärme 22 (1964), Nr. 1, S. 15 bis 19 und Brunst, W.: Die induktive Wärmebehandlung, Springer-Verlag Berlin, 1953).
Ein großer Nachteil dieser Generatoren sind die verhältnismäßig hohen Verluste, so daß sich nur maximale Wirkungsgrade von 50 bis 70% erzielen lassen. Deshalb muß bei der Röhre die Wasser- bzw. Siedekühlung eingesetzt werden.
Zur induktiven Übertragung der Energie auf das zu erwärmende Material werden Induktoren benutzt, die zwecks guter Anpassung an das Werkstück entsprechend geformt sind. In der Regel sind dies aus Kupferschienen gefertigten Zylinderspulen, in deren Innerem sich der Schmelztiegel mit dem zu erwärmenden Material befindet. Wegen des sehr hohen vorhandenen Spulenstroms müssen auch die Kupferschienen mit Wasser gekühlt werden.
Das vorhandene magnetische Streufeld dieser Spulen bewirkt zudem, daß nur ein Teil der erzeugten HF-Energie auf das Werk­ stück übertragen wird, wodurch der Gesamtwirkungsgrad ent­ sprechend verschlechtert wird. Aus diesem Grunde ist es bisher nicht möglich, Laborschmelzgeräte, für die HF-Leistungen von 2.5 bis 3 kW benötigt werden, am 220-V-Netz zu betreiben.
Zusammenfassend lassen sich folgende Nachteile der bekannten Schaltungstechnik festhalten:
  • a) maximale erzielbare Wirkungsgrade von 60%,
  • b) die Röhren sowie der Induktor müssen durch Wasser gekühlt werden,
  • c) ein Betrieb am 220-V-Netz ist unter der Berücksichtigung kurzer Schmelzzeiten und der damit benötigten HF-Leistung von 2.5 bis 3 kW nicht möglich.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs beschriebenen Gattung derart weiterzuentwickeln, daß durch eine Erhöhung des Wirkungsgrads eine Wasserkühlung entfallen kann und daß bei Leistungen im Kilowattbereich ein Betrieb am vorhandenen Netz möglich ist.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Heizinduktor als Ringkernspule mit einem Ferrit-Ringkern und einem Luftspalt ausgebildet ist, in dem die Körper zum Erwärmen angeordnet sind, und daß der Generator einen Leistungsresonanz­ konverter enthält, der im E-Betrieb arbeitet. Im Heizinduktor entstehen bei dieser Vorrichtung relativ geringe Wirbelstromver­ luste. Weiterhin sind die Streufelder vernachlässigbar. Dies führt dazu, daß ein sehr hoher Teil der in den Heizinduktor einge­ speisten Energie auf das Heizgut übertragen wird. Aufgrund der geringen Verluste im Heizinduktor reicht die Konvektionskühlung mit Luft aus. Der hohe Aufwand für eine Wasserkühlung läßt sich einsparen. Da der Leistungsresonanzkonverter im E-Betrieb arbeitet, ist sein Wirkungsgrad gegenüber Verstärkern, die im A-, B- oder C-Betrieb arbeiten, wesentlich höher. Der besonders hohe Wirkungsgrad wird durch die Arbeitsweise des aktiven Elements im Schalterbetrieb erreicht. Wenn Strom über das aktive Schaltelement fließt, steht nur eine geringe Spannung an. Wenn am Schaltelement Spannung ansteht, ist der noch fließende Strom äußerst gering. Darüber hinaus ist die Umschaltzeit des aktiven Schaltelements vom leitenden in den nichtleitenden Zustand und umgekehrt sehr klein. Die Schaltung des Generators ist ferner so ausgelegt, daß auch während der Umschaltzeiten des aktiven Elements nur geringe Verluste auftreten. Aufgrund der geringen Verluste im Generator erübrigt sich ein hoher Aufwand für die Kühlung. Es reicht eine Konvektionskühlung mit Luft aus.
