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Die Endung geht aus von einem Verfahren zum
Betrieb eines Radarsensors, dessen Radarpulse dadurch erzeugt werden,
das ein kontinuierliches Mikrowellensignal über einen von einem Pulssignal periodisch
gesteuerten HF-Schalter geführt
wird.
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Aus Merril I. Skolnik, Introduction
to radar systems, 2nd edition, Mc Graw-Hill
Book Company, Seiten 160 und 161 ist es bekannt für ein Monopuls-Trackingradar
Radarpulse abzustrahlen und die an Objekten reflektierten Radarpulse
einem Mischer zuzuführen.
Die abgewischten Empfangspulse werden einerseits einem Amplitudendetektor
zur Gewinnung eines Range-Signals zugeführt und andererseits einem
Phasedetektor zur Gewinnung eines Winkelfehlersignals.
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Aus der
DE 199 63 005 A1 ist es
bekannt, zur Erzeugung von Radarpulsen ein kontinuierliches Mikrowellensignal über einen
von einem Pulssignal periodisch gesteuerten HF-Schalter zu führen. Der empfangsseitige
Mischer erhält
als Referenzsignal ebenfalls ein über einen HF-Schalter geführtes kontinuierliches
Mikrowellensignal. Das Pulssignal zur Steuerung des empfangsseitigen
HF-Schalters wird um die Laufzeit des reflektierten Radarpulses
verzögert.
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Vorteile der Erfindung
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Durch die erfindungsgemäße Modulation des
Pulssignals für
die Steuerung des HF-Schalters im
Sendezweig entsprechend Patentanspruch 1 werden die Spektrallinien
des Pulssignals aufgeweitet, ohne dass eine Dekorrelation eintritt.
Dies bewirkt, dass empfangsseitig nach Abmischung des Radarsignals
in ZF-Lage unabhängig
von Frequenzdrifts immer der gleich hohe Rauschpegel auftritt, dem
nahezu der minimal erreichbaren Rauschpegel entspricht unabhängig von
der relativen Lage von LO (Trägeroszillator)-Frequenz
und PRF (Pulswiederholfrequenz) zueinander. Der kritische Fall von
fLO = n*PRF wird dadurch umgangen. Durch
diese Optimierung des Rauschpegels kann die Reichweite des Detektionsbereichs
des Short-Range-Radars (SRR) erhöht werden,
z.B. von 7m auf 14m, ohne dass die Empfangssignale der zu detektierenden
Objekte je nach Objektcharakteristik im Rauschen untergehen und eine
verlässliche
Erfassung nicht möglich
wäre.
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Weitere Verbesserungen des Rauschpegels lassen
sich mit den Maßnahmen
der weiteren Ansprüche
erzielen.
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Durch eine entsprechende Filterung
des Eingangs- und/oder Ausgangssignals des HF-Schalters kann die Flankensteilheit
verringert werden und damit der Anteil der Harmonischen des Basisbandpulses
abgesenkt werden.
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Beim Einsatz von Dioden mit linearer
Kennlinie, z.B. PIN-Dioden als HF-Schalter werden ebenfalls die
Harmonischen abgesenkt. Die geforderten schnellen Schaltzeiten beim
SRR, z.B. 400 ps für
Radarpulse, können
durch PIN-Dioden mit sehr dünner Intrinsic-Schicht
erreicht werden.
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Eine weitere Absenkung der Rauschzahl lässt sich
durch den Einsatz von Diodenpaaren im Empfangsmischer bzw. Phasendetektor
und auch im sendeseitigen HF-Schalter erreichen. Insbesondere der
Phasendetektor kann vorteilhaft ein Diodenpaar auf einem Chip innerhalb
eines aus Streifenleitern bestehenden Ringmischers aufweisen.
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Zur Absenkung des Amplitudenrauschens
ist ein Oszillator für
die Ansteuerung der HF-Schalter vorteilhaft,
der in einem sauberen Mode schwingt und einen ausgangsseitigen in
Sättigung
betriebenen Pufferverstärker
aufweist.
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Im Gegensatz zum eingangs genannten
Monopuls-Trackingradar (Skolnik...) wird beim Verfahren nach der
Erfindung ein normales Pulsradar mit extrem kurzen Pulsen eingesetzt.
