DE2948938C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art.

Es ist bekannt, daß zur Einsparung von Energie bei Beleuchtungsanwendungen unter Verwendung von Gasentladungslampen, insbesondere von Leuchtstofflampen, diese Lampen aus einer Leistungsquelle mit relativ hoher Frequenz gespeist werden sollten und daß die Lichtleistung der Lampen verringert werden sollte, wenn ihre Lichtleistung größer ist als die, die in einem vorgegebenen Fall benötigt wird. Bei Leuchtstofflampen verringert die Verwendung einer Frequenz von ungefähr 20 kHz den Energieverbrauch um mehr als 20%, verglichen mit einer Speisung bei 60 Hz.

Die bei der Verringerung der Lichtleistung von Gasentladungslampen eingesparte Energie hängt von dem Ausmaß der Verringerung der Lichtleistung ab, die in einem vorgegebenen Fall zulässig ist. Die Lichtleistung einer Lampe ist angenähert proportional zur aufgewandten Leistung. Daher werden bei 50% der Lichtleistung lediglich 50% der vollen Nennleistung benötigt. Es gibt viele Anwendungen, bei denen es annehmbar oder wünschenswert ist, die Lichtleistung von einer Lampe zu verringern. Beispielsweise kann die Lichtleistung in einem Gebäude gleichförmig oder örtlich verringert werden, wenn Sonnenlicht durch ein Fenster eindringt, so daß selbst bei Verringerung der Lichtleistung eine konstante oder annehmbare Beleuchtung in einem Arbeitsbereich erzielt wird. Entsprechend kann während eines normalen Arbeitstages eine Energieeinsparung von ungefähr 50% erzielt werden. Die Lichtleistung kann weiterhin außerhalb der Arbeitszeit verringert und aus Sicherheitsgründen auf einem niedrigen Wert gehalten werden. Die Lichtleistung könnte auch entweder mit Hilfe von örtlichen Steuereinrichtungen oder mit Hilfe von Signalen von einem Kraftwerk während Überlastperioden der Netzleitungen verringert werden.

Energieeinsparungen können weiterhin durch Verringerung der Lichtleistung erzielt werden, wenn die Lampen neu sind, und bei einer vorgegebenen Eingangsleistung eine Lichtleistung aufweisen, die wesentlich höher ist als am Ende ihrer Lebensdauer. Weil ein beleuchteter Bereich auch am Ende der Lampenlebensdauer in ausreichender Weise beleuchtet sein muß, kann Energie dadurch gespart werden, daß die Lichtleistung der Lampen verringert wird, wenn diese neu sind, worauf die Verringerung der Lichtleistung zurückgenommen wird, wenn die Lampen altern. Auf diese Weise können Energieeinsparungen von 15% für Leuchtstofflampen und von 20% bis 30% für hochintensive Entladungslampen erzielt werden.

Es sind Schaltungsanordnungen zur Hochfrequenzspeisung von Gasentladungslampen bekannt, bei denen die Betriebsleistung mit niedriger Frequenz (60 Hz) jeder der Lampenfassungen oder Halterungen eines Beleuchtungssystems zugeführt wird. Jede Lampenfassung könnte üblicherweise mehrere parallel oder in Serie geschaltete Lampen enthalten. Jede Lampenfassung ist weiterhin mit einem Wandler versehen, der die Hochfrequenz-Speiseleistung erzeugt, und sie enthält die erforderlichen Vorschaltgeräte für die Lampe.

Obwohl die vorstehend beschriebene Schaltungsanordnung gute Betriebseigenschaften aufweist, ist es erforderlich, eine vollständige Wandlerschaltung und zugehörige Steuereinrichtungen in jeder Lampenfassung anzuordnen. Daher ist dieses bekannte System kostspielig und das Zuverlässigkeitsproblem wiederholt sich für jede Lampenfassung. Weil jede Lampenfassung die vollständige Wandlerschaltung aufnimmt, zögern Konstrukteure und Benutzer, komplizierte und aufwendige Schaltungen und Steueranordnungen zu verwenden, und zwar aus Gründen der Kosten und der Zuverlässigkeit. Weiterhin ist jede Wandlerschaltung zusammen mit den zugehörigen Steuerschaltungen in einer eine relativ hohe Temperatur aufweisenden Umgebung in der Lampenfassung angeordnet. Die bekannte Schaltungsanordnung setzt weiterhin voraus, daß vier Leitungen zu jeder Lampenfassung führen: zwei für die Betriebsleistung und zwei für das Lichtleistungs-Steuersignal. Ein weiteres Problem besteht darin, daß es so schwierig ist, einen guten Leistungsfaktor bei 50 Hz bis 60 Hz in jeder Lampenfassung zu erzielen, weil die Leistungsfaktor-Korrekturelemente raumaufwendig und kostspielig sind.

Aus der US-PS 31 16 438 ist eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art bekannt, bei der eine einzige Hochfrequenz-Leistungsquelle verwendet wird, die relativ aufwendig ausgestaltet werden kann und die geringere Verluste aufweist, als dies bei Anordnung getrennter Hochfrequenz-Leistungsquellen in den einzelnen Lampenfassungen der Fall sein würde. Diese Hochfrequenz-Leistungsquelle ist mit den einzelnen Lampenfassungen verbunden, die jeweils getrennte Hochfrequenztransformatoren einschließen, die entweder Sekundärwicklungen zur Speisung der Heizfäden der Leuchtstofflampen aufweisen, oder es sind getrennte Heiztransformatoren zusätzlich zu dem Hochfrequenzübertrager vorgesehen. Eine Möglichkeit der Leistungsregelung der Leuchtstofflampen ist hierbei nicht vorgesehen, und sie dürfte auch bei einer zentralen Steuerung von der Hochfrequenz-Leistungsquelle nur in geringem Umfang möglich sein, da anderenfalls bei einer Verringerung der Leistung die Heizspannung der Leuchtstofflampen zu gering werden würde. Weiterhin müssen die Hochfrequenztransformatoren die volle Betriebsleistung der Leuchtstofflampen liefern und entsprechend leistungsfähig ausgelegt sein.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die bei kostengünstigem Aufbau durch eine gute Regelbarkeit der Lichtleistung eine erhebliche Leistungseinsparung bei einem guten Leistungsfaktor ermöglicht.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen AMerkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird eine einzige Hochfrequenz-Leistungsquelle zur Speisung einer Vielzahl von entfernt angeordneten Vorschaltgeräten mit einer Wechselspannungs-Ausgangsschwingungsform verwendet, die symmetrisch oder unsymmetrisch sein kann. Schaltungen mit irgendeinem gewünschten Entwicklungsstand können für die Steuerung des zentralen Wandlers vorgesehen werden und die Lichtleistungssteuerung wird durch Ändern der Amplitude des Wandlerausganges erzielt.

