EP1497929A2 - Sende-empfangsvorrichtung - Google Patents

Sende-empfangsvorrichtung

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Publication number
EP1497929A2
EP1497929A2 EP03747095A EP03747095A EP1497929A2 EP 1497929 A2 EP1497929 A2 EP 1497929A2 EP 03747095 A EP03747095 A EP 03747095A EP 03747095 A EP03747095 A EP 03747095A EP 1497929 A2 EP1497929 A2 EP 1497929A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
chirp
signals
transceiver according
signal
pulses
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP03747095A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Manfred Koslar
Zbigniew Ianelli
Rainer Holz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Inpixon GmbH
Original Assignee
Nanotron Technologies GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE2002115798 external-priority patent/DE10215798A1/de
Application filed by Nanotron Technologies GmbH filed Critical Nanotron Technologies GmbH
Publication of EP1497929A2 publication Critical patent/EP1497929A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/70755—Setting of lock conditions, e.g. threshold
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp

Definitions

  • the invention relates to a transceiver, a so-called. Transceiver, which is suitable within a transmission system for generating, transmitting as well as receiving and processing chirp signals.
  • chirp signals or combinations of chirp signals of different types are generated and transmitted, and different chirp signals or combinations of chirp signals are also received and processed.
  • dispersive delay lines are designed as surface wave filters (SAW) in such a way that they generate a corresponding chirp signal, that is to say a downchirp or upchirp signal, after excitation with a signal pulse.
  • SAW surface wave filters
  • the transceivers regularly also contain corresponding receiving devices which receive the up- or down-chirp signals and in turn process them further in circuits, where a received up-chirp can be, for example, a logic zero and a received down-chirp can be a logic one in the sense of digital technology.
  • Appropriate SAW filters are used to receive the chirp signals.
  • dispersive SAW filters cannot be produced for any high frequency ranges.
  • the chirp signals must therefore generally be generated in the IF position and then converted into the transmission frequency band using modulation devices. Before transmission, complex measures of image frequency suppression must also be taken.
  • the currently available dispersive SAW filters also have a high insertion loss (for example -24 dB), the compensation of which with suitable broadband amplifiers always results in an increased power consumption of the overall system.
  • chirp signal generation is the tuning of a voltage-controlled oscillator (VCO) with a ramp-shaped signal.
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • a ramp-rising voltage at the control input can, for example, generate an upchirp, a ramp-falling voltage a downchirp.
  • this method is very simple and allows chirp signals to be generated directly in the transmission frequency position.
  • the control signal has a discontinuity during the transition from one chirp pulse to the other, as a result of which the output signal has a Switching function is superimposed, with the result that the spectrum widens undesirably. This means that the chirp signal in the transmission frequency position has to be bandpass-filtered before it is transmitted.
  • the ramp-shaped voltage signal at the VCO control input cannot be reset as quickly as desired, so that a sawtooth-shaped control signal results with a long ramp for chirp generation and a short retracting ramp.
  • This in turn undesirably generates a further very short chirp pulse with its own frequency-time characteristic, which is perceived as a disturbance on the receiver side. Blanking the short ramp again produces a switching function with the consequence of the spectral broadening of the transmission signal.
  • Another technically known and easily integrable method is the synthetic generation of any signals in the intermediate frequency position or in the baseband.
  • Sampled and higher-level quantized signals are stored in a memory and, if necessary, converted to digital / analogue and converted into the transmission frequency band.
  • This method is advantageous primarily because of the possible flexibility. It can also be used for the synthesis of chirp signals.
  • the disadvantage of this method is that a comparatively high amount of digital technology and storage space is required, especially when a large number of chirp signals of different characteristics have to be kept available with high quantization.
  • this memory requirement and the need for higher-level D / A converters are always associated with an increased power requirement in the transmitting part of the transceivers and, of course, a larger chip area if the transmitter functions have to be integrated.
  • the generation of chirp signals of different characteristics is associated with high circuit complexity, (for example by providing a large number of different dispersive SAW filters and the associated analog switches in the transmitter), with high power consumption in the transmitter (For example, to compensate for the insertion loss in the dispersive SAW filters), with complex measures for image frequency suppression and for spectral shaping in the transmission frequency band or with an increased need for chip area if complex digital circuits such as higher-level D / A converters have to be implemented.
  • the object of the invention is to provide a transceiver, i.e. transmitter and receiver, for the generation, transmission and reception of chirp signals of different characteristics, which is more simply constructed with respect to the different chirp signals generated than previously known transceivers, which have the greatest possible flexibility in offers the choice of the chirp characteristic that generates chirp signals or combinations of chirp signals in the transmission frequency band without going through an intermediate frequency position and that does without any spectral shaping and filter measures in the transmission band.
  • a transceiver i.e. transmitter and receiver
  • the transceiver according to the invention is used to generate, transmit and receive chirp pulses.
  • chirp pulses are linear frequency-modulated pulses of constant amplitude of duration T, within which the frequency between a lower and an upper frequency changes continuously linearly increasing (upchirp) or falling (downchirp).
  • the difference between the upper and lower frequency represents the bandwidth B of the chirp pulse.
  • the total duration T of the pulse, multiplied by the bandwidth B of the pulse, is referred to as the expansion or spreading factor ⁇ .
  • a chirp pulse passes through a dispersive filter with a suitable frequency-transit time characteristic, then a carrier frequency pulse with a sin (x) / x-shaped envelope is created at the output of this filter - a so-called compressed pulse.
  • the peak power of the compressed pulse is then increased by a factor B «T compared to the peak power of the input chirp pulse.
  • the compression of a chirp pulse is reversible. If a carrier frequency pulse with a sin (x) Ix-shaped envelope of bandwidth B passes through a dispersive filter with a suitable frequency group delay characteristic, then an energy-equal chirp pulse of length T is produced.
  • a message transmission with chirp pulses can be organized so that the symbol alphabet consists of the two elements "upchirp” and "downchirp". For example, an upchirp pulse would be transmitted for a logic zero, and a downchirp pulse for a logic 1.
  • a special form of chirp signals, or the combination of chirp signals, is the folding signal. It arises from the simultaneous generation and superimposition of an upchirp and a downchirp pulse. By choosing a suitable phase offset between the up and down chirp pulse, folding signals can be generated so that they have a positive or a negative deflection after the demodulation at the receiver, so that even with folding pulses, an active transmission of the two logic states (zero and one) is possible.
  • the aim of the invention is to provide a transceiver which generates and emits chirp signals on the transmitter side and which is capable of receiving and demodulating chirp signals on the receiver side.
  • Chirp signals were selected for message transmission because they have a number of advantages over other modulation signals:
  • a short pulse of high peak power can be transformed into an energy-equal but much longer chirp pulse, the transmission power being reduced accordingly, for example to the permitted peak power of a power-limited transmission channel.
  • This pulse is transmitted to the receiver via the transmission channel and compressed there. This again creates a short impulse that is excessive in power above the receive pulse. As a result, a signal with a much higher peak power and thus with a much greater distance to interference signals has been transmitted via the power-limited channel.
  • a chirp transmission system can stand out from other transmission systems that transmit with full signal power via power-limited channels in that its own signals are chirped, i.e. are transmitted with greatly reduced performance without the performance falling compared to the comparison systems.
  • Chirp transceivers are therefore suitable for use in environments where it is important to reduce the radiation exposure from transmitters (low human exposure).
  • Chirp signals are broadband signals, they can be generated in such a way that their spectrum completely fills an available transmission channel of bandwidth B.
  • a carrier frequency pulse with a sin (x) / x-shaped envelope is generated for a symbol to be transmitted and then transformed into a chirp pulse.
  • This carrier frequency pulse has an average width 0 which is determined as the reciprocal of the bandwidth B.
  • the available channel bandwidth B thus determines the possible temporal resolution of a chirp transmission system.
  • a matched filter receiver is used to receive chirp signals. This gain in spread can therefore be interpreted in such a way that the transmitted chirp signal in the receiver is compressed (i.e. despread) using a specially adapted matched filter (the dispersive delay line), while non-chirped signal components, e.g. superimposed interference signals, in the same matched filter of the receiver.
  • the possible spread gain reaches a maximum if the symbol duration 1 / R is equal to the chirp duration T. It becomes minimal when the symbol rate R is equal to the chirp bandwidth B.
  • each individual symbol experiences a time spread beyond its symbol boundaries.
  • a chirp pulse is generated for each symbol, which is longer than the symbol itself.
  • a sequence of temporally overlapping and superimposed chirp pulses then occurs at the output of the dispersive filter.
  • the temporal spread of the symbols can be determined by the quotient of the chirp duration T and symbol duration 1 / R. It reaches its maximum when symbol rate R and chirp bandwidth B match.
  • time-spread transmission can be used to suppress interference. It is assumed that time-spread symbols (in the example chirp pulses) are transmitted by the transmitter, over which broadband interference pulses (for example quasi-direct pulses) are superimposed on the transmission path.
  • the signal mixture of chirp pulses and interference pulses passes through a dispersive filter (chirp filter) at the receiver input, which compresses the chirp pulses into sin (x) / x-shaped pulses. All uncorrelated signal components, ie those that are not in the form of chirp pulses, are expanded in time. Your interference energy is distributed over a longer period of time, i.e. over several neighboring symbols. The likelihood that a single symbol will be destroyed by such a glitch decreases. This also reduces the bit error rate of the transmission.
  • a dispersive filter chirp filter
  • chirp signals for data transmission over broadband and interference-prone message channels offer a number of advantages which predestine them for use in the transceiver according to the invention.
  • a technically well-known variant of the synthesis of transmission signals which is common, for example, in software radio systems, is the digital generation of signals in the intermediate frequency position. This method is also suitable for the representation of chirp signals.
  • a memory for. B. ROM
  • the sampled and quantized chirp signal stored in the IF position.
  • the stored chirp sequence is fed to a digital / analog converter, from whose output the analog chirp signal can be tapped. Due to the high sampling rates required, this method can only be used for the lower frequency ranges (Low IF).
  • Suitable conversion mixers and associated filter measures for image frequency suppression are still required for the conversion into common transmission frequency positions, for example into the ISM band.
  • spectral filtering, image frequency suppression and band limitation in the transmission frequency band should be dispensed with in the sense of the inventive task. About- This strives for the simplest possible structure of the transmission device and the greatest possible flexibility in the selection of the transmission signals.
  • the real part and imaginary part of the chirp baseband signal provided are sampled, quantized and stored in the memory (for example RAM or ROM) as independent bit sequences.
  • the stored baseband sequences can be read out on demand and converted into a chirp signal in the transmission frequency position.
  • FIG. 1 A transmission device is shown by way of example in FIG. 1.
  • Fig. 2 illustrates the signals occurring at the various points in the arrangement.
  • Different chirp baseband signals are stored in a memory (see FIG. 1) as bit sequences (sequencel, sequence2, ...) separated by real part and imaginary part.
  • the selected chirp sequence pair in question is addressed via the “Addressing” block, which is connected, for example, to a digital data source.
  • FIG. 2a shows an example of three information symbols (LOW; HIGH; LOW) of a digital data source that are to be transmitted.
  • two bit sequences are read out via the readout device, for example a parallel / series converter, via the block "Addressing" (FIG. 1).
  • the two bit sequences g2 and g3 are located at the output of the parallel / series converter (see 2b, 2c), which are fed to the inputs of digital / analog converters (DAC).