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Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele
der Erfindung näher
erläutert.
Es zeigen
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1 ein
Prinzipschaltbild eines Radarsensors nach der Erfindung,
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2 den
spektralen Zusammenhang von Basisbandpuls- und Empfangspulsspektrum,
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3 und 4 die Demodulation des Phasenrauschens
der Basisbandpuls-Spektrallinie mit der benachbarten Empfangspuls-Spektrallinie
innerhalb der ZF-Bandbbreite,
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5 die
Leistung einer Basisbandpuls-Spektrallinie über der HF-Pulsbreite mit und ohne
Modulation des Pulssignals für
die Steuerung des sendeseitigen HF-Schalters,
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6 den
sendeseitigen HF-Schalter mit Impulsformung,
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7 die
Leistung einer Basisband-Spektrallinie über der HF-Pulsbreite mit und
ohne Basisband-Pulsformung,
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8 die
Rauschzahl über
der HF-Pulsbreite mit Schottky- und PIN-Dioden,
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9 ein
Layout für
einen Phasendetektor,
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10 die
Rauschzahl über
der HF-Pulsbreite mit Quellen unterschiedlichen Amplitudenrauschens.
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Beschreibung
von Ausführungsbeispielen
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Beim Radarsensor nach 1 ist ein Oszillator 3 für Mikrowellensignale
vorgesehen, der ein kontinuierliches Hochfrequenzsignal (CW-Signal)
liefert. Über
einen Signalteiler in Form der Gabelschaltung 4 gelangt
dieses Hochfrequenzsignal einerseits an den Eingang eines sendeseitigen
HF-Schalters 1 zur Abgabe von Radarpulsen an die Sendeantenne 5 und
andererseits an einen empfangsseitigen HF-Schalter 2, der
einen Empfangsmischer 7 im Signalweg zu einer Empfangsantenne 8 steuert.
Die Steuerung des sendeseitigen HF-Schalters 1 geschieht über die
Steuereinrichtung 9, die über eine Pulssignalquelle 10 verfügt und eine
Verzögerungsschaltung 11.
Liefert die Pulssignalquelle 10 einen Puls, so gelangt über den
HF-Schalter 1 für
die Dauer dieses Pulses die Hochfrequenzwelle des Oszillators 3 zur
Sendeantenne. Das an einem Objekt reflektierte Echosignal gelangt
zum Mischer 7, der ein Referenzsignal über den Schalter 2 erhält, wenn
die Verzögerungsschaltung 11 entsprechend
eines gewünschten
Zeittores für
eine bestimmte Entfernung, in der Objekte zu detektieren sind, eingestellt
ist. Liegen an beiden Eingängen
des Mischers 7 gleiche Hochfrequenzquellen an, entsteht
ein der Koinzidenz proportionales ZF-Ausgangssignal, welches in
einer Auswerteschaltung 12 weiterverarbeitet wird.
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Das SRR-System wird beispielsweise
mit einer Pulswiederholfrequenz PRF für die Pulssignalquelle 10 von
typischerweise 5 MHz betrieben, was bedeutet, dass alle 200 ns ein
Puls ausgesendet wird. Die PRF wird von einem sehr reinen Quarz
abgeleitet und hat nur geringes Phasenrauschen. Der Ansteuerpuls,
im Folgenden Basisbandpuls genannt, für die HF-Schalter hat eine
Breite von 400 ps. Das Spektrum des Basisbandpulses entspricht der
Fourier-Transformierten des Pulses im Zeitbereich und besitzt eine
sin (x)/x-ähnliche
Form um 0 Hz mit Spektrallinien, die den Abstand der Pulswiederholfrequenz
haben. Der HF-Schalter 1 arbeitet ungewollt als harmonischer
Vervielfacher für
den Basisbandpuls, da der Schalterausgang nicht bandbegrenzt ist. Die
Spektrallinien des Basisbandpulses werden damit über 24.125 GHz hinaus vervielfacht.
Durch diese Vervielfachung werden die Basisbandpuls-Spektrallinien
extrem aufgeweitet, besitzen also sehr hohes Phasenrauschen um 24.125
GHz, obwohl diese von einer sehr reinen Quelle abgeleitet sind.