Vorzugsweise ist für die Erzeugung der Betriebsgleichspannung des Leistungsresonanzkonverters ein Durchflußwandler vorgesehen. Die Welligkeit der Ausgangsspannung ist beim Durch­ flußwandler gering. Mit Hilfe des Transformators des Durchfluß­ wandlers ist eine Netztrennung und Impedanzanpassung möglich. Mit Hilfe der Impedanzanpassung wird der Innenwiderstand des Durchflußwandlers an den Eingangswiderstand des Generators angepaßt, um die Verlustleistung zu verkleinern.
Es ist zweckmäßig, zwischen einem von der Netzspannung beauf­ schlagten Brückengleichrichter und dem Durchflußwandler ein Oberwellenfilter (Boost-Converter) vorzusehen. Das Oberwellen­ filter erzeugt aus der gleichgerichteten Netzspannung eine Spannung, die über dem Scheitelwert der Netzspannung liegt. Es ist daher möglich, die für eine höhere Leistung günstigere höhere Eingangsspannung für den Durchflußwandler ohne Netztransfor­ mator zu erzeugen, der wegen seiner Bemessung für 50 Hz oder 60 Hz ein relativ hohes Gewicht haben würde. Darüber hinaus würde ein solcher Transformator durch seine Eisen- und Strom­ wärmeverluste den Wirkungsgrad verschlechtern.
Zwischen dem Eingang des Brückengleichrichters und den An­ schlußklemmen des Netzes ist vorzugsweise ein Netzentstörfilter angeordnet. Dieses Filter verhindert, daß Störimpulse ins Netz gelangen.
Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale der Erfindung er­ geben sich nicht nur aus den Ansprüchen, den diesen zu ent­ nehmenden Merkmalen - für sich und/oder in Kombination -, sondern auch aus der nachfolgenden Beschreibung eines bevor­ zugten Ausführungsbeispiels.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur induktiven Erwärmung von Körpern,
Fig. 2 einen Heizinduktor schematisch in Seitenansicht,
Fig. 3 ein Schaltbild einer den Betriebsstrom und die Betriebsspannung für einen Hochfrequenz-Generator erzeugenden Anordnung und
Fig. 4 einen Hochfrequenzgenerator mit einem Leistungsresonanzverstärker der Klasse E im Ersatz­ schaltbild einschließlich der Impedanz des Heizin­ duktors.
Eine Vorrichtung zur induktiven Erwärmung von Körpern enthält ein Netzentstörfilter (1), das eingangsseitig an Pole (2), (3) der Netzwechselspannung von 220 V angeschlossen ist. Ausgangsseitig ist das Netzentstörfilter (1) mit einem Brückengleichrichter (4) verbunden, dem ein Oberwellenfilter (5) nachgeschaltet ist. An das Oberwellenfilter (5) ist ein Durchflußwandler (6) ange­ schlossen, der einen Leistungsresonanzkonverter (7) der Klasse E speist. Mit dem Leistungsresonanzkonverter (7) ist ein Heizin­ duktor (8) verbunden.
Das in Fig. 1 dargestellte Gerät setzt sich im wesentlichen aus zwei Funktionsteilen, der Stromversorgung (9) und dem Hochfre­ quenzteil (10) zusammen, die in Fig. 1 jeweils gestrichelt ange­ deutet sind.
Der Heizinduktor (8) enthält einen Ringkern (11) aus Ferrit mit einem Luftspalt (12), in den der jeweils zu erwärmende Körper (13) eingefügt wird, der im folgenden auch als Heizgut bezeichnet wird. Auf den Ringkern (11) ist eine Spule (14) gewickelt, die Anschlüsse (15), (16) aufweist. Über den Ringkern (11) wird die Energie auf das Heizgut übertragen, in dem Wirbelströme erzeugt werden, die das Heizgut erhitzen.