  • the D / A-converted signals are filtered in the baseband with the two low-pass filters (TP).
  • the signals g4 arising at the output of the low-pass filters and g5 are converted directly into the desired transmission band with the aid of a suitable modulation device (for example an I / Q modulator).
  • a particular advantage of this method is that chirp signals of any characteristic (for example upchirps, downchirps or chirp signals with different BT products and different characteristics) can be stored in the memory; if there is sufficient storage space, they can be called up optionally, so that depending on the requirements the transmission, one or the other of the stored chirp signals can be accessed. It is also conceivable that the chirp sequences required during the commissioning or initialization process can be downloaded to the memory, but can also be replaced by reprogramming if necessary.
  • the transceiver thus has a programmable transmission part which allows the transmission signals to be selected with the greatest possible flexibility and to be transmitted without changes to the hardware (see FIG. 1).
  • Some parameters are necessary for the digital storage of a chirp signal, not least to estimate the memory requirement. This includes the chirp sample rate. It depends on the bandwidth of the chirp signal, its minimum value is determined by the sampling theorem.
  • the proposed method allows the bit quantization to be freely selected in the range from 1, 2 ... n bits. This means that in the simplest case of 1-bit quantization, sequences of the digital symbols "0" and "1" are sufficient to represent a chirp signal in the baseband. In this special case, the connected circuit is further simplified by the fact that the digital / analog converter is no longer necessary. In contrast to known methods of signal synthesis in the baseband, the transceiver according to the invention (according to FIG. 1) can synthesize the transmit signal from two stored binary sequences without an additional digital / analog converter.
  • folding signals are used for transmission.
  • up-chirp and down-chirp signals are superimposed in a certain way so that the resulting signal is purely real. Only one real part has to be stored in the baseband.
  • a simple modulation device for example a mixer or a modulator
  • This halves the effort involved in storing the signals and modulating them into the transmission frequency band.
  • both D / A converters are followed by suitable low-pass filters (LP), which have the task of limiting the spectrum in the baseband to the desired bandwidth.
  • LP low-pass filters
  • the spectral limitation only has to be carried out using these low-pass filters; if necessary, filters of a higher degree must be used.
  • the sampled and quantized baseband signals can be weighted with selectable filter functions (for example with a cosine roll-off characteristic) before being stored in the memory, so that the chirp sequences called up in the transmission case already have simple requirements for the spectral purity of the baseband signals suffice. This reduces the requirements for the downstream low-pass filters. It is also conceivable that this baseband pre-filtering already completely fulfills the spectral requirements for the chirp signal, so that further filter stages are no longer necessary.
  • selectable filter functions for example with a cosine roll-off characteristic
  • the carrier frequency TX 2441.75 MHz is first divided down to 244.175 MHz by a factor of 10: 1 using a two-stage frequency divider.
  • the frequency generated in this way corresponds to the sampling rate with which the chirp signals are to be synthesized in the baseband. Accordingly, 244 samples must be encoded within the symbol duration of 1 ⁇ s.
  • the multiplexer “(MUX) following the memory module serializes the data words placed next to one another in the memory.
  • the data bus from the memory chip is multiplexed into a data bus that is half as wide.
  • the data rate of the bit sequences read from the memory is doubled.
  • the incoming IROM and QROM data streams are logically linked in the subsequent BLOCK MAP (see table), see above that the desired symbols result.
  • the symbols are selected using a 4-bit data word MD. With just two pre-stored bit sequences, all of the symbols listed for the various chirp operating modes can be synthesized.
  • the two bit sequences for I and Q are converted into analog signals using two D / A converters and band-limited with the connected low-pass filters (Leapfrog filter in the example).
  • the output signals of the low-pass filter are then converted into the transmission frequency band using an I / Q modulator.
  • the chirp transmission system which is the subject of this invention, basically allows direct compression and demodulation of the incoming chirp signals into the baseband on the receiver side.
  • each of the receiver variants shown here is provided with an input stage for converting the received signal into the intermediate frequency position in the present invention. If dispersive filters can also be implemented in the desired higher carrier frequency positions in the foreseeable future, the IF stage can accordingly be omitted without affecting the other receiver structures according to the invention.
  • the transceiver For processing incoming chirp signals, the transceiver according to the invention initially has a conversion device (mixer, downconverter) on the receiver side, which converts the incoming signals into the intermediate frequency position.
  • the intermediate frequency signal is then passed to the inputs of two complementary dispersive delay lines, the frequency group delay characteristics of which must be matched to the chirp signal characteristics of the transmitter.
  • the compressed pulses generated at the outputs of the dispersive filters are demodulated with suitable detector circuits into the baseband, where they are converted into data pulses with threshold value comparators, which can be processed in the subsequent digital evaluation circuits of the receiver.
  • the receiving device is dependent on the use of dispersive filters (for example SAW filters), that is to say on the provision of various hardware components.
  • dispersive filters for example SAW filters
  • the entire receiver hardware remains unchanged, the receiver can also be easily used, for example when comparing or in service Inserts can be matched to a newly selected transmit chirp signal. If, for example, the dispersive filters are pluggably connected to the receiving device and can be easily replaced, one can speak for good reason of hardware programming of the receiver part.
  • the transmitting device and receiving device of the transceiver according to the invention can thus be conveniently programmed for the transmission of chirp signals of selectable chirp characteristics.
  • One of the operating modes of the described transceiver is data transmission with the aid of folding pulses.
  • the particular advantage of this operating mode is the low memory requirement for storing the chirp sequences and the simple hardware structure of the transmitter.
  • a folding pulse results from the superimposition of an upchirp and a downchirp pulse generated at the same time.
  • folding signals can be generated in such a way that the carrier frequency pulses arising in complementary dispersive filters after the compression on the receiver side always have the same envelope, but in the case of the “positive” folding pulses they have the same carrier phase and in the case of the "negative” folding pulses have a phase shift of 180 °.
  • Folding pulses are particularly easy to demodulate in the receiver.
  • Up-chirp and down-chirp components can be separated again using complementary dispersive filters with suitable frequency / delay characteristics.
  • a compressed upchirp pulse arises at the output of one delay line, and a compressed downchirp pulse arises at the output of the complementary delay line.
  • coherent demodulation into baseband is achieved.
  • the pulse shape corresponds to a squared sin (x) / x pulse, with a positive deflection in the case of a transmitted positive folding pulse and with a negative deflection in the case of a negative folding pulse.
  • the described direct demodulation of folding signals into the baseband presupposes the presence of dispersive filters for operation in the transmission frequency position (for example in the ISM band around 2.4 GHz). As long as these filters cannot be manufactured or can only be produced with disproportionately high expenditure, demodulation can only take place after the received signal has been converted into the IF position.
  • a prerequisite for successful demodulation of the folding pulses in the receiver is the best possible congruence of the envelopes of the compressed pulses in the receiver.
  • This congruence can only occur if the center frequency of the signal received and mixed down into the IF position matches the center frequency of the two complementary dispersive delay lines as closely as possible.
  • the carrier frequency (center frequency) is only one of many frequency components in the received chirp signal and is in no way distinguished from the others, only methods that can extract the carrier from a pure double-sideband signal can be considered for carrier recovery.
  • Carrier control with the Costas loop is based on the fact that the received signal is converted into the baseband with the help of an I / Q demodulator, the demodulator output signals are low-pass filtered and then multiplied together in order to obtain a control criterion for the phase of the reference carrier ,
  • the VCO that generates the reference frequency can be controlled directly with the product signal.
  • the output signals of the delay lines are demodulated into the baseband using detector stages and then converted into square-wave pulses using threshold comparators. These rectangular pulses are fed to a phase detector, which is followed by a controller. Its output signal influences a voltage controlled oscillator (VCO) with which the local oscillator (LO) of the system is generated.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • compressed chirp pulses are generated at the outputs of the complementary delay lines, the time offset of which represents a measure of the deviation of the IF center frequency from the center frequency of the delay lines, and which are used as a control criterion for the frequency of the reference carrier (LO) can.
  • the phase detector checks for congruence of the demodulated compressed pulses, its output voltage varies in size and polarity depending on the time offset of the pulses.
  • the following controller changes the control voltage of the VCO 's, to the envelopes of the compressed chirp pulses are superimposed.
  • the control loop is engaged and the prerequisite for the multiplicative demodulation of the folding signals is given.
  • Frequency synchronization thus does not take place between the carrier frequency of the received signal and the reference carrier (LO), as is customary in the known methods, but rather between the IF signal and the characteristics of the dispersive filter.
  • the system does not synchronize itself to a received carrier signal, but conversely it synchronizes the received signal to a system-specific reference, the center frequency of the complementary dispersive group delay filter.
  • the incoming signal is shifted in frequency in the IF position until its center frequency and the center frequency of the dispersive filters lie one above the other. This means that the system also easily compensates for changes in the filter center frequency due to heating, aging or other influences.
  • a data sequence can be preceded by a preamble of folding pulses, which is used especially for the oscillation of the frequency control loop.
  • the synchronization achieved is also maintained during the subsequent transmission of the data pulses, it is irrelevant whether positive or negative folding pulses or longer sequences of the same polarity are received. If folding pulses occurring in bursts are received with the receiver arrangement shown, then each data burst must be preceded by a preamble for synchronization.
  • a preamble of folding pulses is first transmitted before the transmission of a data burst.
  • the VCO actuating voltage is sampled with a sample and hold element and recorded for the duration of the data burst.
  • the structure of the receiver device allows both the reception of folded signals and simple chirp signals (e.g. up-chirp / down-chirp). In the latter case, the control loop described can be switched off. It is then sufficient to use a simple PLL circuit with a quartz reference to generate the local oscillator.
  • a data sequence consisting of up-chirp pulses (logically HIGH) and down-chirp pulses (logically LOW) is preceded by a preamble of folding pulses which are used for frequency synchronization serves, after the frequency control loop has snapped in, the VCO control voltage is sampled and recorded for the duration of the data burst.
  • a preamble of folding pulses which are used for frequency synchronization serves, after the frequency control loop has snapped in, the VCO control voltage is sampled and recorded for the duration of the data burst.
  • a further embodiment of the invention is an automatic frequency control for an upchirp / downchirp transmission system, illustrated by way of example in FIG. 4.
  • a series of alternating upchirp and downchirp pulses are transmitted in a preamble. Rectangular pulses appear at the inputs of the phase detector in the symbol cycle, which are shifted in time from input to input.
  • this offset is exactly half a symbol period, that is 180 °.
  • the phase detector is designed for this case so that its output signal in size and polarity reflects the instantaneous phase shift and accordingly disappears in the locked state.
  • the frequency control loop shown in FIG. 4 can then also be used for frequency control of up / down chirp systems. Initially, this only applies to the preamble. For the duration of the subsequent data sequence, the VCO input signal must be clamped back to the voltage value of the locked state.
  • the phase detector can then be made switchable so that both types of transmission can work with the same frequency control loop.
  • the frequency control described can only be used for up / down chirp transmission systems if up and down chirp symbols are received alternately at least until it snaps into place, for example within a preamble preceding the data burst.
  • the subsequent data signal is generally characterized by the irregular sequence of upchirp signals (for example logically HIGH) and downchirp signals (in the example correspondingly logically LOW). This also includes longer pulse trains of the same polarity. If the symbol period is known, however, it is possible to insert the missing symbols as dummy symbols in two branches between two symbols of the same polarity, which are staggered by more than one period. For this purpose, a block “restore sequence” is connected upstream of the phase detector in FIG. 4.