Dieses ungewollte, hochmultiplizierte Basisbandpuls-Spektrum und
das gewollte Spektrum, das durch die Modulation des 24.125 GHz CW-Signals
mit dem Basisbandpuls entsteht und den eigentlichen Empfangspuls darstellt, überlagern
sich nun um 24.125 GHz. Dadurch, dass die Basisbandpuls-Spektrallinien
extremes Phasenrauschen besitzen, findet eine Demodulation beider
Spektren im Phasendetektor statt, da nachweisbare Phasenrauschanteile
der Basisbandpuls-Spektrallinien auch noch bei –/+ PRF/2 auftreten und diese
in die ZF-Bandbreiten der Empfangspuls-Spektrallinien fallen. Da
nicht nur ein Spektrallinienpaar, sondern alle vorhandenen Paare
entsprechend gegeneinander demoduliert werden, ist eine starke Anhebung
des ZF-Rauschens und damit als Systemrauschzahl festzustellen. Zwar
gibt es einen optimalen Abstand des Basisbandpuls-Spektrums vom
Empfangspuls-Spektrum von PRF/2, allerdings wird die HF-Frequenz über der
Temperatur wandern, womit sich die Rauschzahl stark ändern wird
und im ungünstigsten
Fall perfekte Überlagerung
entsteht und das sogenannten sporadische Rauschen auftritt.
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Da man die Demodulation des Phasenrauschens
der Basisbandpuls-Spektrallinien mit den Empfangspuls-Spektrallinien
nicht verhindern kann und insbesondere die Schwankungen des Rauschens über der
Temperatur kaum kontrollieren kann, wird erfindungsgemäß eine Frequenzmodulation
(PRF-Modulation) des Pulssignals für die Steuerung des HF-Schalters 1 eingesetzt
mittels der Modulatorstufe 20, die unabhängig von
Frequenzdrifts sicherstellt, dass immer der gleich hohe Rauschpegel am
ZF-Ausgang auftritt, der nahezu dem minimal erreichbaren Rauschpegel
entspricht. Die PRF wird dabei frequenzmoduliert, wobei der Frequenzhub
z.B. 1kHz und die Modulationsfrequenz z.B.
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10 kHz beträgt. Der geringe Modulationsindex
von 0.1 stellt sicher, dass sich das Radarsignal nicht selbst dekorreliert.
Durch die harmonische Multiplikation wird der Modulationsindex ebenfalls
multipliziert, um von 5 MHz z.B. zu 24.125 GHz zu gelangen, ist
ein Faktor 4850 nötig.
Damit ergibt sich nun eine gewollte, extreme Aufweitung der individuellen Basispuls-Spektrallinien.
Diese extreme Aufweitung resultiert in einem nahezu flachen Basisbandpuls-Spektrum.
Somit fällt,
unabhängig
vom Frequenzversatz von n*PRF gegenüber der HF, gleich viel Leistung
in die ZF-Bandbreiten
der einzelnen Empfangspuls-Spektrallinien. Diese Flachheit bewirkt
demnach eine konstante Rauschzahl, die fast der optimalen Rauschzahl
bei optimalem Frequenzversatz entspricht.
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2 zeigt
den spektralen Zusammenhang von Basisbandpuls- und Empfangspulsspektrum, das
heißt
das Basisbandpuls-Spektrum 13 und das mit dem Träger modulierte
LO-Spektrum 14. Die 3 und 4 zeigen vergrößert, wie
das Phasenrauschen der Basisbandpuls-Spektrallinie mit der benachbarten
Empfangspuls-Spektrallinie
innerhalb der ZF-Bandbreite demoduliert wird. Mit Bezugszeichen 15 ist
das aufgeweitete Phasenrauschen der hochmultiplizierten PRF-Spektrallinien
referenziert und mit Bezugszeichen 16 die ZF-Bandbreite,
in der Signale demoduliert werden können. Bezugszeichen 17 zeigt
wie hochmultipliziertes Phasenrauschen in ZF-Bandbreiten fällt und
demoduliert wird. 5 zeigt
die Leistung einer Basisbandpuls-Spektrallinie bei n*PRF = 24.125
GHz über
der HF-Pulsbreite in ps mit (Bezugszeichen 18) und ohne
(Bezugszeichen 19) Modulation der PRF. Eine Verbesserung
um die 30 dB ist feststellbar im ungünstigsten Fall der perfekten Überlagerung.