Bei dem Heizgut handelt es sich z. B. um Werkstücke, die ober­ flächengehärtet werden sollen oder um Schmelztiegel, in denen ein Stoff durch Erhitzen geschmolzen werden soll. Der Ringkern (11) aus Ferrit-Material besitzt eine hohe Permeabilität und ist bis zu Frequenzen von 100 kHz bei zweckmäßiger Aussteuerung verlust­ arm. Die Einfügung des Luftspaltes verringert zudem die Kernverluste auf ein zu vernachlässigendes Maß. Wirbelströme treten bei Ferriten erst gar nicht auf. Für kleinere Werkstücke und übliche Laborschmelztiegel sind Heizleistungen von 2,5 bis 3 kW geeignet. Zur hochfrequenten Übertragung dieser Leistungen auf das Heizgut ist ein entsprechendes Kernvolumen bzw. ein entsprechend großer Querschnitt des Ringkerns (11) vorzusehen.
Ringkernformen eignen sich für die Übertragung besonders gut, da sie bei einwandfrei aufgelegter Wicklung nahezu keine Streu­ felder aufweisen und die Einfügung eines Luftspalts der ge­ wünschten Größe ohne Schwierigkeit erfolgen kann. Da beim Schmelzvorgang die Wärmestrahlung der sich im Luftspalt befin­ denden Materialien hohe Werte annehmen kann, werden die Pol­ flächen des Kerns am Luftspalt vorzugsweise mit einer wärmere­ flektierenden Paste behandelt, so daß sich der Kern nicht auf zu hohe Temperaturen aufheizen kann. Die Bewicklung des Kernes erfolgt insbesondere mit HF-Litze größeren Querschnitts, um somit Stromdichten kleiner als 1 A/mm2 erzielen zu können. Der Wicklungswiderstand bleibt dabei sehr gering.
Dieses Prinzip der induktiven Energieübertragung ermöglicht es, auf eine Wasserkühlung verzichten zu können, da sich bei kleinerem Energieaufwand aufgrund der guten magnetischen Leitfähigkeit des Ferrit-Materials wesentlich höhere magnetische Feldstärken erreichen lassen, als dies bei den herkömmlich ver­ wendeten Luftspulen möglich ist.
Die Fig. 3 zeigt das Schaltbild der Stromversorgung (9), die das unmittelbar an das Netz angeschlossene Netzentstörfilter (1) enthält, das für die Funkentstörung bestimmt ist. Der Brücken­ gleichrichter (4) mit vier Gleichrichtern (17) ist eingangsseitig mit dem Netzentstörfilter (1) verbunden. Einem Ausgang des Brückengleichrichters (4) ist die Parallelschaltung eines Wider­ stands (18) und eines Thyristors (19) nachgeschaltet. Der Wider­ stand (18) begrenzt den Einschaltstrom und wird nach der Auf­ ladung der dem Brückengleichrichter (4) nachgeschalteten Kapazitäten durch Zündung des Thyristors (19) überbrückt.
An einen Ausgang des Brückengleichrichters (4) und an den Widerstand (18) bzw. an die Kathode des Thyristors (19) ist das Oberwellenfilter (5) angeschlossen. Das Oberwellenfilter (5) enthält eine mit dem Thyristor (19) verbundene Induktivität (20), an die eine Diode (21) angeschlossen ist. An die gemeinsame Verbindungsstelle von Induktivität (20) und Diode (21) ist mindestens ein Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor (22) mit seiner Drain-Elektrode angeschlossen. Die Source-Elektrode des MOS-Feld­ effekttransistors (22) ist mit einem Ausgang des Brückengleich­ richters (4) verbunden. Mit der Diode (21) und der Source- Elektrode ist ein Kondensator (23) verbunden. Die Gate-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors (22) ist an eine Ansteuerlogik (24) angeschlossen, die den Feldeffekttransistor (22) als Stellglied so steuert, daß die Ausgangsspannung des Oberwellenfilters (5) unabhängig von Lastschwankungen und Eingangsspannungs­ änderungen konstant bleibt. Das Oberwellenfilter (5) arbeitet nach einem z. B. aus der Zeitschrift "Siemens-Components, Heft 1, 24 (1986), S. 9 bis 13" bekannten Prinzip.
