EP1570290A2 - Radarsensor sowie verfahren zum betrieb eines radarsensors - Google Patents

Radarsensor sowie verfahren zum betrieb eines radarsensors

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EP1570290A2
EP1570290A2 EP03779670A EP03779670A EP1570290A2 EP 1570290 A2 EP1570290 A2 EP 1570290A2 EP 03779670 A EP03779670 A EP 03779670A EP 03779670 A EP03779670 A EP 03779670A EP 1570290 A2 EP1570290 A2 EP 1570290A2
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EP
European Patent Office
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radar sensor
switch
pulse
sensor according
signal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP03779670A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Dirk Steinbuch
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Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Publication date
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G01S7/285—Receivers

Definitions

  • the invention is based on a method for operating a radar sensor, the radar pulses of which are generated by passing a continuous microwave signal over an RF switch that is periodically controlled by a pulse signal.
  • the mixed received pulses are fed on the one hand to an amplitude detector for obtaining a range signal and on the other hand to a phase detector for obtaining an angular error signal.
  • Pulse signal expanded without decorrelation occurring. This causes that After mixing the radar signal in IF position regardless of frequency drifts, the same high noise level always occurs on the receiving side, which almost corresponds to the minimum achievable noise level regardless of the relative position of the LO (carrier oscillator) frequency and PRF (pulse repetition frequency) to one another. This avoids the critical case of f _o n * PRF.
  • SRR short-range radar
  • diodes with a linear characteristic e.g. PIN diodes as HF switches also reduce the harmonics.
  • the required fast switching times with the SRR, e.g. 400 ps for radar pulses, can be achieved with very thin pin diodes
  • Intrinsic layer can be achieved.
  • phase detector can advantageously have a pair of diodes on one
  • an oscillator for controlling the RF switch is advantageous, which oscillates in a clean mode and has a buffer amplifier operated on the output side in saturation.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of a radar sensor according to the invention
  • FIG. 2 shows the spectral relationship between the baseband pulse spectrum and the reception pulse spectrum
  • FIGS. 3 and 4 the demodulation of the phase noise of the baseband pulse spectral line with the neighboring received pulse spectral line within the IF bandwidth.
  • FIG. 5 shows the power of a baseband pulse spectral line over the RF pulse width with and without modulation of the pulse signal for controlling the transmitter-side RF switch
  • FIG. 6 shows the transmitter-side RF switch with pulse shaping
  • Figure 7 shows the performance of a baseband spectral line across the RF pulse width with and without
  • FIG. 8 the noise figure over the HF pulse width with Schottky and PIN diodes
  • FIG. 9 shows a layout for a phase detector
  • FIG. 10 shows the noise figure over the RF pulse width with different sources
  • an oscillator 3 for microwave signals which delivers a continuous high-frequency signal (CW signal). Via a signal divider in the form of the hybrid circuit 4, this high-frequency signal reaches the input of a transmitter-side RF switch 1 for emitting radar pulses to the transmitter antenna 5 on the one hand, and a receiver-side RF switch 2, on the other hand, which controls a receive mixer 7 in the signal path to a receive antenna 8 ,
  • the control of the transmitter-side RF switch 1 takes place via the control device 9, which has a pulse signal source 10 and a delay circuit 11. If the pulse signal source 10 supplies a pulse, the RF switch 1 receives the high-frequency wave of the oscillator 3 for the duration of this pulse to the transmitting antenna.
  • the echo signal reflected from an object arrives at the mixer 7, which receives a reference signal via the switch 2 when the delay circuit 11 is set in accordance with a desired time gate for a certain distance in which objects are to be detected. If the same high-frequency sources are present at both inputs of the mixer 7, an IF output signal is generated which is proportional to the coincidence and is further processed in an evaluation circuit 12.
  • the SRR system is operated, for example, with a pulse repetition frequency PRF for the pulse signal source 10 of typically 5 MHz, which means that a pulse is emitted every 200 ns.
  • the PRF is derived from a very pure quartz and has little phase noise.
  • the drive pulse, hereinafter referred to as baseband pulse, for the RF switches has a width of 400 ps.
  • the spectrum of the baseband pulse corresponds to the Fourier transform of the pulse in the time domain and has a sin (x) / x-like shape around 0 Hz with spectral lines that are spaced apart from the pulse repetition frequency.