Die Verbindung von der Hochfrequenz-Leistungsquelle zu den einzelnen Vorschaltgeräten der entfernt angeordneten Lampenfassungen erfolgt vorzugsweise durch eine neuartige, geringe Verluste aufweisende Übertragungsleitung, die aus zwei mit Abstand voneinander angeordneten Leitern besteht, die jeweils durch eine sehr starke Isolierhülle isoliert sind, die die kapazitive Kopplung der Leiter miteinander und mit einem geerdeten Leitungsrohr, in dem in dem die Leiter angeordnet sind, weitgehend verringert. Diese relativ dicke Isolierhülle verringert weiterhin weitgehend eine Magnetfeldkopplung gegenüber einer aus Eisen oder eisenhaltigem Metall bestehenden Rohrleitung und damit die Eisenverluste in der Leitung. Damit ermöglicht diese Anordnung die Verwendung einer Eisenmetall-Rohrleitung. Weiterhin verringert diese neuartige stark isolierte Übertragungsleitung Verluste aufgrund der magnetischen Kopplung.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnungen näher erläutert.

In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung, das die wesentlichen Bauteile dieser Schaltungsanordnung zeigt,

Fig. 2 eine Querschnittsansicht einer bevorzugten Ausführungsform einer Hochfrequenz-Leistungsübertragungsleitung zur Verbindung des Ausganges der Hochfrequenz-Leistungsquelle mit den Vorschaltgeräten und Lampen nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform einer Hochfrequenz-Leistungsquelle, die bei der Ausführungsform nach Fig. 1 verwendbar ist,

Fig. 4 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Vorschaltgeräte- und Lampenanordnung, die bei dem Blockschaltbild nach Fig. 1 verwendbar ist,

Fig. 5 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Leistungsversorgungs-Gleichrichters für die Hochfrequenz-Leistungsquelle

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des Steuersystems.

In Fig. 1 ist eine eine relativ niedrige Frequenz (beispielsweise von 25 bis 60 Hz) aufweisende Leistungsquelle 20 gezeigt, die mit einer Gleichrichterschaltung 21 verbunden ist, das eine gleichgerichtete Ausgangsleistung für eine einzige zentral angeordnete Hochfrequenz-Leistungsquelle mit einem Hochfrequenzwandler 22 erzeugt. Die Leistungsquelle 20 und die Gleichrichterschaltung 21 können durch eine geeignete Gleichspannungsleistungsquelle ersetzt werden oder sie können durch eine Notbatterie ersetzt werden, die von einer Leistungsversorgungsleitung geladen oder gespeist wird. Obwohl die Verwendung einer Gleichspannungsspeisung des Hochfrequenzwandlers am besten geeignet ist, ist es weiterhin auch möglich, einen Hochfrequenzwandler zu verwenden, bei dem beispielsweise eine Wechselspannung oder eine ungefilterte gleichgerichtete Gleichspannung direkt dem Hochfrequenzwandler zugeführt wird. Die Gleichrichterschaltung 21 kann von der in Fig. 5 gezeigten Art sein, die weiter unten beschrieben wird, und einen hohen Leistungsfaktor aufweist. Der Hochfrequenzwandler 22 wird weiter unten anhand der Fig. 3 beschrieben und erzeugt eine sinusförmige Wechselspannungs-Ausgangsschwingung bei einer Frequenz von ungefähr 23 kHz. Das Ausgangssignal des Hochfrequenzwandlers 22 weist vorzugsweise eine höhere Frequenz als ungefähr 20 kHz auf, damit sie außerhalb des Hörbereichs liegt, und die Frequenz kann so hoch sein, wie dies Halbleiter-Schaltverluste, Bauteilverluste und ähnliches zulassen, die mit höheren Frequenzen ansteigen. Wenn die Schaltungsanordnung in einem Bereich eingebaut wird, in dem Tonfrequenzstörungen nicht wesentlich sind, muß der Hochfrequenzwandler-Ausgang lediglich eine Frequenz aufweisen, die um ungefähr eine Größenordnung höher als die Frequenz der Netzleitung ist.

Eine Ausgangsamplituden-Steuerschaltung 23 für das Ausgangssignal des Hochfrequenzwandlers ist mit diesem Hochfrequenzwandler 22 verbunden, um unter der Einwirkung eines Signals von einer Lichtsteuersignal-Steuereinrichtung 24 die Amplitude des Hochfrequenzausgangssignals des Hochfrequenzwandlers 22 zu vergrößern oder zu verkleinern. Die Steuereinrichtung 24 kann die Form einer manuellen Steuerung aufweisen oder das Steuersignal kann von Photozellensteuerungen, Zeitsteuereinrichtungen und ähnlichem geliefert werden, die irgendeine bedingungsabhängige und/oder zeitabhängige Steuerung des Hochfrequenzwandlers 22 liefern.

Der Ausgang des Hochfrequenzwandlers 22 wird dann an zwei Leitungen 30 und 31 einer Hochfrequenz-Leistungsübertragungsleitung geliefert, die besonders gut zur Verteilung der Hochfrequenz-Ausgangsleistung des Hochfrequenzwandlers 22 über relativ lange Strecken mit relativ geringen Verlusten geeignet ist. Beispielsweise könnten die Leitungen 30 und 31 eine Länge von ungefähr 30 m aufweisen und eine Betriebsleistung an ungefähr 25 getrennte, mit Abstand angeordnete Lampenfassungen liefern, die jeweils zwei Lampen enthalten können. Bei dieser Anwendung müssen 1850 W mit einem Leistungsfaktor von ungefähr 0,9 an das System geliefert werden.

Es sei darauf hingewiesen, daß diese Installation aus 50 Leuchtstofflampen mit einer Leistung von 40 W bestehen könnte, die bei 60 Hz eine Leistung von 2500 W benötigen. Lediglich 1850 W werden bei einer der höheren Frequenz für die gleiche Lichtleistung bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung benötigt.

Es sei weiterhin darauf hingewiesen, daß lediglich zwei Drähte zur Zuführung der Betriebsleistung an die Lampenhalterungen oder Lampenfassungen erforderlich sind, was im Gegensatz zu der Notwendigkeit von vier Drähten steht, die bei Lampenfassungen benötigt werden, die jeweils Hochfrequenzwandlerschaltungen enthalten und die mit der leicht übertragbaren Niederfrequenzleistung bei 50 bis 60 Hz gespeist werden.