Mittels des dem Oberwellenfilter (5) nachgeschalteten Durchfluß­ wandlers (6) wird eine galvanische Trennung zwischen Netz und Heizinduktor (8) hergestellt. Der Durchflußwandler (6) enthält einen Transformator (25), dessen Primärwicklung (26) an eine aus Dioden (27), (28) und MOS-Feldeffekttransistoren (29), (30) bestehende Brückenschaltung angeschlossen ist. Die Gate- Elektroden der MOS-Feldeffekttransistoren (29), (30) stehen mit einer Steuerschaltung (31) in Verbindung. Die MOS-Feldeffekt­ transistoren (29), (30) sind für höhere Leistungen ausgelegt. Es können auch Transistoren parallel geschaltet werden.
Die Sekundärwicklung (32) des Transformators (25) ist über eine Diode (33) mit einer Drossel (34) verbunden, die an einen Aus­ gang (35) der Stromversorgung (9) angeschlossen ist. Eine Freilaufdiode (36) ist mit ihrer Kathode an die Drossel (34), und mit ihrer Anode an die Sekundärwicklung (32) und den anderen Ausgang (37) der Stromversorgung (9) angeschlossen. parallel zu den Ausgängen (35), (37) ist ein Kondensator (38) angeordnet.
Die Einphasen-Wechselspannung (220 V/50 Hz) wird über den Brückengleichrichter (4) mit vorgeschaltetem Netzstörfilter (1) gleichgerichtet. Das als Hochsetzsteller (Boost-Converter) ausge­ führte Oberwellenfilter (5) regelt die Eingangsgleichspannung des nachfolgenden DC-DC-Converters auf einen konstanten Wert, der oberhalb des Scheitelwerts der Netzspannung liegt. Die Aus­ regelung von Netzspannungsschwankungen bzw. Laständerungen erfolgt durch eine Pulsweitenmodulation des Ansteuerimpulses des Schalttransistors, der als MOS-Feldeffekttransistor (22) ausge­ bildet ist. Außerdem wird über die Ansteuerlogik (24) des Schalt­ transistors der Eingangsstrom des Netzgerätes derart geregelt, daß dem Netz ein nahezu sinusförmiger Strom entnommen wird. Dadurch beträgt der Leistungsfaktor (Verhältnis der Wirkleistung zur aufgenommenen Leistung) bei Vollast nahezu 100%. Das bedeu­ tet, daß dem Netz die maximal zur Verfügung stehende Leistung als Wirkleistung entnommen werden kann, da Eingangsspannung und Eingangsstrom in Phase liegen. Die geringe Welligkeit des Eingangsstromes ermöglicht ebenfalls eine wesentlich leichtere Funkentstörung. Der Leistungsfaktor herkömmlicher Schaltnetzge­ räte hoher Ausgangsleistung liegt z. B. nur zwischen 50 und 70%.
Die für ein Laborgerät erforderliche galvanische Trennung des Ausgangskreises vom Netz, wird vom Durchflußwandler (6) (Forward-Converter) übernommen. Die Ausgangsgleichspannung des Oberwellenfilters (5) wird von den zwei in Reihe geschalteten MOS-Feldeffekttransistoren (29), (30) in eine hochfrequente, rechteckförmige Wechselspannung umgewandelt und mit Hilfe des Transformators (25) übersetzt. Hierbei ist eine galvanische Isola­ tion vorhanden, die bezüglich ihrer Spannungsfestigkeit den Vorschriften des VDE entspricht. Auf der Sekundärseite wird die Wechselspannung wieder gleichgerichtet und mittels LC-Siebung geglättet.
Durch den Einsatz von leistungsstarken MOS-Feldeffekt­ transistoren (29), (30) läßt sich eine für diesen Leistungsbereich hohe Schaltfrequenz realisieren, die eine Reduzierung von Gewicht und Bauvolumen ermöglicht.