  • the HF switch 1 works unintentionally as a harmonic multiplier for the baseband pulse, since the switch output is not band-limited. The spectral lines of the baseband pulse are thus multiplied beyond 24.125 GHz.
  • the baseband pulse spectral lines are extremely widened, ie have very high phase noise around 24.125 GHz, although they are derived from a very pure source.
  • frequency modulation (PRF modulation) of the pulse signal for controlling the RF switch 1 is carried out according to the invention used by means of the modulator stage 20, which independent of frequency drifts ensures that the same high noise level always occurs at the IF output, which corresponds almost to the minimum achievable noise level.
  • the PRF is frequency modulated, with the frequency deviation eg 1kHz and the modulation frequency eg Is 10 kHz.
  • the low modulation index of 0.1 ensures that the radar signal does not decorrelate itself.
  • the modulation index is also multiplied by the harmonic multiplication, in order to get from 5 MHz to 24.125 GHz, for example, a factor of 4850 is necessary.
  • n * PRF compared to the HF
  • This flatness therefore results in a constant noise figure that almost corresponds to the optimal noise figure with an optimal frequency offset.
  • FIG. 2 shows the spectral relationship between the baseband pulse spectrum and the received pulse spectrum, that is to say the baseband pulse spectrum 13 and the LO spectrum 14 modulated with the carrier.
  • FIGS. 3 and 4 show enlarged how the phase noise of the baseband pulse spectral line with the adjacent receive pulse spectrum.
  • the baseband pulse spectral lines have an extreme phase noise
  • this phase noise is demodulated by the spectral lines of the received pulse. This phenomenon occurs with every pair of spectral lines and adds up uncorrelated.
  • This demodulated signal has a noise character and increases the IF noise and thus the system noise figure.
  • the noise figure can be further reduced by lowering the harmonics of the baseband pulse by 24 GHz.
  • the performance of the harmonics of the baseband pulse around 24 GHz does not depend on the baseband pulse width, but rather on the slope of the pulses.
  • Appropriate pulse shaping can reduce the slope and thus lower the harmonics.
  • One proposal is low-pass filtering, which can be achieved, for example, by a 10 pF capacitor at the input of the RF switch 1.
  • Another option is Use of a Gaussian filter or other filter for more precise pulse shaping and more targeted lowering of the harmonics and thus improvement of the noise figure.
  • Figure 6 shows a possible implementation of a
  • the HF switch 1 shown in FIG. 6 has a capacitor 23 for pulse shaping (low pass) between the control input 21 for the frequency-modulated baseband pulse in particular and the ground connection 22.
  • the baseband pulse arrives after a ⁇ / 4 transformation 29 on a pair of diodes 24, 25, which is connected on the one hand to ground 28 and, on the other hand, via blocking circuits 26, 27 for a baseband pulse in the form of finger couplers, the output signal of the oscillator 3 present at the input 30 during the Switching state connects with the transmitting antenna 5 via output 31.
  • the transform circuits 32 and 33 form RF short circuits.
  • the switch 1 is strictly symmetrical except for the secondary branch in the form of the capacitor 23. This makes it possible
  • Insulation strength (switch-through state / blocking state) of 50 dB.
  • FIG. 7 shows the measurement results of the baseband pulse spectral line at 24.125 GHz: power / dBm over the pulse width / ps with (reference numeral 24) and without (25) pulse shaping.
  • the phase noise generated by the baseband spectral lines can be reduced by reducing the harmonics of the baseband pulse by 24 GHz.
  • These harmonics are generated in the RF switch 1, for example by two Schottky diodes. These diodes are preferred because they switch very quickly due to the Schottky metal layer. However, they have an extremely non-linear characteristic, which makes them ideal for mixer applications. This non-linearity is very negative for the switch because this characteristic enables the harmonics of the baseband pulse to be generated so effectively.
  • diodes with a linear characteristic such as PIN diodes used. These diodes generate harmonics that are 10 dB lower and produce a rapid number which, depending on the pulse shape, is also lower by this order of magnitude. The problem of the inertia of these diodes in relation to the very fast pulse of 400 ps
  • FIG. 8 shows the reduction in the noise figure due to the use of PIN diodes (reference number 34) in comparison to Schottky diodes (reference number 35).