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der Hochfrequenz-Leistungsübertragungsleitung zur Verteilung von Hochfrequenzenergie mit hoher Leistung (im Gegensatz zu bekannten Anordnungen für die Übertragung von Hochfrequenz-Signalspannungen mit niedriger Leistung). In Fig. 2 bestehen Leitungen 30 und 31 aus jeweiligen in der Mitte angeordneten Leitern 32 bzw. 33, die jeweils aus neunzehn Adern aus Kupferdraht mit einem Durchmesser von 0,355 mm bestehen. Der Außendurchmesser des Bündels von Adern beträgt ungefähr 1,78 mm. Jeder Leiter 32, 33 ist mit einer Isolierhülse 34 bzw. 35 überzogen, die aus irgendeinem üblichen Isoliermaterial bestehen kann. Jede Isolierhülle 34, 35 weist einen Durchmesser von ungefähr 6 mm auf und dieser Durchmesser sollte zumindest ungefähr dem Dreifachen des Durchmessers des jeweiligen in der Mitte angeordneten Leiters entsprechen. Die Leitungen 30 und 31 sind dann in einer geerdeten aus Stahl bestehenden Rohrleitung 36 angeordnet, die die sogenannte 3/4-Zoll-Rohrleitung sein kann, die einen Innendurchmesser von ungefähr 21 mm und einen Außendurchmesser von ungefähr 23,5 mm aufweist. Die Übertragungsleitungen 30 und 31 sind in der Rohrleitung 36 über den größten Teil ihrer Länge eingeschlossen, wie dies bei einer speziellen Installation erforderlich ist.

Es sei bemerkt, daß die vorstehend angegebenen Abmessungen lediglich typisch sind und daß auch andere Abmessungen ausgewählt werden können. Durch die Verwendung von relativ dicken Isolierhüllen 34 und 35 wird die kapazitive Kopplung und damit der Verlust zwischen den Leitern 32 und 33 und von den Leitern 32 und 33 zur Rohrleitung 36 so weit wie möglich verringert. Daher weist diese Übertragungsleitung nur geringe Verluste auf, selbst wenn sie sich über lange Strecken erstreckt. Es sei bemerkt, daß jede gewünschte Verbindung verwendet werden kann, wenn die Entfernung zwischen dem Hochfrequenzwandler 22 und den zugehörigen Lastelementen kurz ist.

Durch die Verwendung von Isolierhüllen 34 und 35, die eine maximale Stärke aufweisen, so daß sie gerade noch bequem durch die Rohrleitung 36 hindurchgezogen werden können, wird die Intensität des elektrischen Feldes verringert, so daß der spezifische Leitungsverlustwiderstand verringert wird. Bisher wurde es für erforderlich gehalten, eine minimale dielektrische Stärke zu verwenden, um das dielektrische Volumen und damit die dielektrischen Verluste so weit wie möglich zu verringern. Die beschriebene Ausführungsform der Übertragungsleitung weicht von dieser üblichen Lösung ab, um die kapazitive Nebenschlußverluste zwischen den Leitungen und von den Drähten zur Rohrleitung zu verringern.

Die relativ dicken Isolierhüllen 34 und 35 verringern weiterhin Magnetfeldverluste, die durch die Kopplung mit der Eisen-Rohrleitung hervorgerufen werden. Der geringere magnetische Verlust ergibt sich aufgrund der größeren Entfernung der Leiter 32 und 33 von der Eisen-Rohrleitung. Das Magnetfeld ändert sich umgekehrt mit der Entfernung zwischen Leitern. Energieverluste aufgrund des Vorhandenseins von Eisenmetall in einem Magnetfeld ändern sich direkt mit dem Quadrat der Magnetfeldintensität. Daher ist zu erkennen, daß sich diese Verluste umgekehrt mit dem Quadrat des Abstandes zwischen den Leitern und der Eisenmetall-Rohrleitung ändern. Dies ermöglicht die Verwendung von Rohrleitungen aus Eisen anstelle von Rohrleitungen aus Aluminium oder aus anderen Nichteisenmaterialien. Vorzugsweise sollte die charakteristische Impedanz der Übertragungsleitung an die der Last angepaßt werden, um die VAr-Verluste und eine Spannungsänderung entlang der Leitung zu verringern.

Die Leitungen 30 und 31 der Übertragungsleitung erstrecken sich durch ein Gebäude oder entlang einer Straße oder ähnlichem und sie sind mit einer oder mehreren enfernt angeordneten Lampenfassungen verbunden. Zu Erläuterungszwecken sind lediglich zwei Lampenfassungen 40 und 41 dargestellt, doch kann irgendeine beliebige Anzahl verwendet werden. Die Lampenfassungen 40 und 41 weisen jeweils Vorschaltgeräte 42 bzw. 43 und zugehörige Leuchtstofflampen 44 bzw. 45 auf. Eine typische Vorschaltgeräte- und Lampenanordnung wird weiter unten anhand der Fig. 4 erläutert. Bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung beträgt der Vorschaltgeräteverlust in der Lampenfassung weniger als 1 W. Daher sind die Bauteile in dem Vorschaltgerät keinen hohen Temperaturen ausgesetzt.

Im Betrieb wird Hochfrequenzleistung (mit einer Frequenz von mehr als ungefähr 20 kHz) von dem Hochfrequenzwandler 22 über die Übertragungsleitung mit den Leitungen 30, 31 mit relativ geringen Verlusten übertragen und der Vielzahl von entfernt angeordneten und einfachen sowie zuverlässigen Vorschaltgeräten 42 und 43 sowie den zugehörigen Lampen 44 bzw. 45 zugeführt.

Um die Lichtleistung aller Lampen 44, 45 in identischer Weise zu verringern, bewirkt ein Signal von einer Signalquelle 24 (die eine manuelle Steuereinrichtung, eine Uhren-Steuereinrichtung, eine Steuereinrichtung in einem elektrischen Kraftwerk zur Steuerung der Belastung dieses Kraftwerks, eine vom Sonnenlicht abhängige Steuerung oder ähnliches sein kann) eine Verringerung der Ausgangsamplitude der Wechselspannungs-Ausgangsleistung des Hochfrequenzwandlers 22 mit Hilfe der Hochfrequenzwandler-Ausgangsamplitudensteuerschaltung. Die Lichtleistung der Lampen 44, 45 wird dann angenähert proportional zur Verringerung der Leistung von dem Hochfrequenzwandler 22 verringert.

Es kann irgendeine gewünschte Hochfrequenzwandlerschaltung mit einem veränderlichen Wechselspannungsausgang für den Hochfrequenzwandler 22 verwendet werden. Fig. 3 zeigt eine Hochfrequenzwandler- oder Wechselrichterschaltung, die bei dem beschriebenen Steuersystem verwendet werden kann.