  • the uninterrupted symbol sequences thus generated in both branches are then fed to the phase detector, the rest of the control loop operates in the known manner.
  • the prerequisite for this method is that the temporal To ensure this, the symbol sequences in the transmitter can be scrambled accordingly before the transmission, with the aim that the number of successive symbols of the same polarity does not exceed a fixed value k.
  • the frequency synchronization established within a preamble can also be maintained during the subsequent transmission of data sequences of any length.
  • the transmission of digital data sequences requires not only frequency synchronization on the receiver side, but generally also clock synchronization.
  • the aim is to derive the symbol clock from the received signal with correct frequency and phase.
  • Technically common methods are clock derivation with synchronous demodulator for frequency-modulated signals or clock recovery from the demodulated baseband signals, in which the low-pass filtered baseband signals are summed and then the clock frequency is filtered out from the sum signal with a bandpass filter.
  • Still other methods provide a separate PLL circuit for clock recovery.
  • transceiver With the transceiver according to the invention it is possible to send data sequences consisting of upchirp / downchirp pulses or data sequences consisting of folding pulses and to demodulate them asynchronously on the receiver side.
  • FIG. 5 shows a receiver device for up / down chirp transmission with subsequent clock derivation.
  • the chirp signals arriving at the receiver input are first converted into the IF position, automatically and asynchronously compressed with complementary dispersive delay lines and demodulated into the baseband with detector circuits.
  • the square-wave pulses arising at the outputs of the subsequent threshold value comparators only have to be linked to one another by a suitable logic element (for example an EXCLUSIVE OR gate) in order to derive the symbol clock.
  • the symbol clock (CLOCK) is fed to the clock input of a JK flip-flop, the inputs J and K are connected accordingly to the comparator outputs.
  • the particular advantage of the method for the asynchronous derivation of the symbol clock is that the receiver device immediately follows every change of the symbol rate and therefore the symbol clock on the transmitter side, without special switching procedures or reinitializations in the receiver being necessary. This is the first time that a smooth variation in the data rate of a transmission system is possible.
  • the symbol clock can be derived in the same way, assuming the steady state of the frequency control.
  • Fig. 6 shows a receiving device for the folding pulse transmission.
  • the input circuit of the receiving device again consists of a converter and the two dispersive filters.
  • the output signals of both delay lines are multiplied directly with one another, producing a bipolar baseband signal.
  • a variant for the derivation of the symbol clock is the two-way rectification of this baseband signal and the subsequent evaluation with a threshold value comparator. Its output signal also carries the symbol clock (CLOCK).
  • FIG. 7 Another variant of the clock derivation for folding pulses is shown in FIG. 7.
  • This circuit takes advantage of the fact that when receiving folding pulses and when the frequency control is in a steady state, the comparator output signals carry the symbol clock in both branches equally, so that the clock derivation can be limited to one of the branches.
  • it is advantageous to link both comparator output signals via a logic AND gate.
  • the system clock (CLOCK) is present at the output of this AND gate.
  • FIG. 8 Another variant of the clock derivation for folding pulses is shown in FIG. 8.
  • the output signals of both delay lines are multiplied directly with one another, producing a bipolar baseband signal. This signal is compared on two threshold comparators, each with a positive and a negative threshold.
  • the output signals of the Comparators are linked with each other via a logical OR gate to derive the system clock (CLOCK).
  • CLOCK system clock
  • the transceiver In both operating modes, the transceiver according to the invention allows the comparator output signals to be gated on the receiver side. This gating is based on the operating case with a fixed symbol rate or the symbol rate known to the recipient. A circuit part for clock derivation is still required.
  • 9 shows a variant of the gating which is used in the transceiver. 10 shows an example of the associated signals.
  • FIG 9 shows a schematic representation of a switch which is actuated via the “time control” block.
  • the CLOCK signal g8 has been generated in an upstream stage for clock derivation.
  • the switch With the signal g9, the switch is opened and closed.
  • the switch is initially closed in the rest position
  • the first arriving symbol clock pulse is recognized by the time control and, after a short time delay (controlled by signal g9), the switch is opened and thus further impulses which are blocked within of a certain interval, which is smaller than a symbol period.
  • the switch is closed again.
  • the next (expected) symbol clock pulse can happen and triggers the blockage again.
  • interference pulses that occur within a symbol interval are suppressed.
  • This variant is particularly suitable for starting the system. If, after activation of the system, an interference pulse first undesirably triggers the blockage, then the gate is opened again after a time that is shorter than a clock period. The system does not remain in the blocked state and can already process the upcoming symbol clock pulse.
  • FIG. 11 An exemplary embodiment for this arrangement is shown in FIG. 11.
  • a logical AND gate takes over the function of the switch, and a monoflop determines the length of the blockage interval.
  • a special form of the gating according to the invention is that a blockage interval of variable length is used.
  • the blockage interval can be particularly short; in the steady state, it is possible to switch to a longer blockade interval, which in extreme cases is only a little shorter than the symbol duration itself.
  • a further characteristic is that a symbol clock pulse closes the gate for the duration of a blockage interval, then opens for the duration of an opening interval (within which the next symbol clock pulse is expected) and then closes again for the duration of a blockage interval - a process that continues repeated.
  • This variant is suitable for operation in the steady state.
  • a chirp pulse is received by the receiving device of the transceiver, converted into the IF position and fed to complementary dispersive filters, then not only does a compressed pulse arise at the output of one of the two filters, but also a stretched chirp pulse on the complementary chirp -Filter.
  • the stretched chirp pulses appear in each of the two branches as intrinsic interference signals that must be taken into account in the detection and subsequent discrimination.
  • the detected signals are compared with a threshold value in each path. The effect described requires that the threshold value of the comparator is always in the range between the peak values of the stretched pulse and the compressed pulse. This alone limits the dynamics of signal detection.
  • the receiving system should also be able to react to changes in performance at the detector input.
  • FIG. 1 A receiving device according to the invention is shown in FIG. 1
  • the incoming signal is first converted to the IF position and fed to the inputs of two complementary dispersive filters.
  • the compressed chirp pulses at the output of each of the two filters are fed to an envelope detector, an average value detector and a peak value detector in both branches.
  • a threshold value for the subsequent comparator is derived from the output signals from the mean value detector and peak value detector.
  • the threshold value can variably assume any value between the peak and mean value of the detected signal.
  • the position of the threshold value can be controlled digitally within this interval.
  • the output signals of the envelope detectors are compared with the threshold values thus generated in both branches.
  • the signals COMPJJP and COMP_DOWN are available at the outputs of the two comparators for further digital processing.
  • the threshold value comparator In the event that there are no received signals, the threshold value comparator must offer the highest possible sensitivity, but the background noise of the receiver device must not lead to the switching of the comparator. Therefore, in a special embodiment of the invention, the lower limit of the threshold value is set such that the threshold value in the idle state (in the state in which it is ready to receive) is always higher than the detection signal of the background noise of the receiver device. For this purpose, a voltage U jmin is added to the threshold value formed from the mean value and peak value in both branches, with the result that the threshold value at the comparator input is always higher than the noise amplitude at the detector output.
  • the transceiver with the inventive combination of detector and comparator with adaptive threshold defines the threshold values of the amplitude discrimination in such a way that reliable detection of complementary chirp signals is possible even when the signal changes at the detector input.
  • the NANONET transceiver is shown in the variant which is advantageous here as a highly integrated circuit which is provided for the transmission of digital data sequences and which is a complete transmitter (from digital input to RF- Power amplifier), a complete analog receiver (from the antenna input to the output for the demodulated and digitized received data), a programmable analog and a programmable digital control device.
  • the analog control device consists of power management, analog / digital converter, power sources, battery charge monitoring, alarm signaling and other components. All essential functions of this function block can be initialized and controlled by the application software.
  • the programmable digital control device which communicates with external microcontrollers via a serial peripheral interface (SPI), provides various control functions for the analog part of the IC.
  • SPI serial peripheral interface
  • this block already takes over important functions of the protocol stack up to the MAC layer, error correction, real-time clock, wake-up management, interrupt requests, automatic generation of acknowledge signals and other tasks. All functions of this block are initialized and controlled via the application software on an external microcontroller.
  • TX Transmitter
  • the Analogue Sensor Interface (1) is used to record the sensor data in several channels. This module also provides a power source for supplying the connected sensors.
  • the application software starts reading out the connected sensors, the sensor data is A / D converted by the Analogue Sensor Interface and transferred to the block control register (x) of the digital part.
  • the sensor data can be transferred to the application via the lines DilO1, ... DiO4 shown.
  • the centerpiece of the transmitter is the I / Q modulator (2).
  • the digital symbols to be transmitted are mapped in the block pulse sequence (3) to pre-stored bit sequences which represent the real part and the imaginary part of the transmission signal in the baseband. These bit sequences are band-limited with the low-pass filters (3) and (4) and fed to the inputs of the I / Q modulator (2).
  • the carrier signal for the I / Q modulator is generated in the block frequency synthesis (5). This frequency synthesizer generates either the carrier for the transmitter-side direct modulation in the transmission frequency band or the carrier for the receiver-side downmixing in the IF position.
  • the analog switch (6) is controlled by the signal RX / TX and carries out the carrier switching between transmit and receive operation.
  • the output signal of the I / Q modulator (2) is fed to a preamplifier stage (7) and then to the power amplifier (8).
  • the output power of the power amplifier can be controlled by the digital part via the block Power Control (9).
  • the power amplifier can be switched off for the duration of the reception period via the RX TX signal.
  • the block diagram on the transmitter side also shows an internal oscillator OSC (10), prepared for the connection of an external quartz, and Battery Management (11) for monitoring the state of charge of the battery.
  • the received signal from a connected antenna is coupled into the Low Noise Amplifier (LNA) (12).
  • LNA Low Noise Amplifier
  • the LNA can be switched off with the signal RX / TX for the duration of the transmission period. Its gain is controlled by the AGC block (13).
  • the LNA is followed by the downmixer (14), which converts the received signal into the intermediate frequency position.
  • the downstream amplifier (15), like the LNA, is included in the automatic gain control (AGC). Its output signal is extracted from the transceiver.
  • AGC automatic gain control
  • the circuit is prepared in such a way that a SAW component can be connected directly to the IF amplifier (15), which consists of two dispersive delay lines with complementary group delay characteristics.
  • the output signals of both delay lines are coupled into the IC at the inputs of the multi-stage regulated amplifiers (16) and (17).
  • each of the input amplifiers (16) and (17) in the circuit is followed by a detector stage (18) or (19) and downstream low-pass filters (20) or (21).
  • a threshold comparator (22) or (23) follows each of the two low-pass filters.
  • the threshold values for both comparators are adaptive and are determined in the block threshold (24) from the TP output signals themselves.
  • the comparator output signals are processed in the digital part, initially in the bit decoder.
  • a multiplier (25) is available in the receiving section for demodulating folding pulses, with which the output signals of the dispersive filter are multiplied.
  • the multiplier is followed by an amplifier stage 26 and two threshold value detectors (27) and (28) for the detection of the bipolar folding signals.
  • the threshold values for both comparators are determined adaptively within the Threshold (24) block.
  • the output signals of the two comparators are processed further in the digital part.