  • the previously presented SRR system with a pulse repetition frequency of typically 5 MHz and an RF pulse width of typically 400 ps has an output spectrum of the reception switch, which is around the carrier frequency of e.g. 24.125 GHz is centered, and consists of strung spectral lines at a distance from the pulse repetition frequency and has a shape that corresponds to the Fourier transform of the RF pulse. Each individual spectral line has emerged from the carrier and therefore has its amplitude and phase noise.
  • This spectrum is fed into the phase detector or the reception mixer 7.
  • a simply balanced phase detector theoretically provides perfect AM suppression, i.e. amplitude noise of the local oscillator signal is canceled out in phase opposition. Real at a frequency of e.g. 24 GHz to reach approx. 20 dB.
  • the phase detector can thus function as a poor AM demodulator. Because there is a large number of spectral lines, the individually demodulated amplitude noise is added in a correlated manner and manifests itself in an increased noise level at the IF output and thus results in an increased noise figure.
  • the noise figure can be reduced by improving the balance of the phase detector.
  • the phase detector For this purpose, not two physically separate diodes ' are used, but two diode junctions (diode pair 37, 38) on a chip which, according to FIG. 9, is placed in the middle inside and not outside of the ring mixer 39. This has the advantage that the diode junctions are almost identical and therefore different the balance improves.
  • the use of an alternative phase detector, eg double balanced, with improved AM suppression is also advantageous.
  • the amplitude noise can be seen in FIGS. 2 to 4.
  • FIG. 10 shows the system noise figure with two different oscillators, a DRO (reference number 41) and a Gunn oscillator with 10 dB less noise (reference number 40). The noise figure can be reduced by a few dB.

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Abstract

Bei einem Radarsensor wird ein kontinuierliches Mikrowellensignal über einen von einem Pulssignal periodisch gesteuerten HF-Schalter (1) geführt. Das Pulssignal wird derart frequenzmoduliert (20), dass das Spektrum des Pulssignals aufgeweitet wird, aber keine Dekorrelation eintritt. Mit dieser Maßnahme lässt sich der Rauschpegel gering halten and damit die Reichweite des Detektionsbereiches erhöhen.

Description

Radarsensor sowie Verfahren zum Betrieb eines Radarsensors
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Betrieb eines Radarsensors, dessen Radarpulse dadurch erzeugt werden, das ein kontinuierliches Mikrowellensignal über einen von einem Pulssignal periodisch gesteuerten HF-Schalter geführt wird.
Stand der Technik
Aus Merril I. Skolnik, Introduction to radar Systems, 2nd edition, Mc Graw-Hill Book Company, Seiten 160 und 161 ist es bekannt für ein Monopuls-Trackingradar Radarpulse abzustrahlen und die an Objekten reflektierten Radarpulse einem Mischer zuzuführen.
Die abgemischten Empfangspulse werden einerseits einem Amplitudendetektor zur Gewinnung eines Range-Signals zugeführt und andererseits einem Phasedetektor zur Gewinnung eines Winkelfehlersignals.
Aus der DE 199 63 005 AI ist es bekannt, zur Erzeugung von Radarpulsen ein kontinuierliches Mikrowellensignal über einen von einem Pulssignal periodisch gesteuerten HF-Schalter zu führen. Der empfangsseitige Mischer erhält als Referenzsignal ebenfalls ein über einen HF-Schalter geführtes kontinuierliches Mikrowellensignal. Das Pulssignal zur Steuerung des empfangsseitigen HF-Schalters wird um die Laufzeit des reflektierten Radarpulses verzögert.
Vorteile der Erfindung
Durch die erfindungsgemäße Modulation des Pulssignals für die Steuerung des HF- Schalters im Sendezweig entsprechend Patentanspruch 1 werden die Spektrallinien des
Pulssignals aufgeweitet, ohne dass eine Dekorrelation eintritt. Dies bewirkt, dass empfangsseitig nach Abmischung des Radarsignals in ZF-Lage unabhängig von Frequenzdrifts immer der gleich hohe Rauschpegel auftritt, dem nahezu der minimal erreichbaren Rauschpegel entspricht unabhängig von der relativen Lage von LO (Trägeroszillator) -Frequenz und PRF (Pulswiederholfrequenz) zueinander. Der kritische Fall von f _o = n*PRF wird dadurch umgangen. Durch diese Optimierung des Rauschpegels kann die Reichweite des Detektionsbereichs des Short-Range-Radars (SRR) erhöht werden, z.B. von 7m auf 14m, ohne dass die Empfangssignale der zu detektierenden Objekte je nach Objektcharakteristik im Rauschen untergehen und eine verlässliche Erfassung nicht möglich wäre.