Da sich über das Windungsverhältnis des Transformators (25) eine beliebige Ausgangsgleichspannung erzielen läßt, kann der Durch­ flußwandler (6) bezüglich des Innenwiderstandes der im Anschluß folgenden HF-Einheit dimensioniert werden.
Die Regelung der Ausgangsgrößen des Durchflußwandlers (6) erfolgt durch die Steuerschaltung (31). Ausgangsspannung und -strom werden über nicht dargestellte Rückkopplungsnetzwerke überwacht und mit einer festen Referenzspannung verglichen.
Die Regelabweichung wird einem Pulsdauermodulator in der Steuer­ schaltung (31) zugeführt, der daraus ein Rechtecksignal einer festen Oszillatorfrequenz erzeugt, dessen Tastverhältnis von der Regelabweichung abhängig ist.
Die MOS-Feldeffekttransistoren (29), (30) werden über eine nicht dargestellte potentialfreie Treiberschaltung angesteuert. Im Gegensatz zu Schaltnetzteilen mit bipolaren Transistoren (z. B. Darlingtonschaltungen) ist der Aufwand für die Ansteuerschaltung wesentlich geringer. Die Schaltverluste können aufgrund der fehlenden Speicherzeiten bei MOSFET-Technik verringert werden, wodurch sich Gesamtwirkungsgrade derartig aufgebauter Schaltnetz­ teile von 90% und mehr ergeben.
Die Fig. 4 zeigt das Ersatzschaltbild des Klasse-E-Leistungs­ resonanz-Konverters (7).
Der Klasse-E-Leistungsresonanz-Konverter (7) ist ein DC-AC- Wandler, der im IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, No. 3, Juni 1975, beschriebenen Art. Dieser Leistungs-Resonanz- Konverter (7) besteht aus einem als Schalter betriebenen Transistor und einem Netzwerk, das so dimensioniert ist, daß am Transistor keine Schaltverluste auftreten. So lassen sich theoretisch Wirkungsgrade von 100% erzielen.
Der Bauteilbedarf ist äußerst gering, so daß eine hohe Zuver­ lässigkeit der Schaltung zu erwarten ist. Bei dem Schalter handelt es sich um mindestens einen Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor (39), der mit seiner Source-Elektrode an den Ausgang (37) angeschlossen ist. Die Drain-Elektrode des MOS-Feldeffekt­ transistors (39) ist mit einer Drossel (40) verbunden, deren zweiter Anschluß an den Ausgang (35) gelegt ist. Die Drossel (40) hat eine hohe Reaktanz. Mit der Drain-Elektrode ist weiter­ hin eine Kapazität (41) verbunden, die insbesondere durch die Ausgangskapazität des MOS-Feldeffekttransistors (39) und durch Leitungskapazitäten gebildet wird. Ein Schwingkreis weist einen Kondensator (42) in Parallelschaltung zu einer Drossel (43) auf. Parallel zu dem Schwingkreis sind die Induktivität (44) des Heiz­ induktors (8) und der Wirkwiderstand (45) des Heizinduktors (8) einschließlich des Heizguts angeordnet.
Die oben für die Vorrichtung beschriebene Leistungs-MOS-Feld­ transistoren (22), (29), (30) und (39) bestehen vorzugsweise aus zwei Leistungs-MOSFET-Modulen, mit denen sich kürzeste Schalt­ zeiten (im ns-Bereich) durch niederohmige Treiberschaltungen realisieren lassen. Zwei Transistoren arbeiten im Parallelbetrieb, wenn die Strombelastbarkeit eines einzelnen Moduls bei hohen Leistungen nicht ausreicht.
Am Parallelschwingkreis hoher Güte liegt eine nahezu oberwellen­ freie sinusförmige Wechselspannung mit der Resonanzfrequenz des Schwingkreises aus dem Kondensator (42) und der Drossel (43) an.