  • the microcontroller interface (29) serves to transmit the send and receive data and control information between the external microcontroller and the transceiver chip. It also synchronizes the data communication between the two components.
  • the FIFO (30) buffers received or transmitted data and realizes the time decoupling of the processes in the transceiver chip and the external microcontroller.
  • the MAC state machine (31) controls analog and digital blocks depending on the access method used (CSMA / CA, TDMA), controls the sequence of the send and receive processes and evaluates received protocol information (packet type, automatic destination address comparison, determination of the Package length etc.).
  • the data to be sent or received are processed in the digital bit processing unit (32) (frame synchronization, checksum generation and control, forward error correction, scrambling / descrambling, optional encryption / decryption).
  • the symbols received by the analog part are detected by the bit detector (33) and the bits are synchronized.
  • the power management (34) switches off external and internal power supplies (power saving mode) and controlled again by internal events (wake-up timer, battery management).
  • the microcontroller management (35) deactivates the power supply and all connections to the external microcontroller. After switching on the power supply by the power management, the start-up of the microcontroller is controlled here.
  • the real-time clock (36) contains a real-time clock, which is used for controlling the access method (TDMA) and the power saving mode. It is also used for time recording for applications. The wake-up timer saves the time for exiting the power saving mode for power management.
  • the analog blocks of the transceiver are controlled or queried via the control register (37).
  • the DilOs digital input / output
  • Corresponding external SAW (Surface Acoustic Wave) components have been used regularly to receive chirp signals.
  • the present invention also allows the chirp signal reception and its detection to be carried out without corresponding external SAW modules.
  • the chirp signal passes through a differential comparator upon receipt and the received signal is processed in a shift register which is connected to a corresponding exclusive or interconnected reference shift register.
  • an external SAW module - FIG. 16 - can be dispensed with, which makes the receiver very inexpensive and simple.
  • DDDL digital differential dispersive line
  • the invention is not limited to the disclosed transceiver alone, but also the chirp signal reception, as disclosed in FIGS. 15 and 16, can be implemented independently of the transmission unit of the transceiver.
  • the transceiver described above can operate in the ISM band at about 2.4 GHz.
  • a chirp pulse with a bandwidth is used for each symbol transmitted of 80 MHz (with a roll-off factor of 0.25 results in an effective bandwidth of 64 MHz).
  • the energy which is distributed over the wide frequency range of 80 MHz is "collected” again in the receiver, so that a very short and high pulse is generated (sin x / x function).
  • an external SAW filter surface acoustic wave
  • FIGS. 15 and 16 either an external SAW filter (surface acoustic wave) can be used in the receiver or the solution as described in FIGS. 15 and 16, so that only those energy parts that belong to the chirp pulse are "stacked" on top of one another. while all others (e.g. interference signals) pass the filter.
  • the actual signal stands out clearly from the background.
  • This "system gain” can be freely selected within wide limits by increasing or reducing the length of the chirp pulse. In the method described above, a chirp pulse duration of 1 ⁇ sec and an effective bandwidth of 64 MHz (at 18 db) are sufficient.
  • the system uses extremely little power, about 5 mA in initial operation and 33 mA when sending 10 mW.
  • the reason for this is the largely analog signal processing, which does not require any complex digital signal processors for echo suppression.
  • the described transceiver chip can be implemented in silicon germanium technology, but also in CMOS technology.
  • the special applications of the described transceiver are in factory automation, for example for monitoring machines.
  • Another good area of application is intelligent access control with wireless keys (e.g. chip cards, active RFID) to identify people, animals or goods wirelessly.
  • the active RFID logistics tags have a greater range and can also be reprogrammed.
  • the use for alarm systems is very suitable, in particular also alarm systems for fire or movement, and bidirectional communication between a transceiver and a corresponding chirp sensor is possible.
  • an application for networking computers is also possible, for. B. the network between a personal computer and a PDA or between a personal computer and the periphery (mouse, keyboard).
  • the DDDL consists of an input shift register, which receives the output signal of a differential comparator.
  • Each cell of the input shift register is linked to an exclusive OR block, which is also connected to the output of a memory which contains a stored reference for an upchirp signal and / or a stored sequence of a downchirp signal.
  • the individual results of the large number of exclusive OR blocks are summed up and made available to the correlator output.
  • the total result is processed in a comparator module for "UP" or for "DOWN” and then the corresponding chirp signal is detected at the output of the comparator and the result is made available.
  • the comparator also receives a threshold signal and outputs a chirp-detected signal at the output if the comparison result between the correlator output signal and the threshold signal can be detected accordingly.

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Abstract

Die Sende- und Empfangsvorrichtung zeichnet sich dadurch aus, dass in BT-Prodükt und/oder Zeit-Frequenz-Charakteristik unterschiedliche Chirp-Signale in einem Speicher abgelegt werden können, um sie wahlweise abzurufen und in direkter Aufwärtskonversion in das Sendefrequenzband zu heben. Bei diesem Vorgang entstehen keine Spiegelfrequenzbänder, so dass aufwendige Bandpassfilter in Trägerfrequenzlage entfallen können. Auch im Empfänger ist eine direkte und automatische Demodulation in das Basisband möglich, die von der Machbarkeit der asynchron arbeitenden dispersiven Filter (beispielsweise als SAW-Bauelemente) für das Trägerfrequenzband abhängt.

Description

Sende-Empfangsvorrichtung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Sende-Empfangsvorrichtung, einen sog. Transceiver, der innerhalb eines Übertragungssystems sowohl zur Erzeugung, zur Aussendung als auch zum Empfang und zur Verarbeitung von Chirp- Signalen geeignet ist.
Bei dem erfindungsgemäßen Transceiver werden Chirp-Signale bzw. Kombinationen von Chirp-Signalen unterschiedlicher Ausprägung erzeugt und ausgesendet und werden ebenso unterschiedliche Chirp-Signale bzw. Kombinationen von Chirp-Signalen empfangen und verarbeitet.
Verfahren zur Erzeugung von Chirp-Signalen sind aus der Technik gut bekannt. So werden beispielsweise in der Radar-Technik dispersive Verzögerungsleitungen als Oberflächen-wellenfilter (SAW) so ausgeführt, dass sie nach Anregung mit einem Signalimpuls ein entsprechendes Chirp-Signal, also ein Downchirp- oder Upchirp-Signal erzeugen. Regelmäßig enthalten die Transceiver auch entsprechende Empfangseinrichtungen, die die Up- oder Downchirp-Signale empfangen und wiederum in Schaltungen weiterverarbeiten, wobei ein empfangener Upchirp z.B. eine logische Null und ein empfangener Downchirp eine logische Eins im Sinne der Digitaltechnologie sein kann. Zum Empfang der Chirp-Signale dienen wieder entsprechend ausgeprägte SAW-Filter.
Bisher müssen dann, wenn verschiedene Chirp-Signale in einem solchen Transceiver erzeugt werden sollen, auch entsprechend viele SAW-Bausteine bereitgestellt werden, da pro SAW-Filter nur eine bestimmte Chirp-Signal-Charakteristik erzeugt werden kann. Für einen Wechsel der Chirp-Charakteristik ist dann grundsätzlich ein Umschalten auf das jeweils benötigte SAW-Filter notwendig, wozu breitbandige Analogschalter gebraucht werden. Die erstrebte Flexibilität wird erkauft durch einen sehr hohen Schaltungsaufwand.
Nach dem heutigen Stand der Technik können dispersive SAW-Filter nicht für beliebig hohe Frequenzbereiche hergestellt werden. Die Chirp-Signale müssen daher im allgemeinen in ZF-Lage erzeugt und anschließend mit Modulationseinrichtungen in das Sendefrequenzband umgesetzt werden. Vor der Aussendung müssen zusätzlich aufwendige Maßnahmen der Spiegelfrequenzunterdrückung getroffen werden. Die derzeit verfügbaren dispersiven SAW-Filter weisen überdies eine hohe Einfügedämpfung auf (beispielsweise -24 dB), deren Kompensation mit geeigneten Breitbandverstärkern stets einen erhöhten Stromverbrauch des Gesamtsystems mit sich bringt.
Eine weitere Variante der Chirp-Signal-Erzeugung ist das Durchstimmen eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) mit einem rampenförmigen Signal. Je nach Charakteristik des VCO kann dann ein rampenförmig ansteigende Spannung am Steuereingang beispielsweise einen Upchirp , eine rampenförmig abfallende Spannung einen Downchirp erzeugen. Dieses Verfahren ist im Prinzip sehr einfach und gestattet es, Chirp-Signale direkt in der Sendefrequenzlage zu erzeugen. Problematisch ist es allerdings, aufeinanderfolgende Chirp-Signale der gleichen Charakteristik, beispielsweise eine Folge von Upchirp-Impulsen auszusenden. In diesem Fall besitzt das Steuersignal beim Übergang von einem zum anderen Chirp-Impuls eine Unstetigkeit, wodurch dem Ausgangssignal eine Schaltfunktion überlagert wird, mit der Folge, dass sich das Spektrum unerwünscht verbreitert. Das heißt, dass das Chirp-Signal in Sendefrequenzlage vor dem Aussenden noch aufwendig Bandpaß-gefiltert werden muß.
In der Regel kann das rampenförmige Spannungssignal am VCO-Steuereingang auch nicht beliebig schnell zurückgesetzt werden, so dass sich ein sägezahnför- miges Steuersignal ergibt mit einer langen Rampe zur Chirp-Erzeugung und einer kurzen rücklaufenden Rampe. Diese wiederum erzeugt unerwünscht einen weiteren sehr kurzen Chirp-Impuls mit eigener Frequenz-Zeit-Charakteristik, der auf Empfängerseite als Störung wahrgenommen wird. Ein Austasten der kurzen Rampe erzeugt aber wieder eine Schaltfunktion mit der Folge der spektralen Verbreiterung des Sendesignals.
Eine weitere technisch bekannte und dabei gut integrierbare Methode ist die synthetische Erzeugung beliebiger Signale in Zwischenfrequenzlage oder im Basisband. Dabei werden gesampelte und höherstufig quantisierte Signale in einem Speicher vorgehalten und bei Bedarf Digital/Analog-gewandelt und in das Sendefrequenzband umgesetzt. Vorteilhaft ist dieses Verfahren vor allem wegen der möglichen Flexibilität. Es lässt sich ohne weiteres auch für die Synthese von Chirp-Signalen anwenden. Der Nachteil dieser Methode besteht aber darin, dass ein vergleichsweise hoher Aufwand an Digitaltechnik und an Speicherplatz entsteht, vor allem dann, wenn bei hoher Quantisierung eine größere Anzahl von Chirp-Signalen unterschiedlicher Charakteristik vorgehalten werden muss. Mit diesem Speicherbedarf und mit der Notwendigkeit höherstufiger D/A-Wandler ist aber stets auch ein erhöhter Leistungsbedarf im Sendeteil der Transceiver verbunden und natürlich eine größere Chipfläche, wenn es gilt, die Transmitterfunk- tionen zu integrieren.
Zusammenfassend kann gesagt werden, dass bei den bisher bekannten Methoden die Erzeugung von Chirp-Signalen unterschiedlicher Charakteristik einhergeht mit hohem Schaltungsaufwand, (etwa durch die Bereitstellung einer hohen Zahl unterschiedlicher dispersiver SAW-Filter und der zugehörigen Analogschalter im Sender), mit hohem Stromverbrauch im Sender (beispielsweise zur Kompensation der Einfügedämpfung in den dispersiven SAW-Filtern), mit aufwendigen Maßnahmen zur Spiegelfrequenzunterdrückung und zur spektralen Formung im Sendefrequenzband oder mit einem erhöhten Bedarf an Chipfläche, wenn komplexe digitale Schaltungen wie etwa höherstufige D/A-Wandler realisiert werden müssen.