In Fig. 3 wird die Gleichspannungs-Ausgangsleistung des Gleichrichters 21 zwischen der positiven Leitung 50 und der negativen oder geerdeten Leitung 51 angelegt, die an in Serie geschaltete Hochgeschwindigkeits-Thyristoren 52 und 53 angeschaltet sind. Die Thyristoren 52 und 53 weisen Einschaltgeschwindigkeiten von weniger als ungefähr 1 µs und Abschaltgeschwindigkeiten von ungefähr 2 bis 3 µs auf. Der Verbindungspunkt zwischen den Thyristoren 52 und 53 ist mit einer Serienschaltung aus einem Kondensator 54, einer Induktivität 55, der Primärwicklung 56 eines Aufwärtstransformators 57 und der Minus-Leitung 51 verbunden. Der Transformator 57 weist eine Hochspannungs-Sekundärwicklung 58 auf, die eine Hochfrequenz-Sinus-Ausgangsspannung von ungefähr 255 V Wechselspannung für eine Gleichspannungs-Eingangsspannung von ungefähr 320 V liefert.

Geeignete Nebenschlußdioden 59 und 60 sind längs der Thyristoren 52 bzw. 53 angeschaltet. Der Kondensator 54 und die Induktivität 55 weisen Werte auf, die eine Resonanz bei ungefähr 23 kHz ergeben. Der Kondensator 54 kann beispielsweise einen Wert von 0,33 µF aufweisen, während die Induktivität 55 einen Wert von ungefähr 130 µ Henry aufweisen kann.

Die Amplitudensteuerschaltung 23 liefert zeitgesteuerte Ausgangs-Steuerimpulse an die Steuerelektroden der Thyristoren 52 und 53, um ihre Betriebsweise zu steuern, und diese Impulse werden in ihrer Phase durch das Lichtleistungs-Steuersignal gesteuert.

Im Betrieb und zum Ingangsetzen des Hochfrequenzwandlers sei angenommen, daß beide Thyristoren 52 und 53 abgeschaltet sind. Ein Torimpuls von der Amplitudensteuerschaltung 23 schaltet zunächst den Thyristor 52 ein, um einen Strompfad durch die Bauteile 50, 52, 54, 55, 56 und 51 zu schaffen. Der Torimpuls an den Thyristor 52 wird nach wenigen µs entfernt, wenn die Leitfähigkeit des Thyristors 52 vollständig ausgebildet wurde. Weil der Kondensator 54 und die Induktivität 55 eine Resonanz bei ungefähr 23 kHz aufweisen, verläuft der Strom in dem vorstehend beschriebenen Kreis durch eine Halbperiode bei der Resonanzfrequenz, und wenn sich der Strom dem Wert Null nähert, wird der Thyristor 52 abgeschaltet und der Strom kehrt sich um und fließt durch den Stromkreis mit den Bauelementen 51, 56, 55, 54, 59 und 50.

An diesem Punkt schaltet ein Impuls von der Amplitudensteuerschaltung 23 den Thyristor 53 ein, so daß der Resonanzstrom (und die in dem Resonanzkreis gespeicherte Energie) sich nunmehr umkehren kann und durch den die Bauteile 53, 56, 55 und 54 einschließlich Kreis in einer Resonanz-Halbperiode fließen kann. Der Trigger- oder Torimpuls von der Amplitudensteuerschaltung 23 wird entfernt, nachdem die Leitfähigkeit des Thyristors 53 ausgebildet wurde. Wenn sich daher der Strom am Ende dieser negativen Halbperiode dem Wert Null nähert, wird der Thyristor 53 abgeschaltet, und der Strom kehrt sich in die positive Halbperiode um und fließt durch die Bauteile 60, 54, 55 und 56. Der nächste Impuls von der Amplitudensteuerschaltung 23 schaltet den Thyristor 52 ein, wenn der Resonanzstrom in seine positive Halbperiode überschwingt, um eine volle Arbeitsperiode zu vervollständigen.

Es ist zu erkennen, daß während dieser Betriebsweise eine hohe Ausgangsspannung in der Ausgangswicklung 58 induziert wird, die dann der Übertragungsleitung zugeführt wird, die aus den Leitungen 30 und 31 besteht.

Eine Amplitudenänderung wird dadurch erzielt, daß die Zuführung der Triggerimpulse an die Thyristoren 52 und 53 verzögert wird, so daß das Tastverhältnis des Hochfrequenzwandlers geändert wird. Auf diese Weise wird die Leitfähigkeit der Thyristoren während der Halbperiode verringert und es wird eine geringere Spannung an die Primärwicklung 56 angelegt. Die Spannung an der Wicklung 56 ist jedoch aufgrund der Resonanz des Kondensators 54 und der Induktivität 55 sinusförmig. Daher ist die den Vorschaltgeräten 42 und 43 (Fig. 1) zugeführte Spannung ebenfalls sinusförmig. Eine Amplitudenänderung kann entweder durch veränderliche Verzögerung des Trigger- oder Torsignals an einen oder beide Thyristorschalter erzielt werden.

Wie dies weiter unten beschrieben wird, sind die Vorschaltgeräte 42 und 43 auf die Ausgangsfrequenz des Hochfrequenzwandlers 22 abgestimmt. Die Sinusschwingungsform beseitigt eine Verschlechterung des Wirkungsgrades aufgrund von Harmonischen und verringert weiterhin die Erzeugung von elektromagnetischen Störungen.

Es sei bemerkt, daß irgendeine gewünschte Hochfrequenzwandler- oder Wechselrichterschaltung mit zugehöriger Amplitudensteuerung anstelle des Hochfrequenzwandlers 22 verwendet werden könnte, unter Einschluß von Anordnungen zur Änderung der Spannung an der Leitung 50, Impulsbreiten-Modulationstechniken, Transistorschaltungen und Hochfrequenztransformatoren mit veränderlichem Übersetzungsverhältnis oder andere Schaltungen, die ähnlich in ihrer Leitfähigkeit steuerbare Elemente verwenden.

Eine neuartige Vorschaltgerät-Anordnung, wie sie beispielsweise in Fig. 4 gezeigt ist, ist für jedes der Vorschaltgeräte 42 und 43 vorgesehen. Das Vorschaltgerät nach Fig. 4 wird für zwei in Serie geschaltete Lampen 70 und 71 (die den Lampen 44 der Fassung 40 nach Fig. 1 entsprechen) verwendet, wobei die Lampen 70 und 71 Schnellstart-Leuchtstofflampen sind, die zur Lichtsteuerung sehr geeignet sind.