Weitere Verbesserungen des Rauschpegels lassen sich mit den Maßnahmen der weiteren Ansprüche erzielen.
Durch eine entsprechende Filterung des Eingangs- und/oder Ausgangssignals des HF- Schalters kann die Flankensteilheit verringert werden und damit der Anteil der
Harmonischen des Basisbandpulses abgesenkt werden.
Beim Einsatz von Dioden mit linearer Kennlinie, z.B. PIN-Dioden als HF-Schalter werden ebenfalls die Harmonischen abgesenkt. Die geforderten schnellen Schaltzeiten beim SRR, z.B. 400 ps für Radarpulse, können durch PIN-Dioden mit sehr dünner
Intrinsic-Schicht erreicht werden.
Eine weitere Absenkung der Rauschzahl lässt sich durch den Einsatz von Diodenpaaren im Empfangsmischer bzw. Phasendetektor und auch im sendeseitigen HF-Schalter erreichen. Insbesondere der Phasendetektor kann vorteilhaft ein Diodenpaar auf einem
Chip innerhalb eines aus Streifenleitern bestehenden Ringmischers aufweisen.
Zur Absenkung des Amplitudenrauschens ist ein Oszillator für die Ansteuerung der HF- Schalter vorteilhaft, der in einem sauberen Mode schwingt und einen ausgangsseitigen in Sättigung betriebenen Pufferverstärker aufweist.
Im Gegensatz zum eingangs genannten Monopuls-Trackingradar (Skolnik...) wird beim Verfahren nach der Erfindung ein normales Pulsradar mit extrem kurzen Pulsen eingesetzt.
Zeichnungen Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert. Es zeigen
Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines Radarsensors nach der Erfindung, Figur 2 den spektralen Zusammenhang von Basisbandpuls- und Empfangspulsspektrum,
Figur 3 und 4 die Demodulation des Phasenrauschens der Basisbandpuls-Spektrallinie mit der benachbarten Empfangspuls-Spektrallinie innerhalb der ZF-Bandbbreite,
Figur 5 die Leistung einer Basisbandpuls-Spektrallinie über der HF-Pulsbreite mit und ohne Modulation des Pulssignals für die Steuerung des sendeseitigen HF-Schalters, Figur 6 den sendeseitigen HF-Schalter mit Impulsformung,
Figur 7 die Leistung einer Basisband-Spektrallinie über der HF-Pulsbreite mit und ohne
Basisband-Pulsformung,
Figur 8 die Rauschzahl über der HF-Pulsbreite mit Schottky- und PIN-Dioden,
Figur 9 ein Layout für einen Phasendetektor, Figur 10 die Rauschzahl über der HF-Pulsbreite mit Quellen unterschiedlichen
Amplitudenrauschens.