Aufgabe der Erfindung ist es, zur Erzeugung, Aussendung und zum Empfang von Chirp-Signalen unterschiedlicher Charakteristik einen Transceiver, also Sender und Empfänger, bereitzustellen, der hinsichtlich der erzeugten unterschiedlichen Chirp-Signale einfacher aufgebaut ist als bisher bekannte Transceiver, der eine größtmögliche Flexibilität in der Wahl der Chirp-Charakteristik bietet, der ohne den Umweg über eine Zwischenfrequenzlage Chirp-Signale bzw. Kombinationen von Chirp-Signalen im Sendefrequenzband erzeugt und der auf jegliche spektrale Formung und auf Filtermaßnahmen im Übertragungsband verzichtet.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Transceiver mit den Merkmalen nach Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Der erfindungsgemäße Transceiver dient der Erzeugung, Aussendung und dem Empfang von Chirp-Impulsen. Chirp-Impulse sind im Sonderfall linear frequenzmodulierte Impulse konstanter Amplitude der Dauer T, innerhalb derer sich die Frequenz zwischen einer unteren und einer oberen Frequenz stetig linear steigend (Upchirp) oder fallend (Downchirp) ändert. Die Differenz zwischen oberer und unterer Frequenz stellt die Bandbreite B des Chirp-Impulses dar. Die Gesamtdauer T des Impulses, multipliziert mit der Bandbreite B des Impulses wird als Dehnungs- oder Spreizfaktor Ψ bezeichnet.
Passiert ein Chirp-Impuls ein dispersives Filter geeigneter Frequenz-Laufzeit- Charakteristik, dann entsteht am Ausgang dieses Filters ein Trägerfrequenzimpuls mit sin(x) / x - förmiger Hüllkurve - ein sogenannter komprimierter Impuls. Die Spitzenleistung des komprimierten Impulses ist dann gegenüber der Spitzenleistung des Eingangs-Chirp-Impulses um den Faktor B «T überhöht. Die Kompression eines Chirp-Impulses ist umkehrbar. Passiert ein Trägerfrequenzimpuls mit sin(x) Ix - förmiger Hüllkurve der Bandbreite B ein dispersives Filter geeigneter Frequenz- Gruppenlaufzeit-Charakteristik, dann entsteht ein energiegleicher Chirp-Impuls der Länge T. Um also einen sin(x)/x -Impuls in einen Chirp-Impuls umzuwandeln, muss man ihn zuerst einer Trägerschwingung aufprägen und anschließend einem dispersiven Filter zuführen. Damit ist bereits ein geläufiges Verfahren zur Erzeugung von Chirp-Impulsen beschrieben.
Eine Nachrichtenübertragung mit Chirp-Impulsen kann in einem besonders einfachen Fall so organisiert werden, dass das Symbolalphabet aus den beiden E- lementen „Upchirp" und „Downchirp" besteht. Für eine logische Null würde beispielsweise ein Upchirp-Impuls, für eine logische 1 entsprechend ein Downchirp- Impuls übertragen werden.
Verzichtet man auf den Vorteil der aktiven Übertragung beider logischen Zustände, dann kann man auch ein On/Off-Keying mit Upchirp-Impulsen oder ein On/Off-Keying mit Downchirp-Impulsen etablieren.
Eine Sonderform der Chirpsignale, bzw. der Kombination von Chirpsignalen, ist das Faltsignal. Es entsteht durch die gleichzeitige Erzeugung und Überlagerung eines Upchirp- und eines Downchirp-Impulses. Durch die Wahl eines geeigneten Phasenversatzes zwischen Up- und Downchirp-Impuls können Faltsignale so generiert werden, dass sie nach der empfängerseitigen Demodulation eine positive oder eine negative Auslenkung aufweisen, so dass auch mit Faltimpulsen eine aktive Übertragung der beiden logischen Zustände (Null und Eins) möglich ist.
Das Ziel der Erfindung ist es, eine Sende-Empfangsvorrichtung bereitzustellen, die senderseitig Chirp-Signale erzeugt und aussendet und die auf Empfängerseite zum Empfang und zur Demodulation von Chirp-Signalen in der Lage ist. Zur Nachrichtenübertragung wurden Chirp-Signale deshalb ausgewählt, weil sie gegenüber anderen Modulationssignalen eine Reihe von Vorteilen aufweisen:
Durch Umwandlung in einen Chirp-Impuls kann man einen kurzen Impuls hoher Spitzenleistung in einen energiegleichen, aber viel längeren Chirp-Impuls transformieren, wobei die Sendeleistung entsprechend herabgesetzt wird, beispielsweise auf die erlaubte Spitzenleistung eines leistungsbegrenzten Übertragungskanals. Dieser Impuls wird über den Übertragungskanal zum Empfänger übertragen und dort komprimiert. Dabei entsteht wieder ein kurzer Impuls, der gegen- über dem Empfangsimpuls leistungsüberhöht ist. Im Ergebnis hat man also über den leistungsbegrenzten Kanal ein Signal mit viel höherer Spitzenleistung und also mit viel höherem Abstand gegenüber Störsignalen übertragen.
In der umgekehrten Betrachtungsweise kann sich ein Chirp-Übertragungssystem von anderen Übertragungssystemen, die mit voller Signalleistung über leistungs- begrenzte Kanälen übertragen, dadurch abheben, dass die eigenen Signale ge- chirpt, d.h. mit stark verminderter Leistung übertragen werden, ohne dass die Performance gegenüber den Vergleichssystemen abfällt. Chirp-Transceiver bieten sich deshalb an für den Einsatz in Umgebungen, bei denen es auf die Verminderung der Strahlenbelastung durch Sendeanlagen (low human exposure) ankommt.
Chirp-Signale sind breitbandige Signale, sie können so erzeugt werden, dass ihr Spektrum einen verfügbaren Übertragungskanal der Bandbreite B voll ausfüllt. Dazu wird für ein zu übertragendes Symbol ein Trägerfrequenzimpuls mit sin(x)/x-förmiger Hüllkurve erzeugt und anschließend in einen Chirp-Impuls transformiert. Dieser Trägerfrequenzimpuls hat eine mittlere Breite 0. die sich als Kehrwert der Bandbreite B bestimmt. Damit bestimmt die verfügbare Kanalbandbreite B die mögliche zeitliche Auflösung eines Chirp-Übertragungs-systems. Bei der Vorbereitung der Chirp-Ü bertrag ung werden also zunächst Impulse mit dem kleinsten möglichen BT-Produkt ( B»δ = 1 ) erzeugt. Diese Impulse werden vor der Übertragung über die Luftschnittstelle in Chirp-Impulse gleicher Bandbreite B, aber viel größerer Dauer T umgewandelt. Das heißt, die Impulse werden über die Luftschnittstelle mit einem viel größeren BT-Produkt (BT »1) übertragen. Emp- fängerseitig läuft der umgekehrte Vorgang ab. Die einlaufenden Chirp-Impulse werden wieder in sin(x)/x-lmpulse des BT-Produkts B»δ = 1 umgewandelt und weiter verarbeitet.
Die gravierende Vergrößerung des BT-Produkts vor der Übertragung über die Luft-schnittstelle ist der eigentliche Grund dafür, dass Chirp- Übertragungsverfahren so robust gegenüber Störungen der Übertragung sind. Andere Verfahren der Signalübertragung, bei denen das BT-Produkt in der sen- derseitigen Signalaufbereitung, während der Übertragung und in der empfänger- seitigen Signalverarbeitung gleich bleibt, weisen diesen Vorteil nicht auf. Datenfolgen beliebiger Symbolrate R bis hin zur Grenzdatenrate lassen sich auf Chirp-Impulse abbilden und mit der vollen Kanalbandbreite übertragen. Für den Fall, dass die Symbolrate geringer ist als die Bandbreite B, kann man von einer Frequenzspreizung der Symbolfolge auf Kanalbandbreite sprechen. Damit verbunden ist ein Spreizgewinn, der sich als Quotient aus Bandbreite B und Symbolrate R bestimmen lässt.
Zum Empfang von Chirpsignalen dient ein Matched Filter-Empfänger. Anschaulich lässt sich dieser Spreizgewinn deshalb so interpretieren, daß das übertragene Chirp-Signal im Empfänger mit Hilfe eines speziell angepassten matched Filters, (der dispersiven Verzögerungsleitung) komprimiert (also entspreizt) wird, während nicht gechirpte Signal-anteile, beispielsweise überlagerte Störsignale, in dem gleichen matched Filter des Empfängers gespreizt werden.
Der mögliche Spreizgewinn erreicht ein Maximum, wenn die Symboldauer 1/R gleich der Chirp-Dauer T ist. Er wird minimal, wenn die Symbolrate R gleich der Chirp-Bandbreite B ist.
Ist beim Chirpen einer Folge von Symbolen die Symboldauer 1/R kleiner als die Chirp-Dauer T, dann erfährt jedes einzelne Symbol eine zeitliche Spreizung über seine Symbolgrenzen hinaus. Für jedes Symbol wird ein Chirp-Impuls erzeugt, der länger ist als das Symbol selbst. Am Ausgang des dispersiven Filters entsteht dann eine Folge zeitlich überlappender und überlagerter Chirp-Impulse.
Die zeitliche Spreizung der Symbole kann durch den Quotienten aus Chirp-Dauer T und Symboldauer 1/R bestimmt werden. Sie erreicht ihr Maximum dann, wenn Symbolrate R und Chirp-Bandbreite B übereinstimmen.
Mit der zeitlichen Spreizung der Symbole, ist ein weiterer Übertragungsvorteil verbunden, der besonders bei hohen Datenraten wirksam wird. Durch die Zeit- spreizung des Symbols auf die viel größere Länge T wird die Symbolenergie jedes Symbols entlang der Zeitachse über einen entsprechend größeren Bereich verteilt. Wenn bei der Signalübertragung Störungen, insbesondere Kurzzeitstörungen auftreten, dann kann die zeitgespreizte Übertragung zur Störunterdrückung eingesetzt werden. Es werde angenommen, dass vom Sender zeitgespreizte Symbole (im Beispiel Chirp-Impulse) ausgesendet werden, denen sich auf dem Ü- bertragungsweg breitbandige Störimpulse (beispielsweise Quasidiracimpulse) überlagern. Das Signalgemisch aus Chirp-Impulsen und Störimpulsen passiert am Empfängereingang ein dispersives Filter (Chirp-Filter), das die Kompression der Chirp-Impulse in sin(x)/x-förmige Impulse vornimmt. Alle nichtkorrelierten, d.h. nicht in Form von Chirp-Impulsen vorliegenden Signalanteile werden dabei zeitlich gedehnt. Ihre Stör-Energie wird über einen größeren Zeitraum, also über mehrere benachbarte Symbole verteilt. Die Wahrscheinlichkeit, dass ein einzelnes Symbol von einem derartigen Störimpuls zerstört wird, sinkt. Damit sinkt gleichzeitig auch die Bitfehlerrate der Übertragung.