Die Vorschaltgeräte-Schaltung für die Lampen 70 und 71 schließt Kondensatoren 72 und 73, einen Heiztransformator 75 und eine Induktivität 76 ein. Eine Wicklungsanzapfung 77 ist mit dem Heizfaden 78 der Lampe 70 verbunden. Eine weitere Wicklungsanzapfung 79 ist mit den Heizfäden 80 und 81 der Lampen 70 und 71 verbunden. Eine Wicklung 82 ist mit einem Heizfaden 83 der Lampe 71 verbunden. Der Heiztransformator 75 weist eine Primärwicklung von ungefähr 235 Windungen auf. Die Anzapfungen 77 und 79 der Wicklung 82 können jeweils ungefähr 9,5 Windungen umfassen. Ein üblicher thermischer Schalter 84, der beispielsweise bei 105°C öffnet, ist in Serie mit dem Kondensator 72 geschaltet.

Die Werte der Kondensatoren 72 und 73 und der Induktivität 76 sind so gewählt, daß sich eine Resonanz bei ungefähr 32 kHz ergibt, während der Kondensator 72 und die Induktivität 76 in der Nähe von ungefähr 12 kHz eine Resonanz aufweisen. Daher ist die reaktive Impedanz der Induktivität 76 bei 32 kHz größer als die des Kondensators 72. Beispielsweise kann der Kondensator 72 einen Kapazitätswert von 0,033 µF aufweisen, während der Kondensator 73 eine Kapazität von ungefähr 0,0047 µF und die Induktivität 76 eine Induktivität von ungefähr 5,1 mHenry aufweist.

Ein wesentliches Merkmal der Ausführungsform der Vorschaltgeräte besteht darin, daß sie lediglich eine Heizfaden-Heizleistung für die Lampen liefern müssen. Weiterhin können die Induktivitäten und Kondensatoren dieses Vorschaltgerätes in dem gleichen Gehäuse angeordnet sein, so daß sich eine geringe Größe und Wirtschaftlichkeit des Vorschaltgerätes ergibt. Die Verwendung eines gemeinsamen Gehäuses vereinfacht weiterhin den Einbau des Vorschaltgerätes, weil es nicht erforderlich ist, eine Vielzahl von getrennten Teilen zu handhaben.

Die vorstehend beschriebene Vorschaltgeräte-Schaltung weist die folgenden wünschenswerten Eigenschaften auf:

• 1. Sie wird nicht durch eine zufällige Zuführung von Betriebsleistung bei 50 Hz bis 60 Hz beschädigt.
• 2. Der Hochfrequenzwandler 22 wird nicht kurzgeschlossen, wenn irgendeines der Bauelemente des Vorschaltgerätes ausfällt. Daher kann der Kurzschluß einfacher lokalisiert werden, weil die Lampen in nicht kurzgeschlossenen Lampenfassungen weiterhin eingeschaltet sind und leuchten.
• 3. Die Schaltung weist einen guten Leistungsfaktor für den Hochfrequenzwandler 22 und die Übertragungsleitungen 30 und 31 auf.
• 4. Es ergibt sich eine relativ konstante Heizspannung über den Lichtleistungssteuerbereich, so daß Schäden an den Lampen vermieden werden.
• 5. Die Startspannung ist ausreichend hoch, um die Lampen unter festgelegten Bedingungen zu zünden, sie ist jedoch nicht so hoch, daß die Lampen beschädigt werden können.
• 6. Das Vorschaltgerät ist klein und wirkungsvoll, weil der Transformator dieses Vorschaltgerätes lediglich die Heizleistung der Lampen verarbeitet.

Die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 4 ist wie folgt: Wenn eine Wechselspannungsleistung an die Leitungen 30 und 31 angelegt wird, bewirkt die Leistung bei 2,3 kHz, daß die Beuteile 72, 73 und 76 teilweise bei ihrer Resonanzfrequenz von 32 kHz in Resonanz kommen. Die Vergrößerung des Stromes aufgrund dieser teilweisen Resonanz bewirkt, daß die Spannung an dem Kondensator 73 hoch genug ansteigt, um die Lampen 70 und 71 zu starten. Die teilweise Resonanz ist wichtig, weil sie eine ausreichende, jedoch nicht übermäßige Startspannung ergibt, die sonst die Lampen 70 und 71 beschädigen könnte. Sobald die Lampe 71 gestartet ist, ist der Kondensator 73 im wesentlichen kurzgeschlossen, so daß der Kondensator 72 und die Induktivität 76 unterhalb der Frequenz des Hochfrequenzwandlers eine Resonanz aufweisen.

Während des Betriebes sperrt der Kondensator 72 Niederfrequenzspannungen von 50 Hz bis 60 Hz ab, wenn diese Spannung versehentlich an die Leitungen 30 und 31 angelegt wird. Daher ist eine versehentliche Zerstörung des Vorschaltgerätes durch niederfrequente Betriebsleistung verhindert. Weil weiterhin die Impedanzbauteile unter Einschluß der Kondensatoren 72 und 73, des Transformators 75 und der Induktivität 76 in Serie geschaltet sind, erscheint der Ausfall eines dieser Bauteile nicht als Kurzschluß an dem Hochfrequenzwandler 22. Daher werden nicht alle Lampen aller Lampenfassungen gelöscht und das fehlerhafte Bauteil kann leicht lokalisiert werden.

Ein guter Leistungsfaktor wird mit der Schaltung nach Fig. 4 dadurch erreicht, daß die Impedanz des Kondensators 72 bei der Frequenz von 23 kHz weitgehend der Impedanz der Induktivität 76 angenähert wird. Weil die reaktiven Impedanzen der Bauteile 72 und 76 voneinander subtrahiert werden, ist die resultierende Impedanz, verglichen mit dem Serienwiderstand der Lampen 70 und 71, klein. Daher ist die reaktive Komponente der Last klein, so daß ein guter Leistungsfaktor erzielt wird.

Eine relativ konstante Heizspannung für die Heizfäden 78, 80, 81 und 83 wird dadurch erzielt, daß die Primärwicklung des Transformators 75 längs der Lampe 70 angeschaltet ist. Der Spannungsabfall längs dieser Lampe ist relativ konstant, selbst wenn die Lichtleistung dieser Lampe verringert wird. Daher bleiben die Heizspannungen angenähert konstant. Es sei jedoch bemerkt, daß dann, wenn die Amplitude der Eingangsspannung an den Leitungen 30 und 31 geändert wird, sich der Strom in den Lampen 70 und 71 ändert, so daß sich auch die Lichtleistung der Lampen ändert.

Die Induktivität 76 bildet nicht nur ein Bauteil des Leistungsfaktornetzwerks, sondern sie weist auch eine größere reaktive Impedanz als der Kondensator 72 auf, so daß sie als Ballast-Impedanz zur Begrenzung des Stromes in den Lampen 70 und 71 wirkt.