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Dadurch, dass die Basisbandpuls-Spektrallinien
ein extremes Phasenrauschen besitzen, findet eine Demodulation dieses
Phasenrauschens durch die Spektrallinien des Empfangspulses statt.
Dieses Phänomen
tritt bei jedem Spektrallinienpaar auf und addiert sich unkorreliert.
Dieses demodulierte Signal hat Rauschcharakter und erhöht das ZF-Rauschen und damit
die Systemrauschzahl. Durch Absenkung der Harmonischen des Basisbandpulses
um 24 GHz kann die Rauschzahl weiter verringert werden. Die Leistung
der Harmonischen des Basisbandpulses um 24 GHz ist nicht von der
Basisbandpulsbreite abhängig,
sondern vielmehr von der Flankensteilheit der Pulse. Durch geeignete
Pulsformung kann man die Flankensteilheit verringern und damit die
Harmonischen senken. Ein Vorschlag ist eine Tiefpassfilterung, die
z.B. durch einen 10 pF-Kondensator am Eingang des HF-Schalters 1 erreicht
werden kann. Eine weitere Möglichkeit
ist die Verwendung eines gausförmigen
Filters oder anderer Filter zur genaueren Pulsformung und gezielteren
Absenkung der Harmonischen und damit Verbesserung der Rauschzahl.
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Der Demodulationsmechanismus der
Basisband- und Empfangspuls-Spektrallinien ist aus den 2 bis 4 entnehmbar. 6 zeigt eine mögliche Implementierung einer
Pulsformung durch Filterung. Der In 6 dargestellte
HF-Schalter 1 besitzt zwischen dem Steuereingang 21 für den insbesondere frequenzmodulierten
Basisbandpuls und Masseanschluss 22 einen Kondensator 23 zur
Impulsformung (Tiefpass). Der Basisbandpuls gelangt nach einer λ/4-Transformation 29 auf
ein Diodenpaar 24, 25, das einerseits gegen Masse 28 geschaltet
ist und andererseits über
Sperrkreise 26, 27 für einen Basisbandpuls in Form
von Fingerkopplern das an Eingang 30 anliegende Ausgangssignal
des Oszillators 3 während
des Durchschaltezustandes mit der Sendeantenne 5 über Ausgang 31 verbindet.
Die Transformationsschaltungen 32 und 33 bilden
HF-Kurzschlüsse. Der
Schalter 1 ist bis auf den Nebenzweig in Form des Kondensators 23 streng
symmetrisch aufgebaut. Es lässt
sich hierdurch eine Isolationsfestigkeit (Durchschaltezustand/Sperrzustand)
von 50 dB erreichen.
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7 zeigt
die Messergebnisse der Basisbandpuls-Spektrallinie bei 24.125 GHz:
Leistung/dBm über
der Pulsbreite/ps mit (Bezugszeichen 24) und ohne (25)
Pulsformung. Wie aus 7 ersichtlich,
lässt sich
eine Verbesserung der Rauschzahl von 10 dB erzielen.
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Das durch die Basisband-Spektrallinien
erzeugte Phasenrauschen lässt
sich dadurch reduzieren, dass die Harmonischen des Basisbandpulses um
24 GHz reduziert werden. Diese Harmonischen werden im HF-Schalter 1 beispielsweise
durch zwei Schottky-Dioden
generiert. Diese Dioden werden bevorzugt eingesetzt, da sie physikalisch
bedingt aufgrund der Schottky-Metallschicht sehr schnell schalten.
Sie besitzen aber eine extrem nichtlineare Kennlinie, was diese
für Mischeranwendungen
prädestiniert.