Zusammenfassend kann gesagt werden, dass Chirp-Signale für die Datenübertragung über breitbandige und störungsbehaftete Nachrichtenkanäle eine Reihe von Vorteilen bieten, die sie für den Einsatz in dem erfindungsgemäßen Transceiver prädestinieren.
Eine technisch gut bekannte Variante der Synthese von Sendesignalen, die beispielsweise in Software-Radio-Systemen verbreitet ist, ist die digitale Erzeugung von Signalen in Zwischenfrequenzlage. Dieses Verfahren bietet sich auch für die Darstellung von Chirp-Signalen an.
Dabei wird in einem Speicher, z. B. ROM, das abgetastete und quantisierte Chirp-Signal in ZF-Lage abgelegt. Zur Erzeugung eines Chirp-Impulses wird die gespeicherte Chirp-Sequenz einem Digital/Analog-Wandler zugeführt, an dessen Ausgang das analoge Chirp-Signal abgegriffen werden kann. Aufgrund der hohen notwendigen Abtastraten kommt diese Methode nur für die unteren Frequenzlagen in Betracht (Low IF). Für die Umsetzung in gängige Sende- Frequenzlagen, beispielsweise in das ISM-Band, werden stets noch geeignete Aufwärtsmischer und zugehörige Filtermaßnahmen zur Spiegelfrequenz- Unterdrückung benötigt. Im Sinne der erfinderischen Aufgabenstellung soll aber aus Gründen der Einfachheit auf spektrale Filterungen, Spiegelfrequenzunterdrückung und Bandbegrenzung im Sendefrequenzband verzichtet werden. Über- dies wird ein möglichst einfacher Aufbau der Sendevorrichtung und größtmögliche Flexibilität in der Auswahl der Sendesignale angestrebt.
Deshalb bietet erfindungsgemäß die Speicherung des komplexen Chirp-Signals im Basisband einen besseren Weg. Dafür werden Realteil und Imaginärteil des vorgesehenen Chirp-Basisbandsignals abgetastet, quantisiert und als eigenständige Bit-Sequenzen im Speicher (beispielsweise RAM oder ROM) abgelegt. Im Basisbandteil des Transceivers können die gespeicherten Basisband-Sequenzen auf Abruf ausgelesen und in ein Chirp-Signal in Sendefrequenzlage umgesetzt werden.
In Fig. 1 ist beispielhaft eine Sendevorrichtung dargestellt. Fig. 2 verdeutlicht die an den verschiedenen Punkten der Anordnung auftretenden Signale.
In einem Speicher (Memory) (siehe Fig. 1 ) sind unterschiedliche Chirp- Basisbandsignale als Bit-Sequenzen (sequencel , sequence2,...) nach Realteil und Imaginärteil getrennt abgelegt. Über den Block „Addressing", der beispielsweise mit einer digitalen Datenquelle verbunden ist, wird das betreffende ausgewählte Chirp-Sequenz-Paar adressiert. Fig.2a zeigt beispielhaft drei Informationssymbole (LOW; HIGH; LOW) einer digitalen Datenquelle, die übertragen werden sollen.
Für jedes dieser Symbole werden über den Block „Addressing" (Fig. 1) zwei Bitsequenzen (SequenzJ und Sequenz_Q) über eine Auslesevorrichtung, beispielsweise einen Parallel / Serienwandler, ausgelesen. Am Ausgang des Parallel/Serienwandlers liegen die beiden Bitfolgen g2 und g3 (siehe Fig. 2b, 2c) an, die den Eingängen von Digital/Analog-Wandlern (DAC) zugeführt werden. Die D/A-gewandelten Signale werden mit den beiden Tiefpassfiltern (TP) im Basisband gefiltert. Die am Ausgang der Tiefpässe entstehenden Signale g4 und g5 (siehe Fig. 2d, 2e) werden mit Hilfe einer geeigneten Modulations-vorrichtung (beispielsweise eines I/Q-Modulators) direkt in das gewünschte Sendeband überführt. Das am Ausgang des I/Q-Modulators entstehende Chirp-Signal g6 (siehe Fig.2f) enthält keine Spiegelfrequenzen, so dass es in Sendefrequenzlage ohne weitere Filtermaßnahmen ausgesendet werden kann. Ein besonderer Vorteil dieses Verfahrens ist es, dass man Chirpsignale beliebiger Charakteristik (beispielsweise Upchirps, Downchirps oder Chirpsignale mit unterschiedlichem BT-Produkt und unterschiedlicher Charakteristik) im Speicher ablegen kann, bei ausreichendem Speicherplatz können sie wahlweise abrufbar sein, so dass, abhängig von den Erfordernissen der Übertragung, auf das eine oder das andere der abgelegten Chirpsignale zurückgegriffen werden kann. Vorstellbar ist auch, dass die benötigten Chirpsequenzen beim Prozeß der Inbetriebnahme oder Initialisierung über einen Download in den Speicher übertragen, bei Bedarf aber auch durch Umprogrammieren ausgetauscht werden können. Damit verfügt der Transceiver über einen programmierbaren Sendeteil, der es erlaubt, die Sendesignale mit höchstmöglicher Flexibilität auszuwählen und ohne Änderungen der Hardware (siehe Fig. 1) auszusenden.
Für die digitale Abspeicherung eines Chirpsignals, nicht zuletzt zur Abschätzung des Speicherbedarfs, sind einige Parameter notwendig. Dazu gehört zunächst die Abtastrate (Chirp Sample Rate). Sie ist abhängig von der Bandbreite des Chirpsignals, ihr Mindestwert ist durch das Abtasttheorem bestimmt.
Mehr Freiheit besteht bei der Festlegung der Quantisierung. Es lässt sich zeigen, daß man mit einer Anordnung nach Fig. 1 ohne weiteres Chirpsignale erzeugen kann, wenn die gewählte Quantisierung der vorgespeicherten Sequenzen eine nur sehr geringe Anzahl von Stufen aufweist.
Das vorgeschlagene Verfahren erlaubt es, die Bit-Quantisierung im Bereich von 1 ,2 ...n bit frei zu wählen. Das heißt, im einfachsten Fall der 1 bit-Quantisierung genügen Sequenzen der digitalen Symbole „0" und „1" zur Darstellung eines Chirpsignals im Basisband. In diesem besonderen Fall vereinfacht sich die angeschlossene Schaltung nochmals durch das Überflüssigwerden der Digital / Ana- log-Wandler. Zum Unterschied von bekannten Verfahren der Signalsynthese im Basisband kann der erfindungsgemäße Transceiver (nach Fig. 1) das Sendesignal aus zwei gespeicherten Binärfolgen ohne zusätzlichen Digital/Analog- Wandler synthetisieren.
In allen anderen Fällen werden Digital/Analog-Wandler der entsprechenden Ordnung eingesetzt. In einer besonderen Ausprägung der Erfindung werden zur Übertragung Faltsignale verwendet. Zur Herstellung von Faltsignalen werden Upchirp- und Down- chirp-Signale in bestimmter Weise so überlagert, dass das resultierende Signal rein reell ist. Im Basisband muß also nur ein Realteil gespeichert werden. Zur Direktmodulation genügt damit die D/A-Wandlung in nur einem Kanal und eine einfache Modulationseinrichtung (beispielsweise ein Mixer oder ein Modulator) mit einem reellen Trägersignal. Damit halbiert sich der Aufwand zur Speicherung der Signale und zu deren Modulation ins Sendefrequenzband.
Wie in Fig. 1 dargestellt, folgen auf beide D/A-Wandler (DAC) geeignete Tiefpassfilter (LP), die die Aufgabe haben, das Spektrum im Basisband auf die gewünschte Bandbreite zu begrenzen. Im Fall der 1 bit-Quantisierung muß die spektrale Begrenzung einzig durch diese Tiefpässe vorgenommen werden, gegebenenfalls müssen Filter höheren Grades eingesetzt werden.
Bei höheren Quantisierungen können die abgetasteten und quantisierten Basisbandsignale bereits vor der Ablage im Speicher mit wählbaren Filterfunktionen (beispielsweise mit einer cosinus-roll-off Charakteristik) gewichtet werden, so dass die im Sendefall abgerufenen Chirp-Sequenzen bereits einfachen Anforderungen an die spektrale Reinheit der Basisbandsignale genügen. Dadurch verringern sich die Anforderungen an die nachgeschalteten Tiefpassfilter. Es ist auch vorstellbar, dass diese Basisband-Vorfilterung die spektralen Anforderungen an das Chirp-Signal bereits vollständig erfüllt, so dass weitere Filterstufen nicht mehr nötig sind. Geht man davon aus, dass eine höherstufige Quantisierung eigens dafür gewählt wird, um eine derartige zusätzliche Basisbandfilterung vorzunehmen, dann kann man von einem Austausch von Quantisierungsaufwand (Speicherbedarf, Aufwand für Digitalteil und A/D-Wandler) gegen den Aufwand zur Realisierung der Tiefpass-Filterstufen sprechen.
Ein Ausführungsbeispiel für die beschriebene Erzeugung von Chirp-Signalen ist in Fig. 2g dargestellt.
In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2g wird die Erzeugung von Chirp-Signalen verschiedener Charakteristik im ISM-Band bei 2.44 GHz und mit einer Symboldauer von 1 μs beschrieben. In einem Frequenzteiler wird zunächst die Trägerfrequenz TX 2441.75 MHz über einen zweistufigen Frequenzteiler mit dem Faktor 10:1 heruntergeteilt auf 244.175 MHz. Die so erzeugte Frequenz entspricht der Abtastrate, mit der die Chirp-Signale im Basisband synthetisiert werden sollen. Innerhalb der Symboldauer von 1 μs müssen demnach 244 Samples kodiert werden. Da die Auslesegeschwindigkeit üblicher Speicher (RAM/ROM) im allgemeinen zu gering ist, um mit dieser Rate ausgelesen werden zu können, findet ein Speicher Verwendung, der mit der halben Abtastrate betrieben wird, dafür jedoch die doppelte Datenbusbreite besitzt. Deshalb wird die Frequenz TX 244.175 MHz nochmals um den Faktor 2 heruntergeteilt auf 122.0875 MHz. Mit diesem Takt werden Sequenzer (SEQ) und Speicher betrieben. Der notwendige Adressraum des Speichers bestimmt sich als ein Viertel der Länge der Chirp-Abtastrate. Die Datenbusbreite kann als Produkt aus der Anzahl der Quantisierungsstufen (in bit) und dem Faktor 4 bestimmt werden. Im Speicher abgelegt werden die Sequenzen IROM und QROM.
Da die Chirp-Sequenz mittensymmetrisch ist, wird nur die Hälfte der Sequenz abgespeichert. Beim Auslesen entsteht die vollständige Sequenz durch das Heraufzählen des Adresswertes und das anschließende Herunterzählen im Sequenzer (SEQ).
Der sich an den Speicherbaustein anschließende Multiplexer„(MUX) serialisiert die im Speicher nebeneinander placierten Datenworte. Der Datenbus aus dem Speicherbaustein wird zu einem halb so breiten Datenbus gemultiplext. Dabei wird die Datenrate der aus dem Speicher ausgelesenen Bit-Sequenzen verdoppelt.