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform einer Gleichrichterschaltung 21, die in Verbindung mit der beschriebenen Schaltungsanordnung Verwendung finden kann und die den Vorteil aufweist, daß sie einen hohen Leistungsfaktor aufweist, so daß sich kein unnötig hoher Stromfluß auf der 50/60-Hz-Verkabelung ergibt, die zum Gleichrichternetzwerk 21 führt.

Diese Schaltung besteht aus einem Resonanzkreis, der eine Induktivität 90 und einen Kondensator 91, die zwischen die Eingangsanschlüsse der niederfrequenten Wechselspannungsquelle geschaltet sind, und einen Einphasen-Brückengleichrichter 92 einschließt. Der Gleichspannungsausgang des Gleichrichters 92 ist dann mit einem Ausgangskondensator 93 verbunden, der ein Elektrolytkondensator sein kann, wobei der Gleichspannungsausgang weiterhin mit der positiven Leitung 50 und der Erdleitung 51 verbunden ist. Die Werte der Induktivität 90 und des Kondensators 91 sind kritisch und sie betragen 30 mHenry bzw. 10 µF.

Im Betrieb bewirkt die LC-Schaltung 90, 91 vor dem Gleichrichter 92, daß der der 50/60-Hz-Quelle entnommene Strom während jeder Halbperiode für eine längere Zeit fließt, so daß dieser Strom eine bessere Phasenbeziehung mit der Spannung aufweist. Die Induktivität 90 und der Kondensator 91 sind bei einer Periode von ungefähr einem Viertel der Periode der Eingangsfrequenz (üblicherweise 50 Hz bis 60 Hz) in Resonanz. An einem Punkt in der Betriebsperiode übersteigt die Spannung an dem Kondensator 93 die Spannung an dem Kondensator 91. Dies bewirkt eine Vorspannung des Gleichrichters 92 in Sperrichtung, so daß der Netzstrom in den Kondensator 91 weiterfließt und nicht abgeschaltet wird. Das Aufnehmen des Stromes in dem Kondensator 91 während der Vorspannung des Gleichrichters 92 in Sperrichtung bewirkt eine Resonanz der Induktivität 90 und des Kondensators 91, so daß ein gleichförmiger Stromfluß aus dem Wechselspannungsnetz über jede Halbperiode hervorgerufen wird, so daß der Leistungsfaktor wesentlich verbessert wird.

Es ist verständlich, daß die hier beschriebene Schaltungsanordnung auch mit einem Hochfrequenzwandler 22 ausgebildet werden könnte, der die Form eines Mehrphasen-Hochfrequenzwandlers, beispielsweise eines Dreiphasen-Hochfrequenzwandlers, aufweist. In diesem Fall wird die Hochfrequenzleistung an die Vorschaltgeräte und Lampen mit Hilfe einer Mehrleiter-Übertragungsleitung übertragen, beispielsweise mit Hilfe von drei Leitern für die Dreiphasen-Betriebsleistung. Die Vorschaltgeräte und Lampen würden zwischen zwei Leitern oder zwischen einem Leiter und der neutralen Leitung angeschaltet, wenn eine neutrale Leitung vorgesehen ist. In gleicher Weise kann die niederfrequente 50/60-Hz-Leistungsversorgung 20 nach Fig. 1 durch eine mehrphasige Leistungsversorgung, beispielsweise eine dreiphasige Leistungsversorgung, gebildet sein.

Der Transformator 57 des Hochfrequenzwandlers liefert die richtige Startspannung und die Transformatoren 75 in den Vorschaltgeräten an den Lampenfassungen (Fig. 4) müssen nicht für die volle Lampenleistung ausgelegt werden, sondern lediglich für die Heizleistung der Lampen. Die gesamte Lampenleistung wird von dem einzigen Transformator 57 des Hochfrequenzwandlers nach Fig. 3 geliefert, so daß sich ein höherer Wirkungsgrad ergibt als mit einer Gruppe von kleineren Transformatoren für jedes Vorschaltgerät und für den gleichen Gesamt-Volt-Ampere-Nennwert. Auf diese Weise wird ein höherer System-Wirkungsgrad erzielt.

Weil weiterhin die Vorschaltgeräte-Transformatoren 75 lediglich mit der Heizleistung belastet sind, sind diese Vorschaltgeräte in den einzelnen Lampenfassungen kleiner, kühler, leichter und weniger kompliziert, und sie weisen einen höheren Wirkungsgrad auf, so daß sie insgesamt zuverlässiger als Vorschaltgeräte-Transformatoren sind, die mit der vollen Lampenleistung belastet sind.

Eine Hochfrequenzwandler- oder Wechselrichteranordnung, die allgemein den Grundgedanken der Anordnung nach Fig. 3 folgt, ist in Form eines Blockschaltbildes in Fig. 6 dargestellt. In Fig. 6 sind Steuereinrichtungen für die Schaltung nach Fig. 3 vorgesehen, die es ermöglichen, daß die Schaltung in neuartiger Weise für ein System mit veränderlicher Ausgangsleistung, beispielsweise für ein Lichtleistungssteuersystem von Lampen, geeignet ist, bei dem der Hochfrequenzwandler die zentrale Hochfrequenz-Leistungsversorgung für eine Vielzahl von Lampenlasten bildet, die mit der Hochfrequenz-Leistungsversorgung über eine Übertragungsleitung oder dergleichen verbunden sind.

Der anhand der Fig. 6 zu beschreibende Hochfrequenzwandler erfüllt die folgenden Kriterien:

• 1. Das Ausgangssignal des Hochfrequenzwandlers ist eine Sinusschwingung, von der angenommen wird, daß sie im Hinblick auf den niedrigst möglichen Übertragungsleistungsverlust am günstigsten ist.
• 2. Die Ausgangsamplitude des Sinusschwingungs-Ausgangssignals des Hochfrequenzwandlers ist änderbar, um eine Lichtleistungssteuerung zu erzielen.
• 3. Der Hochfrequenzwandler arbeitet mit hohem Wirkungsgrad, so daß Energie gespart wird.
• 4. Die Ausgangsfrequenz des Hochfrequenzwandlers kann größer als ungefähr 20 kHz und oberhalb des Hörbereichs liegen, so daß der Hochfrequenzwandler keine störenden hörbaren Geräusche erzeugt, wenn er in einer Umgebung verwendet wird, in der Tonfrequenz-Störungen ein Problem darstellen.
• 5. Der Hochfrequenzwandler kann in zuverlässiger Weise gestartet und abgeschaltet werden, wobei die Schaltelemente des Hochfrequenzwandlers unmittelbar betätigt werden, um einen geeigneten Hochfrequenzwandler-Betrieb und eine geeignete Zündung der Lampen sicherzustellen.
• 6. Das Sinusschwingungs-Ausgangssignal des Hochfrequenzwandlers weist geringe Verzerrungen selbst dann auf, wenn sich eine relativ große Änderung des Laststromes, beispielsweise aufgrund der Verringerung der Lichtleistung oder aufgrund einer Änderung der Anzahl der Lampen in dem System, ergibt, die einen Laststrom führen.
• 7. Der Hochfrequenzwandler ist gegen Last-Fehlerströme geschützt und wird abgeschaltet, wenn ein Last-Fehler auftritt, worauf ein bewußter Eingriff des Benutzers erforderlich ist, um den Hochfrequenzwandler wieder einzuschalten.
• 8. Der Hochfrequenzwandler ist intern mit Hilfe einer automatischen Rücksetzeinrichtung zur vorübergehenden Abschaltung des Hochfrequenzwandlers beim Auftreten eines internen Hochfrequenzwandler-Fehlers und zur automatischen Wiedereinschaltung des Hochfrequenzwandlers geschützt.