Beschreibung von Ausführungsbeispielen
Beim Radarsensor nach Figur 1 ist ein Oszillator 3 für Mikrowellensignale vorgesehen, der ein kontinuierliches Hochfrequenzsignal (CW-Signal) liefert. Über einen Signalteiler in Form der Gabelschaltung 4 gelangt dieses Hochfrequenzsignal einerseits an den Eingang eines sendeseitigen HF-Schalters 1 zur Abgabe von Radarpulsen an die Sendeantenne 5 und andererseits an einen empfangsseitigen HF-Schalter 2, der einen Empfangsmischer 7 im Signalweg zu einer Empfangsantenne 8 steuert. Die Steuerung des sendeseitigen HF-Schalters 1 geschieht über die Steuereinrichtung 9, die über eine Pulssignalquelle 10 verfügt und eine Verzögerungsschaltung 11. Liefert die Pulssignalquelle 10 einen Puls, so gelangt über den HF-Schalter 1 für die Dauer dieses Pulses die Hochfrequenzwelle des Oszillators 3 zur Sendeantenne. Das an einem Objekt reflektierte Echosignal gelangt zum Mischer 7, der ein Referenzsignal über den Schalter 2 erhält, wenn die Verzögerungsschaltung 11 entsprechend eines gewünschten Zeittores für eine bestimmte Entfernung, in der Objekte zu detektieren sind, eingestellt ist. Liegen an beiden Eingängen des Mischers 7 gleiche Hochfrequenzquellen an, entsteht ein der Koinzidenz proportionales ZF- Ausgangssignal, welches in einer Auswerteschaltung 12 weiterverarbeitet wird. Das SRR-System wird beispielsweise mit einer Pulswiederholfrequenz PRF für die Pulssignalquelle 10 von typischerweise 5 MHz betrieben, was bedeutet, dass alle 200 ns ein Puls ausgesendet wird. Die PRF wird von einem sehr reinen Quarz abgeleitet und hat nur geringes Phasenrauschen. Der Ansteuerpuls, im Folgenden Basisbandpuls genannt, für die HF-Schalter hat eine Breite von 400 ps. Das Spektrum des Basisbandpulses entspricht der Fourier-Transformierten des Pulses im Zeitbereich und besitzt eine sin (x)/x-ähnliche Form um 0 Hz mit Spektrallinien, die den Abstand der Pulswiederholfrequenz haben. Der HF-Schalter 1 arbeitet ungewollt als harmonischer Vervielfacher für den Basisbandpuls, da der Schalterausgang nicht bandbegrenzt ist. Die Spektrallinien des Basisbandpulses werden damit über 24.125 GHz hinaus vervielfacht.
Durch diese Vervielfachung werden die Basisbandpuls-Spektrallinien extrem aufgeweitet, besitzen also sehr hohes Phasenrauschen um 24.125 GHz, obwohl diese von einer sehr reinen Quelle abgeleitet sind. Dieses ungewollte, hochmultiplizierte Basisbandpuls-Spektrum und das ge wollte Spektrum, das durch die Modulation des 24.125 GHz CW-Signals mit dem Basisbandpuls entsteht und den eigentlichen
Empfangspuls darstellt, überlagern sich nun um 24.125 GHz. Dadurch, dass die Basisbandpuls-Spektrallinien extremes Phasenrauschen besitzen, findet eine Demodulation beider Spektren im Phasendetektor statt, da nachweisbare Phasenrauschanteile der Basisbandpuls-Spektrallinien auch noch bei -/+ PRF/2 auftreten und diese in die ZF-Bandbreiten der Empfangspuls-Spektrallmien fallen. Da nicht nur ein
Spektrallinienpaar, sondern alle vorhandenen Paare entsprechend gegeneinander demoduliert werden, ist eine starke Anhebung des ZF-Rauschens und damit als Systemrauschzahl festzustellen. Zwar gibt es einen optimalen Abstand des Basisbandpuls-Spektrums vom Empfangspuls-Spektrum von PRF/2, allerdings wird die HF-Frequenz über der Temperatur wandern, womit sich die Rauschzahl stark ändern wird und im ungünstigsten Fall perfekte Überlagerung entsteht und das sogenannten sporadische Rauschen auftritt.
Da man die Demodulation des Phasenrauschens der Basisbandpuls-Spektrallinien mit den Empfangspuls-Spektrallinien nicht verhindern kann und insbesondere die Schwankungen des Rauschens über der Temperatur kaum kontrollieren kann, wird erfmdungsgemäß eine Frequenzmodulation (PRF-Modulation) des Pulssignals für die Steuerung des HF- Schalters 1 eingesetzt mittels der Modulatorstufe 20, die unabhängig von Frequenzdrifts sicherstellt, dass immer der gleich hohe Rauschpegel am ZF-Ausgang auftritt, der nahezu dem minimal erreichbaren Rauschpegel entspricht. Die PRF wird dabei frequenzmoduliert, wobei der Frequenzhub z.B. 1kHz und die Modulationsfrequenz z.B. 10 kHz beträgt. Der geringe Modulationsindex von 0.1 stellt sicher, dass sich das Radarsignal nicht selbst dekorreliert. Durch die harmonische Multiplikation wird der Modulationsindex ebenfalls multipliziert, um von 5 MHz z.B. zu 24.125 GHz zu gelangen, ist ein Faktor 4850 nötig. Damit ergibt sich nun eine gewollte, extreme Aufweitung der individuellen Basispuls-Spektrallinien. Diese extreme Aufweitung resultiert in einem nahezu flachen Basisbandpuls-Spektrum. Somit fällt, unabhängig vom Frequenzversatz von n*PRF gegenüber der HF, gleich viel Leistung in die ZF- Bandbreiten der einzelnen Empfangspuls-Spektrallinien. Diese Flachheit bewirkt demnach eine konstante Rauschzahl, die fast der optimalen Rauschzahl bei optimalem Frequenzversatz entspricht.