Für die Erzeugung von Upchirp-, Downchirp- und Faltimpulsen, bzw. von Symbolen im Upchirp-QPSK Modus oder im Downchirp-QPSK Modus werden die eingehenden IROM- und QROM- Datenströme in dem sich anschließenden BLOCK MAP logisch verknüpft (siehe Tabelle), so daß sich die gewünschten Symbole ergeben. Die Auswahl der Symbole erfolgt über ein 4bit-Datenwort MD. Mit nur zwei vorgespeicherten Bit-Sequenzen sind damit sämtliche aufgeführten Symbole der verschiedenen Chirp-Betriebsarten synthetisierbar. Die beiden Bitsequenzen für I und Q werden mit Hilfe zweier D/A-Wandler in A- nalogsignale umgewandelt und mit den angeschlossenen Tiefpässen (im Beispiel Leapfrog-Filter) bandbegrenzt. Die Ausgangssignale der Tiefpassfilter werden anschließend mit einem I/Q-Modulator in das Sendefrequenzband umgesetzt.
Das Chirp-Übertragungssystem , das Gegenstand dieser Erfindung ist, erlaubt grundsätzlich auf der Empfängerseite die direkte Kompression und Demodulation der einlaufenden Chirp-Signale in das Basisband. Da aber die Realisierung geeigneter dispersiver Filter für die heute gängigen Sendefrequenzbänder noch auf erhebliche technische Schwierigkeiten stößt, wird in der hier vorliegenden Erfindung jede der dargestellten Empfängervarianten mit einer Eingangsstufe zur Umsetzung des Empfangssignals in die Zwischenfrequenzlage versehen. Wenn in absehbarer Zeit dispersive Filter auch in den gewünschten höheren Trägerfrequenzlagen realisierbar sind, kann entsprechend die ZF-Stufe entfallen, ohne dass die übrigen erfindungsgemäßen Empfängerstrukturen davon berührt würden.
Zur Verarbeitung eingehender Chirp-Signale weist der erfindungsgemäße Transceiver empfängerseitig zunächst eine Umsetzeinrichtung (Mixer, Downconverter) auf, die die eingehenden Signale in die Zwischenfrequenzlage umsetzt. Das Zwi- schenfrequenzsignal wird anschließend an die Eingänge zweier komplementärer dispersiver Verzögerungs-leitungen geführt, die in ihrer Frequenz- Gruppenlaufzeit-Charakteristik auf die Chirpsignal-Charakteristik des Senders abgestimmt sein müssen. Die an den Ausgängen der dispersiven Filter entstehenden komprimierten Impulse werden mit geeigneten Detektorschaltungen in das Basisband demoduliert, dort mit Schwellwertkomparatoren in Datenimpulse umgewandelt, die in den sich anschließenden digitalen Auswerteschaltungen des Empfängers verarbeitet werden können.
Während die Charakteristik der senderseitig erzeugten Chirp-Signale leicht programmierbar und auch veränderbar ist, ist die Empfangsvorrichtung auf den Einsatz dispersiver Filter (beispielsweise SAW-Filter) , also auf das Vorhalten verschiedener Hardware-Komponenten, angewiesen. Da aber mit Ausnahme der dispersiven Filter die gesamte Empfänger-Hardware unverändert bestehen bleibt, kann auch der Empfänger leicht, etwa beim Abgleich, oder in Service- Einsätzen auf ein neu gewähltes Sende-Chirpsignal abgestimmt werden. Wenn die dispersiven Filter beispielsweise steckbar mit der Empfangsvorrichtung verbunden werden, und leicht ausgetauscht werden können, dann kann man aus gutem Grund auch von einer Hardware-Programmierung des Empfängerteils sprechen.
Sendeeinrichtung und Empfangsvorrichtung des erfindungsgemäßen Transcei- vers sind also für die Übertragung von Chirp-Signalen wählbarer Chirpcharakte- ristik komfortabel programmierbar.
Eine der Betriebsarten des beschriebenen Transceivers ist die Datenübertragung mit Hilfe von Faltimpulsen. Der besondere Vorteil dieser Betriebsart ist der geringe Speicherbedarf zur Ablage der Chirp-Sequenzen und der einfache Hardware- Aufbau des Sendeteils.
Ein Faltimpuls entsteht durch die Überlagerung eines Upchirp- und eines zeitgleich erzeugten Downchirp- Impulses. Durch die Wahl eines geeigneten Phasenversatzes zwischen Up- und Downchirp-Impuls können Faltsignale so generiert werden, dass die nach der empfängerseitigen Kompression in komplementären dispersiven Filtern entstehenden Trägerfrequenzimpulse zwar stets die gleiche Hüllkurve besitzen, aber im Fall der „positiven" Faltimpulse die gleiche Trägerphase besitzen und im Fall der „negativen" Faltimpulse einen Phasenversatz von 180° aufweisen.
Faltimpulse sind im Empfänger besonders leicht zu demodulieren. Prinzipiell besteht die Möglichkeit, eine direkte Demodulation aus dem Übertragungsfrequenzband in das Basisband vorzunehmen. Dabei können Upchirp- und Down- chirp-Anteile durch komplementäre dispersive Filter geeigneter Frequenz/Laufzeit-Charakteristik wieder separiert werden. Am Ausgang der einen Delayline entsteht ein komprimierter Upchirp-Impuls, am Ausgang der komplementären Delayline entsteht ein komprimierter Downchirp-Impuls. Durch einfache Multiplikation beider komprimierten Signale erreicht man eine kohärente Demodulation ins Basisband. Die Impulsform entspricht einem quadrierten sin(x)/ x - Impuls, mit positiver Auslenkung im Fall eines gesendeten positiven Faltimpulses und mit negativer Auslenkung im Fall eines negativen Faltimpulses. Die beschriebene direkte Demodulation von Faltsignalen in das Basisband setzt allerdings das Vorhandensein dispersiver Filter für den Betrieb in Sendefrequenzlage (beispielsweise im ISM-Band um 2.4 GHz) voraus. So lange diese Filter noch nicht oder nur mit unverhältnismäßig hohem Aufwand hergestellt werden können, kann die Demodulation erst nach Überführung des Empfangssignals in die ZF-Lage erfolgen.
Voraussetzung für eine erfolgreiche Demodulation der Faltimpulse im Empfänger ist die möglichst gute Kongruenz der Hüllkurven der komprimierten Impulse im Empfänger.
Diese Kongruenz kann nur dann auftreten, wenn die Mittenfrequenz des empfangenen und in die ZF-Lage herabgemischten Signals mit der Mittenfrequenz der beiden komplementären dispersiven Delaylines möglichst gut übereinstimmt.
Bei einer üblichen Quarzstabilisierung von Sende- und Empfangs-LO kann aber bereits ein so hoher Frequenzversatz auftreten, dass die Demodulation von Faltimpulsen unmöglich wird. Wegen der komplementären Frequenz- Gruppenlaufzeit-Charakteristik der Delaylines bewegen sich dann die Hüllkurven der beiden komprimierten Impulse auf der Zeitachse voneinander weg.
Es ergibt sich also die Notwendigkeit einer Trägerrückgewinnung aus dem empfangenen Chirp-Signal. Da die Demodulation der Faltsignale nicht im Basisband, sondern in der ZF-Lage stattfindet, muss ein lokaler Oszillator erzeugt werden, dessen Frequenz sich als Differenz aus der rückgewonnenen Trägerfrequenz und der bekannten Mittenfrequenz der Delaylines (also der verwendeten Zwischenfrequenz) ergibt.
Da im empfangenen Chirp-Signal die Trägerfrequenz (Mittenfrequenz) nur einer unter vielen Frequenzanteilen ist und sich in keiner Weise gegenüber den anderen auszeichnet, kommen zur Trägerrückgewinnung nur Methoden in Frage, die den Träger aus einem reinen Zweiseitenbandsignal extrahieren können.
Aus der Literatur [K.D. Kammeyer : Nachrichtenübertragung S.424 - 428, 2. Auflage 1996, Teubner Stuttgart] bekannt sind in diesem Zusammenhang Prinzipien, die auf der Frequenzvervielfachung phasenmodulierter Empfangssignale beruhen. Aus dem entstandenen Frequenzgemisch kann dann die n-fache Trägerfrequenz schmalbandig ausgefiltert und heruntergeteilt werden, der gewünschte Referenzträger wird mit Hilfe eines Phasenregelkreises erzeugt. Diesen Verfahren gemein ist, dass, abhängig von der Zustandsanzahl n der Phasenmodulation das Empfangssignal (Id n)-mal quadriert werden muss, um die n-fache Trägerfrequenz abzuleiten.
Der Nachteil dieser Methoden besteht darin, dass eine mehrfache Produktbildung des Empfangssignals nur mit sehr hohem technischen Aufwand ausgeführt werden kann, bei geläufigen Übertragungsbändern (etwa dem ISM-Band), erreichen die dabei entstehenden Frequenzen schnell eine derartige Höhe, dass die Verarbeitung (beispielsweise das Herunterteilen) in Phasenregelkreisen nur schwer zu verwirklichen ist. Gegen den Einsatz dieser Verfahren spricht außerdem noch ein gewichtiger Grund. Für Chirpsignale lässt sich keine begrenzte Zahl an Phasenzuständen angeben, eine Quadratur des Empfangssignals müss- te also theoretisch unendlich oft stattfinden, um zu einer auswertbaren Trägerfrequenz zu gelangen.
Eine weitere technisch geläufige Methode der Trägerrückgewinnung ist der Einsatz einer Costas-Regelschleife. Die Trägerregelung mit der Costas-Schleife beruht darauf, dass das empfangene Signal mit Hilfe eines I/Q-Demodulators in das Basisband umgesetzt wird, die Demodulatorausgangssignale tiefpassgefiltert und anschließend miteinander multipliziert werden, um auf diese Weise ein Regelkriterium für die Phase des Referenzträgers zu erhalten. Mit dem Produktsignal kann unmittelbar der VCO angesteuert werden, der die Referenzfrequenz erzeugt.
Für die Trägerregelung in Chirp-Übertragungssystemen eignet sich dieses Verfahren nicht, da die demodulierten Signale im Basisband keine konstanten, sondern gechirpte Signale mit völlig unterschiedlichem Phasenverlauf sind, so dass aus einem Phasenvergleich keine Rückschlüsse auf die Phase des Referenzträgers gezogen werden können. Die bisher bekannten Verfahren zur Trägerrückgewinnung sind offensichtlich für den Einsatz bei der Übertragung von Faltsignalen ungeeignet. Es galt ein Verfahren zu finden, das sich auf Chirp-Übertragungsverfahren anwenden lässt, und das einen lokalen Oszillator so erzeugt und stabilisiert, dass Faltimpulse empfangen und sicher demoduliert werden können.
Diese Forderung ist mit einer Anordnung nach Anspruch 20 erfüllt.
Beispielhaft dargestellt ist diese Anordnung in Fig. 3.
Dabei handelt es sich um eine Empfängereinrichtung, die das eintreffende RF- Empfangs-signal zunächst mit einer Umsetzvorrichtung, beispielsweise einem Mixer , in eine geeignete ZF-Lage umsetzt und anschließend den Eingängen dispersiver Verzögerungsleitungen komplementärer Frequenz-Gruppenlaufzeit- Charakteristik zuführt. Die Ausgangssignale der Delaylines werden mit Detektorstufen in das Basisband demoduliert und anschließend mit Schwel Iwertkompara- toren in Rechteckimpulse umgewandelt. Diese Rechteckimpulse werden einem Phasendetektor zugeführt, auf den ein Regler folgt. Dessen Ausgangssignal be- einflusst einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), mit dem der lokale Oszillator (LO) des Systems erzeugt wird.