Für den
Schalter ist diese Nichtlinearität
sehr negativ, weil eben diese Charakteristik ermöglicht, so effektiv die Harmonischen
des Basisbandpulses zu erzeugen. Zur Überwindung dieser Nachteile
werden vorteilhaft Dioden mit linearer Kennlinie, wie z.B. PIN-Dioden
eingesetzt. Diese Dioden erzeugen um 10 dB tiefere Harmonische und
bewirken eine Raschzahl, die ebenfalls, je nach Pulsform, um diese
Größenordnung
geringer ausfällt.
Das Problem der Trägheit
dieser Dioden in Bezug auf den sehr schnellen Puls von 400 ps (typische
Schaltzeiten eher >2
ns) kann umgangen werden, indem PIN-Dioden mit sehr dünner Intrinsic
(i-Schicht von <2 μm) eingesetzt
werden, die schneller schalten können.
GaAs-PIN's mit sehr
dünner
i-Schicht können
bis 400 ps schnell schalten und sind demnach unter Beibehaltung
der vorgegebenen Operationsparameter des SRR-Radars vorteilhaft
einsetzbar.
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8 zeigt
die Rauschzahl-Absenkung durch den Einsatz von PIN-Dioden (Bezugszeichen 34)
im Vergleich zu Schottky-Dioden (Bezugszeichen 35).
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Das zuvor vorgestellte SRR-System
mit einer Pulswiederholfrequenz von typischerweise 5 MHz und einer
HF-Pulsbreite von typischerweise 400 ps besitzt ein Ausgangsspektrum
des Empfangsschalters, welches um die Trägerfrequenz von z.B. 24.125
GHz zentriert ist, und besteht aus aneinandergereihten Spektrallinien
im Abstand der Pulswiederholfrequenz und hat eine Form, die der
Fourier-Transformierten des HF-Pulses entspricht. Jede individuelle
Spektrallinie ist aus dem Träger
hervorgegangen, besitzt also dessen Amplituden- und Phasenrauschen.
Dieses Spektrum wird im Phasedetektor bzw. dem Empfangsmischer 7 zugeführt. Ein
einfach balancierter Phasendetektor liefert theoretisch eine perfekte
AM-Unterdrückung,
das heißt
Amplitudenrauschen des Lokaloszillatorsignals löscht sich gegenphasig aus.
Real sind bei einer Frequenz von z.B. 24 GHz ca. 20 dB zu erreichen.
Damit kann der Phasendetektor als schlechter AM-Demodulator fungieren. Dadurch, dass
es sich um eine Vielzahl von Spektrallinien handelt, wird das individuell
demodulierte Amplitudenrauschen umkorreliert addiert und manifestiert
sich in einem erhöhten
Rauschpegel am ZF-Ausgang und ergibt damit eine erhöhte Rauschzahl.
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Um die Systemrauschzahl zu senken,
insbesondere das Amplitudenrauschen, ist sicherzustellen, dass der
Oszillator 3 in einem sauberen Mode schwingt. Zudem ist
es effektiv, einen Isolator in Form des Pufferverstärkers 36 nach
dem Oszillator 3 zu platzieren, der in der Sättigung
betrieben wird und somit geringes Amplitudenrauschen sicherstellen
kann. Dabei ist eine saubere Spannungsversorgung des Pufferverstärkers 36 sehr
vorteilhaft.
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Weiterhin kann die Rauschzahl gesenkt
werden, indem man die Balance des Phasendetektors verbessert. Dazu
werden nicht zwei physikalisch getrennte Dioden verwendet, sondern
zwei Diodenübergänge (Diodenpaar 37, 38)
auf einem Chip, der gemäß 9 in der Mitte innerhalb
und nicht außerhalb
des Ringmischers 39 platziert ist. Das hat den Vorteil,
dass die Diodenübergänge fast
identisch sind und sich dadurch die Balance verbessert. Der Einsatz
eines alternativen Phasendetektors, z.B. doppeltbalanciert, mit
verbesserter AM-Unterdrückung ist
ebenfalls vorteilhaft. Das Amplitudenrauschen ist aus den 2 bis 4 zu entnehmen. 10 zeigt die Systemrauschzahl mit zwei
verschiedenen Oszillatoren einem DRO (Bezugszeichen 41)
und einem um 10 dB rauschärmeren
Gunn-Oszillator (Bezugszeichen 40). Eine Absenkung der
Rauschzahl von einigen dB ist erreichbar.