Durch eine exakte Dimensionierung der Induktivität (44) entsteht zwischen dem Ansteuerimpuls der beiden Transistoren und der Schwingkreiswechselspannung eine erwünschte Phasenver­ schiebung, die zur Folge hat, daß die Transistoren exakt bei einer Drain-Source-Spannung von UDS=0 geschaltet werden. Dadurch entstehen keine Transistor-Schaltverluste, da der je­ weilige Transistor entweder nur Strom führt bzw. abgeschaltet ist. Das Tastverhältnis liegt fest bei 50%. Etwaige Laständerungen beim Aufheizvorgang und ein sich dabei ändernder Phasenwinkel wird durch eine PLL-Regelschleife erkannt und durch Frequenz­ nachregelung mit einer Ansteuer- bzw. Regelschaltung kompen­ siert.
Der Parallelschwingkreis sorgt bei Resonanz für Stromüber­ höhungen in den Reaktanzen.
Den Schwingkreiskondensator (42) bilden impulsfeste und mit hohen Strömen belastbare, selbstheilende FKP-Kondensatoren, die sich bei Frequenzen bis zu 100 kHz zudem durch einen geringen Verlustfaktor sowie durch hohe Spannungsfestigkeit auszeichnen.
Der parallel zu diesem Kondensator (42) geschaltete bewickelte Ferrit-Ringkern dient zum einen als Schwingkreisinduktivität (44) und zum anderen als Energieübertrager auf das Schmelzgut, welches sich im Luftspalt des Kernes befindet.
Der Aufbau von Laborschmelzgeräten auf der Basis der oben beschriebenen neuen Schaltung ermöglicht es, die Nachteile der bisherigen Schaltungspraxis zu beseitigen.
Es ergeben sich folgende Vorteile:
  • a) hohe Wirkungsgrade der Baugruppen von bis zu 95%,
  • b) aufgrund der geringen Verluste kann auf eine Wasserkühlung verzichtet werden,
  • c) es können HF-Leistungen von maximal 3 kW bei Netzbetrieb realisiert werden.

Claims (8)

1. Vorrichtung zur induktiven Erwärmung von Körpern mittels hochfrequenter Schwingungen, die von einem Generator erzeugt werden, der einen Heizinduktor speist, der Energie auf den jeweiligen Körper überträgt, dadurch gekennzeichnet, daß der Heizinduktor (8) als Ringkernspule mit einem Ferrit-Ringkern (11) und einem Luftspalt (12) ausgebildet ist, in dem die Körper zum Erwärmen angeordnet sind, und daß der Generator einen Leistungsresonanzkonverter (7) enthält, der im E-Betrieb arbeitet.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Polflächen des Luftspalts (12) mit einer wärmere­ flektierenden Paste überzogen sind.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß für die Erzeugung der Betriebsgleichspannung des Leistungsresonanzkonverters (7) ein Durchflußwandler (6) vorgesehen ist.
4. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen einem von der Netzspannung beaufschlagten Brückengleichrichter (4) und dem Durchflußwandler (6) ein Oberwellenfilter (5) angeordnet ist.
5. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Eingang des Brückengleichrichters (4) und den Anschlußklemmen des Netzes ein Netzentstörfilter (1) angeordnet ist.
6. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Oberwellenfilter (5) mindestens einen zwischen einer Induktivität (20) und dem einen Ausgang des Brückengleich­ richters (4) angeordneten Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor (22) enthält.
7. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Durchflußwandler (6) einen Transformator (25) enthält, der mit seiner Primärwicklung (26) an zwei kontaktlose Schalter angeschlossen ist, die je mindestens einen Leistungs-MOS-Feldeffekttransistor (29, 30) enthalten.
8. Vorrichtung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsresonanzkonverter (7) mindestens einen in Reihe mit einer Drossel (40) an eine Betriebsgleich­ spannungsquelle angeschlossenen Leistungs-MOS-Feldeffekt­ transistor (39) enthält, zu dem ein Schwingkreis parallel geschaltet ist, an den der Heizinduktor (8) angeschlossen ist.
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