Figur 2 zeigt den spektralen Zusammenhang von Basisbandpuls- und Empfangspulsspektrum, das heißt das Basisbandpuls-Spektrum 13 und das mit dem Träger modulierte LO-Spektrum 14. Die Figuren 3 und 4 zeigen vergrößert, wie das Phasenrauschen der Basisbandpuls-Spektrallinie mit der benachbarten Empfangspuls-
Spektrallinie innerhalb der ZF-Bandbreite demoduliert wird. Mit Bezugszeichen 15 ist das aufgeweitete Phasenrauschen der hochmultiplizierten PRF-Spektrallinien referenziert und mit Bezugszeichen 16 die ZF-Bandbreite, in der Signale demoduliert werden können. Bezugszeichen 17 zeigt wie hochmultipliziertes Phasenrauschen in ZF-Bandbreiten fällt und demoduliert wird. Figur 5 zeigt die Leistung einer Basisbandpuls-Spektrallinie bei n*PRF = 24.125 GHz über der HF-Pulsbreite in ps mit (Bezugszeichen 18) und ohne (Bezugszeichen 19) Modulation der PRF. Eine Verbesserung um die 30 dB ist feststellbar im ungünstigsten Fall der perfekten Überlagerung.
Dadurch, dass die Basisbandpuls-Spektrallinien ein extremes Phasenrauschen besitzen, findet eine Demodulation dieses Phasenrauschens durch die Spektrallinien des Empfangspulses statt. Dieses Phänomen tritt bei jedem Spektrallinienpaar auf und addiert sich unkorreliert. Dieses demodulierte Signal hat Rauschcharakter und erhöht das ZF- Rauschen und damit die Systemrauschzahl. Durch Absenkung der Harmonischen des Basisbandpulses um 24 GHz kann die Rauschzahl weiter verringert werden. Die Leistung der Harmonischen des Basisbandpulses um 24 GHz ist nicht von der Basisbandpulsbreite abhängig, sondern vielmehr von der Flankensteilheit der Pulse. Durch geeignete Pulsformung kann man die Flankensteilheit verringern und damit die Harmonischen senken. Ein Vorschlag ist eine Tiefpassfilterung, die z.B. durch einen 10 pF-Kondensator am Eingang des HF-Schalters 1 erreicht werden kann. Eine weitere Möglichkeit ist die Verwendung eines gausförmigen Filters oder anderer Filter zur genaueren Pulsformung und gezielteren Absenkung der Harmonischen und damit Verbesserung der Rauschzahl.
Der Demodulationsmechanismus der Basisband- und Empfangspuls-Spektrallinien ist aus den Figuren 2 bis 4 entnehmbar. Figur 6 zeigt eine mögliche Implementierung einer
Pulsformung durch Filterung. Der In Figur 6 dargestellte HF-Schalter 1 besitzt zwischen dem Steuereingang 21 für den insbesondere frequenzmodulierten Basisbandpuls und Masseanschluss 22 einen Kondensator 23 zur Impulsformung (Tiefpass). Der Basisbandpuls gelangt nach einer λ/4-Transformation 29 auf ein Diodenpaar 24, 25, das einerseits gegen Masse 28 geschaltet ist und andererseits über Sperrkreise 26, 27 für einen Basisbandpuls in Form von Fingerkopplern das an Eingang 30 anliegende Ausgangssignal des Oszillators 3 während des Durchschaltezustandes mit der Sendeantenne 5 über Ausgang 31 verbindet. Die Transformationsschaltungen 32 und 33 bilden HF-Kurzschlüsse. Der Schalter 1 ist bis auf den Nebenzweig in Form des Kondensators 23 streng symmetrisch aufgebaut. Es lässt sich hierdurch eine
Isolationsfestigkeit (Durchschaltezustand/Sperrzustand) von 50 dB erreichen.