In Fig. 6 wird die Eingangsleistung an den Leitungen 50, 51 einem Block 52, 53 zugeführt, der mit Hochfrequenzwandler-Schaltelemente bezeichnet ist. Diese Leistungsschaltelemente könnten die Thyristorschaltelemente 52 und 53 von Fig. 3 (und die zugehörigen Dioden 59 bzw. 60) sein oder sie könnten durch irgendeine andere Art eines gewünschten Schaltelementes unter Einschluß von Transistoren und dergleichen gebildet sein.

Die die Schaltelemente 52, 53 einschließende Schaltung enthält eine Hochfrequenzwandler-Fehlerdetektorschaltung 100, die ein Ausgangssignal bei Auftreten eines Fehlers in dem Hochfrequenzwandler erzeugt. Der Fehlerdetektor 100 könnte beispielsweise auch aus einem Stromtransformator bestehen, dessen Ausgangswicklung mit einem Lastwiderstand verbunden ist, der ein geeignetes Ausgangssignal an ein Abschalt-Schaltungssystem 103 liefert.

Der Hauptstromkreis enthält als nächstes ein Sinusschwingungsfilter 54, 55, das aus den weiter oben anhand der Fig. 3 beschriebenen Bauteilen 54 und 55 besteht und das sicherstellt, daß der Rechteckschwingungseingang von den Hochfrequenzwandler-Leistungsschaltelementen 52, 53 in eine Sinusschwingung mit geringen Verzerrungen umgewandelt wird. Dies wird dadurch erreicht, daß bei der Grundfrequenz die Summe der Impedanzen der Induktivität 55 und des Kondensators 54 gleich Null ist, so daß die Grundfrequenz der Rechteckschwingung nicht gedämpft wird. Für andere Frequenzanteile der Eingangsrechteckschwingung ist jedoch die Gesamtimpedanz des abgestimmten Kreises 54, 55 von Null verschieden, so daß diese Frequenzkomponenten stark gedämpft werden. Entsprechend erzeugt die Hochfrequenzwandler-Schaltung aufgrund des abgestimmten Kreises unter Einschluß des Kondensators 54 und der Induktivität 55 ein Sinusschwingungs-Ausgangssignal mit relativ geringer Verzerrung. Weiterhin ist die Frequenz dieser Hochfrequenzwandlerschaltung so gewählt, daß sie oberhalb des Hörbereichs liegt und vorzugsweise oberhalb von 20 kHz liegt, so daß die oben erwähnten Kriterien 1. und 4. erfüllt sind.

Der Hauptstromkreis nach Fig. 6 verläuft als nächstes über eine phasenabhängige Nulldurchgangs-Detektorschaltung 110, die eine Zeitsteuerung der Betriebsweise einer Synchronisierschaltung 111 bewirkt. Der phasenabhängige Nulldurchgangs-Detektor kann irgendeine gewünschte und bekannte Art einer Schaltung umfassen. Diese Schaltung könnte aus einem Transformator mit sättigbarem Kern bestehen, der während des größten Teils der positiven und negativen Halbperioden gesättigt ist und der lediglich für eine kurze Zeit während jedes Intervalls mit einem Strom von Null ungesättigt ist. Daher wird ein Ausgangsspannungsimpuls an einer Sekundärwicklung und längs eines Lastwiderstandes jedesmal dann erzeugt, wenn der Hauptstrom des Hochfrequenzwandlers durch Null hindurchläuft. Der Hauptstromkreis schließt weiterhin eine Lastfehler-Detektorschaltung 120 ein, die einen Laststromtransformator mit einer Sekundärwicklung einschließen kann, dessen Ausgang mit einem geeigneten Abschaltsystem 123 verbunden ist.

Der Hauptstromkreis schließt weiterhin ein Last-Puffernetzwerk 130 ein, das aus einem Spannungstransformator und einem Kondensator bestehen kann, der im Sinne einer Überwindung großer Widerstandswerte wirkt, die aufgrund einer sehr geringen Last auftreten könnten, so daß die Sinusschwingungsform des Ausgangssignals aufrechterhalten wird. Wenn der Lastwiderstand bei der Schaltung nach Fig. 5, die diesen Kondensator nicht enthält, zu groß wird, so gelangt die Schaltung in einen übergedämpften Zustand, und die Spannung längs der Last weist keine Sinusschwingungsform mehr auf, so daß die Resonanz der Bauteile 54 und 55 aufhört. Der Last-Pufferkondensator stellt ein zusätzliches Resonanzbauteil dar, das parallel zur Last liegt und dazu verwendet wird, das oben erwähnte Kriterium 7. aufrechtzuerhalten.

Das Blockschaltbild nach Fig. 6 enthält in einem erheblichen Umfang Steuerschaltungen, die bequem für die Verwendung mit einem einzigen zentral angeordneten Hochfrequenzwandler aufgebaut und eingestellt werden können, während es sehr aufwendig sein würde, diese Steuerschaltungen für jede Lampenfassung eines Leuchtstofflampensystems zu wiederholen. Die Schaltung nach Fig. 6 schließt eine Amplitudenänderungs-Steuerschaltung 140 ein, die ein Eingangssignal von der Synchronisierschaltung 111 empfängt. Die Amplitudenänderungs-Steuerschaltung wird zur Änderung des Schaltpunktes der Last-Schaltelemente 52 und 53 (zur Erzielung einer Phasensteuerung) verwendet und sie wird von mehreren Eingangssignalen gesteuert. Diese Eingangssignale schließen Signale von dem Abschalt-Schaltkreis 103, der von dem Hochfrequenzwandler-Fehlerdetektor betätigt wird, und von dem Abschalt-Schaltkreis 123 ein, der von dem Last-Fehlerdetektor 120 betätigt wird. Die Schaltung 140 wird weiterhin von einer Lampen-Zündfolgenschaltung 150 oder von einem manuellen Steuereingang 151 gesteuert, die über die Lampen-Zündfolgenschaltung 150 wirksam wird. Weiterhin ist ein Einschalt- und Abschalt-Folgenschaltung 152 vorgesehen.