Figur 7 zeigt die Messergebnisse der Basisbandpuls-Spektrallinie bei 24.125 GHz: Leistung/dBm über der Pulsbreite/ps mit (Bezugszeichen 24) und ohne (25) Pulsformung.
Wie aus Figur 7 ersichtlich, lässt sich eine Verbesserung der Rauschzahl von 10 dB erzielen.
Das durch die Basisband-Spektrallinien erzeugte Phasenrauschen lässt sich dadurch reduzieren, dass die Harmonischen des Basisbandpulses um 24 GHz reduziert werden.
Diese Harmonischen werden im HF-Schalter 1 beispielsweise durch zwei Schottky- Dioden generiert. Diese Dioden werden bevorzugt eingesetzt, da sie physikalisch bedingt aufgrund der Schottky-Metallschicht sehr schnell schalten. Sie besitzen aber eine extrem nichtlineare Kennlinie, was diese für Mischeranwendungen prädestiniert. Für den Schalter ist diese Nichtlinearität sehr negativ, weil eben diese Charakteristik ermöglicht, so effektiv die Harmonischen des Basisbandpulses zu erzeugen. Zur Überwindung dieser Nachteile werden vorteilhaft Dioden mit linearer Kennlinie, wie z.B. PIN-Dioden eingesetzt. Diese Dioden erzeugen um 10 dB tiefere Harmonische und bewirken eine Raschzahl, die ebenfalls, je nach Pulsform, um diese Größenordnung geringer ausfällt. Das Problem der Trägheit dieser Dioden in Bezug auf den sehr schnellen Puls von 400 ps
(typische Schaltzeiten eher >2 ns) kann umgangen werden, indem PIN-Dioden mit sehr dünner Intrinsic (i-Schicht von <2 μm) eingesetzt werden, die schneller schalten können. GaAs-PIN's mit sehr dünner i-Schicht können bis 400 ps schnell schalten und sind demnach unter Beibehaltung der vorgegebenen Operationsparameter des SRR-Radars vorteilhaft einsetzbar.
Figur 8 zeigt die Rauschzahl-Absenkung durch den Einsatz von PIN-Dioden (Bezugszeichen 34) im Vergleich zu Schottky-Dioden (Bezugszeichen 35).
Das zuvor vorgestellte SRR-System mit einer Pulswiederholfrequenz von typischerweise 5 MHz und einer HF-Pulsbreite von typischerweise 400 ps besitzt ein Ausgangsspektrum des Empfangsschalters, welches um die Trägerfrequenz von z.B. 24.125 GHz zentriert ist, und besteht aus aneinandergereihten Spektrallinien im Abstand der Pulswiederholfrequenz und hat eine Form, die der Fourier-Transformierten des HF-Pulses entspricht. Jede individuelle Spektrallinie ist aus dem Träger hervorgegangen, besitzt also dessen Amplituden- und Phasenrauschen. Dieses Spektrum wird im Phasedetektor bzw. dem Empfangsmischer 7 zugeführt. Ein einfach balancierter Phasendetektor liefert theoretisch eine perfekte AM-Unterdrückung, das heißt Amplitudenrauschen des Lokaloszillatorsignals löscht sich gegenphasig aus. Real sind bei einer Frequenz von z.B. 24 GHz ca. 20 dB zu erreichen. Damit kann der Phasendetektor als schlechter AM- Demodulator fungieren. Dadurch, dass es sich um eine Vielzahl von Spektrallinien handelt, wird das individuell demodulierte Amplitudenrauschen umkorreliert addiert und manifestiert sich in einem erhöhten Rauschpegel am ZF- Ausgang und ergibt damit eine erhöhte Rauschzahl.
Um die Systemrauschzahl zu senken, insbesondere das Amplitudenrauschen, ist sicherzustellen, dass der Oszillator 3 in einem sauberen Mode schwingt. Zudem ist es effektiv, einen Isolator in Form des Pufferverstärkers 36 nach dem Oszillator 3 zu platzieren, der in der Sättigung betrieben wird und somit geringes Amplitudenrauschen sicherstellen kann. Dabei ist eine saubere Spannungsversorgung des Pufferverstärkers 36 sehr vorteilhaft.
Weiterhin kann die Rauschzahl gesenkt werden, indem man die Balance des Phasendetektors verbessert. Dazu werden nicht zwei physikalisch getrennte Dioden ' verwendet, sondern zwei Diodenübergänge (Diodenpaar 37, 38) auf einem Chip, der gemäß Figur 9 in der Mitte innerhalb und nicht außerhalb des Ringmischers 39 platziert ist. Das hat den Vorteil, dass die Diodenübergänge fast identisch sind und sich dadurch die Balance verbessert. Der Einsatz eines alternativen Phasendetektors, z.B. doppeltbalanciert, mit verbesserter AM-Unterdrückung ist ebenfalls vorteilhaft. Das Amplitudenrauschen ist aus den Figuren 2 bis 4 zu entnehmen. Figur 10 zeigt die Systemrauschzahl mit zwei verschiedenen Oszillatoren einem DRO (Bezugszeichen 41) und einem um 10 dB rauschärmeren Gunn-Oszillator (Bezugszeichen 40). Eine Absenkung der Rauschzahl von einigen dB ist erreichbar.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betrieb eines Radarsensors, dessen Radarpulse dadurch erzeugt werden, dass ein kontinuierliches Mikrowellensignal über einen von einem Pulssignal periodisch gesteuerten HF-Schalter (1) geführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Pulssignal für die Steuerung des HF-Schalters (1) derart moduliert wird, dass einerseits die Spektrallinien des Pulssignals aufgeweitet werden aber andererseits das Radarsignal nicht selbst dekorreliert.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangs- und/oder Ausgangssignal des HF-Schalters (1) tiefpass- oder bandpassgefiltert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsindex bei Frequenzmodulation des Pulssignals zu etwa 0.1 gewählt wird.
4. Radarsensor, insbesondere zum Durchführen des Verfahrens nach einem der
Ansprüche 1 bis 3 mit folgenden Merkmalen:
einem Oszillator (3) für Mikrowellensignale, mindestens einem HF-Schalter (1, 2) im Sendezweig und im Empfangszweig, - einer Steuereinrichtung (9) zur Steuerung der HF-Schalter (1, 2), wobei zumindest der HF-Schalter (1) im Sendezweig ein frequenzmoduliertes Pulssignal von der Steuereinrichtung (9) zur Verfügung gestellt bekommt.
5. Radarsensor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass als HF-Schalter (1, 2) Diodenschalter mit linearer Kennlinie eingesetzt sind.
6. Radarsensor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der/die Diodenschalter PIN-Diodenschalter mit insbesondere dünner Intrinsic-Schicht sind.
7. Radarsensor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Intrinsic-Schicht des/der PIN-Diodenschalter/s so bemessen ist, dass Schaltzeiten bis zu 400 ps erzielbar sind.
8. Radarsensor nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest der HF-Schalter (1) im Sendezweig ein Diodenpaar (24, 25) aufweist, das einerseits gegen Masse (28) geschaltet ist und andererseits über Sperrkreise (26, 27) das Ausgangssignal des Oszillators (3) während des Durchschaltezustandes mit der Sendeantenne (5) verbindet.
9. Radarsensor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Sperrkreise aus Fingerkopplern bestehen.
10. Radarsensor nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (3) für das Mikrowellensignal ausgangsseitig mit einem insbesondere in Sättigung betriebenen Pufferverstärker (36) beschaltet ist.
11. Radarsensor nach einem der Ansprüche 4 bis 10, dadurch gekennzeiclinet, dass der Oszillator (3) ein Gunn-Oszillator ist.
12. Radarsensor nach einem der Ansprüche 4 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass ein empfangsseitig vorgesehener Mischer/Phasendetektor (3) zur Auswertung der empfangenen Radarsignale ein Diodenpaar (37, 38) aufweist.
13. Radarsensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Diodenpaar (37, 38) benachbart auf insbesondere einem Chip angeordnet ist und innerhalb eines aus Streifenleitern bestehenden Ringmischers (39) angeordnet ist.
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