Claims (11)

1. Schaltungsanordnung zur Speisung von Leuchstofflampen, mit einer Anzahl von passiven Vorschaltgeräten und jeweiligen zugehörigen, in Reihe geschalteten zwei Leuchtstofflampen (70, 71), mit einer einzigen Hochfrequenz-Leistungsquelle (22), mit einer Hochfrequenz-Übertragungsleitung (30, 31) zur Anschaltung des Ausganges der Hochfrequenz-Leistungsquelle an jedes der Anzahl von Vorschaltgeräten (42, 43), die jeweils eine mit den beiden Leuchtstofflampen (70, 71) in Reihe geschaltete Induktivität und eine parallel zu den beiden Leuchtstofflampen angeordnete Reihenschaltung aus einem Kondensator (73) und der Primärwicklung eines Heiztransformators (75) aufweisen, wobei Wicklungen des Heiztransformators mit den Elektroden der Leuchtstofflampen verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenz-Leistungsquelle (22) mit Steuerschaltungseinrichtungen (23) zur Steuerung der Amplitude ihrer Ausgangsspannung versehen ist, und daß in den Vorschaltgeräten (42, 43) jeweils die Primärwicklung des Heiztransformator (75) parallel zu einer der Leuchtstofflampen (70) geschaltet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenz-Leistungsübertragungsleitung (30, 31, 36) erste und zweite Leiter (32, 33) mit einer Isolierhülle (34, 35) aufweist, deren Durchmesser zumindest dreimal so groß ist, wie der Durchmesser des jeweiligen Leiters (32, 33), und daß die ersten und zweiten Leiter (32, 33) in einem aus eisenhaltigem Metall bestehenden Rohr angeordnet sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Reihenschaltung aus dem einen Kondensator (73) und der Primärwicklung des Heiztransformators ein Filterkondensator (72) vorgeschaltet ist, der einen Kapazitätswert aufweist, der die Zuführung von eine relativ niedrige Frequenz aufweisender Betriebsleistung an das Vorschaltgerät (42, 43) verhindert.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Hochfrequenz-Leistungsquelle (22) einen Wechselrichter in Form eines Serienwandlers mit ersten und zweiten, zwischen den Polen einer Gleichspannungsquelle in Serie geschalteten, eine steuerbare Leitfähigkeit aufweisenden Elementen (52, 53) aufweist, die jeweils in der gleichen Richtung gepolt sind, daß das erste, eine steuerbare Leitfähigkeit aufweisende Element (52) mit einem Kondensator (54), einer Induktivität (55) und einem Transformator (56) zu einem geschlossenen Kreis zusammengeschaltet ist, daß der Kondensator (54) und die Induktivität (55) eine Resonanz bei der Frequenz der Hochfrequenzquelle (22) aufweisen, daß Steuereinrichtungen (23) mit dem Resonanzstrom des Kondensators (54) und der Induktivität (55) gekoppelt sind, um die ersten und zweiten, eine steuerbare Leitfähigkeit aufweisenden Elemente (52, 53) synchron mit der Resonanzfrequenz des Kondensators (54) und der Induktivität (55) einzuschalten, und daß der Tranformator (57) mit den Vorschaltgeräten (42, 43) über die Hochfrequenz-Leistungsübertragungsleitung (30, 31, 36) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter (22) aus einem Wechselstromnetz über eine Gleichrichterschaltung (21) gespeist wird, die einen an die Anschlüsse des Wechselstromnetzes angeschalteten abgestimmten Serienkreis mit einer Induktivität (90) und einem Kondensator (91) und mit einer Resonanzfrequenz, die um weniger als eine Größenordnung höher als die relativ niedrige Frequenz des Wechselstromnetzes ist, und einen Gleichrichter (92) einschließt, dessen Wechselstrom-Eingangsanschlüsse parallel zu dem Kondensator (91) angeschaltet sind, und daß ein Ausgangskondensator (93) mit den Gleichstrom-Ausgangsanschlüssen des Gleichrichters (92) verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichrichter (92) ein Einphasen-Zweiweg-Brückengleichrichter ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Serienresonanzkreis aus der Induktivität (90) und dem Kondensator (91) eine Resonanzfrequenz aufweist, die dem drei- bis sechsfachen der Frequenz des Wechselstromnetzes entspricht.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4-7, dadurch gekennzeichnet, daß den ersten und zweiten, eine steuerbare Leitfähigkeit aufweisenden Elementen (52, 53) jeweils eine Diode (59, 60) antiparallel geschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Nulldurchgangsdetektorschaltung (110) vorgesehen ist, die einen Ausgangsimpuls jedesmal dann erzeugt, wenn der Ausgangsstrom der Hochfrequenz-Leistungsquelle durch Null hindurchläuft, daß eine Synchronisierschaltung (11) mit dem Nulldurchgangsdetektor (110) verbunden ist und eine Ausgangsimpulsfolge mit der Frequenz des Ausgangsstromes der Hochfrequenz-Leistungsquelle (22) erzeugt, daß eine Amplitudenänderungs-Steuerschaltung (23, 140) mit den Steuerelektroden der ersten und zweiten, eine steuerbare Leitfähigkeit aufweisenden Elemente (52, 53) gekoppelt und mit der Synchronisierschaltung (11) verbunden ist und Ausgangsimpulse an diese Steuerelektroden mit der Frequenz des Ausgangsstromes der Hochfrequenz-Leistungsquelle (22) liefert, und daß Steuerschaltungseinrichtungen (150, 151, 152) mit der Amplitudenänderungs-Steuerschaltung (23, 140) verbunden sind, die die Phasenlage der Ausgangsimpulse der Amplitudenänderungs-Steuerschaltung gegenüber der Strom-Nulldurchgangszeit des Ausgangsstromes der Hochfrequenz-Leistungsquelle (22) verzögern.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltungseinrichtungen Lampen-Zündfolgenschaltungseinrichtungen (150) zur relativ langsamen Vergrößerung der Ausgangsspannung der Hochfrequenz-Leistungsquelle (22) beim Einschalten einschließen.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltungseinrichtungen weiterhin Einschalt- und Abschalteinrichtungen (152) zum Verzögern der Zuführung der Zündimpulse an die Steuerelektroden der ersten und zweiten steuerbaren Elemente (52, 53) bis zum Ausbilden geeigneter Steuerspannungen einschließen.