Liegen am Empfängereingang Faltimpulse an, dann entstehen an den Ausgängen der komplementären Delaylines komprimierte Chirpimpulse, deren zeitlicher Versatz ein Maß für die Abweichung der ZF-Mittenfrequenz von der Mittenfrequenz der Delaylines darstellt, und der als Regelkriterium für die Frequenz des Referenzträgers (LO) herangezogen werden kann.
Der PJπasendetektor prüft auf Kongruenz der demodulierten komprimierten Impulse, seine Ausgangsspannung variiert in Größe und Polarität je nach dem festgestellten zeitlichen Versatz der Impulse. Der nachfolgende Regler verändert die Stellspannung des VCO's, bis die Hüllkurven der komprimierten Chirp-Impulse übereinanderliegen. Der Regelkreis ist eingerastet und die Voraussetzung für die multiplikative Demodulation der Faltsignale ist gegeben. Damit erfolgt eine Frequenzsynchronisation nicht, wie in den bekannten Verfahren üblich, zwischen Trägerfrequenz des Empfangssignals und Referenzträger (LO), sondern zwischen ZF-Signal und Charakteristik der dispersiven Filter. Das System synchronisiert sich nicht auf ein empfangenes Trägersignal, sondern es synchronisiert umgekehrt das empfangene Signal auf eine systemeigene Referenz, die Mittenfrequenz der komplementären dispersiven Gruppenlaufzeitfilter.
Das einlaufende Signal wird in ZF-Lage so weit in der Frequenz verschoben, bis seine Mittenfrequenz und die Mittenfrequenz der dispersiven Filter übereinander- liegen. Das heißt, dass das System auch Änderungen der Filtermittenfrequenz durch Erwärmung, Alterung oder andere Einflüsse in einfacher Weise ausregelt.
Um die Empfängereinrichtung zu synchronisieren, kann einer Datenfolge eine Präambel aus Faltimpulsen vorangestellt werden, die speziell dem Einschwingen des Frequenzregelkreises dient. Die erreichte Synchronisation wird auch bei der anschließenden Übertragung der Datenimpulse aufrechterhalten, dabei ist es unerheblich, ob positive oder negative Faltimpulse oder längere Folgen gleicher Polarität empfangen werden. Werden mit der dargestellten Empfängeranordnung burstweise auftretende Faltimpulse empfangen, dann muss jedem Datenburst erneut eine Präambel zur Synchronisation vorangehen.
In einer speziellen Ausprägung der Erfindung wird vor der Übertragung eines Datenbursts zunächst eine Präambel aus Faltimpulsen übertragen, bei Erreichen des eingerasteten Zustands wird die VCO-Stellspannung mit einem Sam- ple&Hold-Glied abgetastet und für die Dauer des Datenbursts festgehalten.
Die Struktur der Empfängereinrichtung (siehe Fig. 3) erlaubt sowohl den Empfang von Faltsignalen ~ als auch von einfachen Chirp-Signalen (z.B. Up- chirp/Downchirp ). Für den letzteren Fall kann der beschriebene Regelkreis abgeschaltet werden. Es ist dann ausreichend, eine einfache PLL-Schaltung rhit Quarzreferenz zur Erzeugung des lokalen Oszillators einzusetzen.
In einer weiteren Ausprägung der Erfindung wird einer Datenfolge, die aus Up- chirp-lmpulsen (logisch HIGH) und Downchirp-Impulsen (logisch LOW) besteht, eine Präambel aus Faltimpulsen vorangestellt, die zur Frequenzsynchronisation dient, nach dem Einrasten des Frequenzregelkreises wird die VCO- Stellspannung abgetastet und für die Dauer des Datenbursts festgehalten. In diesem Fall muss für den Empfang einfacher Chirpsignale keine zusätzliche quarzstabilisierte PLL-Schaltung zur Erzeugung des lokalen Oszillators vorgesehen werden.
Eine weitere Ausprägung der Erfindung ist eine automatische Frequenzregelung für ein Upchirp/Downchirp - Übertragungssystem, beispielhaft dargestellt in Fig. 4. Dabei werden in einer Präambel eine Reihe von einander abwechselnden Upchirp- und Downchirp-Impulsen übertragen. An den Eingängen des Phasendetektors erscheinen dann im Symboltakt Rechteckimpulse, die von Eingang zu Eingang zeitlich versetzt sind. Im eingeschwungenen Zustand, also bei hergestellter Synchronisation, beträgt dieser Versatz genau eine halbe Symbolperiode, also 180°. Der Phasendetektor wird für diesen Fall so ausgelegt, daß sein Ausgangssignal in Größe und Polarität die augenblickliche Phasenverschiebung wiederspiegelt und entsprechend im eingerasteten Zustand verschwindet. Dann kann der in Fig.4 dargestellte Frequenzregelkreis auch zur Frequenzregelung von Up/Down-Chirpsystemen verwendet werden. Zunächst gilt das nur für die vorangestellte Präambel. Für die Dauer der sich anschließenden Datenfolge muß das VCO-Eingangssignal wieder auf den Spannungswert des eingerasteten Zu- stands geklemmt werden.
Für Übertragungssysteme, die wahlweise zur Übertragung von Up/Down- Chirpsignalen oder Faltsignalen verwendet werden, kann dann der Phasendetektor umschaltbar ausgeführt werden, so dass beide Übertragungsarten mit dem selben Frequenzregelkreis arbeiten können.
Für Up/Downchirp-Übertragungssysteme kann die beschriebene Frequenzregelung nur eingesetzt werden, wenn mindestens bis zum Einrasten abwechselnd Up- und Downchirpsymbole empfangen werden, beispielsweise innerhalb einer dem Datenburst vorangestellten Präambel. Das sich anschließende Datensignal ist in aller Regel durch die unregelmäßige Abfolge von Upchirp-Signalen (beispielsweise logisch HIGH) und Downchirp-Signalen (im Beispiel entsprechend logisch LOW) charakterisiert. Dazu gehören auch längere Impulsfolgen der gleichen Polarität. Bei bekannter Symbolperiode ist es aber möglich , in beiden Zweigen zwischen zwei Symbolen der gleichen Polarität, die um mehr als eine Periode zeitlich versetzt sind, die fehlenden Symbole als Dummy-Symbole einzufügen. In Fig.4 ist dem Phasendetektor zu diesem Zweck ein Block „Restore Sequence" vorgeschaltet. Die damit in beiden Zweigen erzeugten ununterbrochenen Symbolfolgen werden dann dem Phasendetektor zugeführt, der übrige Regelkreis arbeitet in der bekannten Weise. Voraussetzung für dieses Verfahren ist, dass die zeitlichen Abstände gleichartiger Symbole nicht zu hoch ausfallen. Um das zu gewährleisten, können die Symbolfolgen im Sender vor der Übertragung entsprechend gescrambelt werden, mit dem Ziel, daß die Anzahl aufeinanderfolgender Symbole gleicher Polarität einen festgelegten Wert k nicht überschreitet.
Verfügt das Up/Downchirp-Übertragungssystem über einen Empfänger nach Fig. 4, dann kann die innerhalb einer Präambel hergestellte Frequenzsynchronisation auch während der sich anschließenden Übertragung beliebig langer Datenfolgen aufrechterhalten werden.
Die Übertragung digitaler Datenfolgen setzt auf Empfängerseite nicht nur eine Frequenzsynchronisation, sondern in der Regel auch eine Taktsynchronisation voraus. Dabei geht es darum, den Symboltakt aus dem Empfangssignal fre- quenz- und phasenrichtig abzuleiten. Technisch geläufige Verfahren sind die Taktableitung mit Synchrondemodulator für frequenzmodulierte Signale oder die Taktrückgewinnung aus den demodulierten Basisbandsignalen, bei der die tief- passgefilterten Basisbandsignale summiert werden und anschließend aus dem Summensignal mit einem Bandpaß die Taktfrequenz ausgefiltert wird. Wieder andere Verfahren sehen für die Taktrückgewinnung eine eigene PLL-Schaltung vor.
Diesen Verfahren ist gemeinsam, dass sie nur mit relativ hohem schaltungstechnischen Aufwand realisiert werden können. Für einen integrierten Transceiver- Schaltkreis, dessen Funktionalität bei geringst möglicher Stromaufnahme und geringst möglichem Bedarf an Chipfläche gesichert werden soll, kommen derart komplizierte Strukturen zur Taktrückgewinnung nicht in Frage. Die Aufgabe bestand darin, eine Lösung zur Taktableitung zu finden, die auf den vorhandenen Strukturen zum Chirpsignalempfang aufsetzt, die sich funktionell direkt aus der Chirpsignal-Demodulation ergibt und die mit minimalem zusätzlichen Aufwand eine sichere Rekonstruktion des Systemtakts zulässt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Transceiver nach Anspruch 32 gelöst.
Mit dem erfindungsgemäßen Transceiver ist es möglich, Datenfolgen, bestehend aus Upchirp/Downchirp - Impulsen oder Datenfolgen aus Faltimpulsen zu senden und auf Empfängerseite asynchron zu demodulieren.
Fig. 5 stellt eine Empfängervorrichtung für die Up/Down-Chirp-Übertragung mit anschließender Taktableitung dar.
Die am Empfängereingang eintreffenden Chirpsignale werden zunächst in die ZF-Lage umgesetzt, mit komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen automatisch und asynchron komprimiert und mit Detektorschaltungen in das Basisband demoduliert.
Die an den Ausgängen der sich anschließenden Schwellwertkomparatoren entstehenden Rechteckimpulse müssen nur noch durch ein geeignetes logisches Glied (beispielsweise ein EXCLUSIV ODER - Gatter) miteinander verknüpft werden, um den Symboltakt abzuleiten. Der Symboltakt (CLOCK) wird dem Takteingang eines JK-Flipflops zugeführt, die Eingänge J und K sind entsprechend mit den Komparatorausgängen verbunden. Auf diese Weise wird der Ausgang Q (DATUM) des Flipflops mit jedem Taktimpuls für die Dauer einer Periode auf den aktuellen logischen Zustand (beispielsweise Upchirp = LOW und Downchirp = HIGH ) gesetzt.
Der besondere Vorteil des dargestellten Verfahrens zur asynchronen Ableitung des Symboltakts liegt darin, dass die Empfängereinrichtung jeder senderseitigen Änderung der Symbolrate und also des Symboltakts unmittelbar folgt, ohne dass spezielle Umschaltprozeduren oder Neuinitialisierungen im Empfänger nötig sind. Damit wird erstmalig eine gleitende Variation der Datenrate eines Übertragungssystems möglich. Im Fall der Übertragung von Faltimpulsen lässt sich der Symboltakt, den eingeschwungenen Zustand der Frequenzregelung vorausgesetzt, prinzipiell auf die gleiche Weise ableiten.
Fig. 6 stellt eine Empfangseinrichtung für die Faltimpulsübertragung dar.
Die Eingangsschaltung der Empfangseinrichtung besteht wieder aus einem Umsetzer und den beiden dispersiven Filtern. Zur Demodulation der Faltimpulse selbst werden die Ausgangssignale beider Delaylines direkt miteinander multipliziert, wobei ein bipolares Basisbandsignal entsteht. Eine Variante zur Ableitung des Symboltakts ist die Zweiweggleichrichtung dieses Basisband-Signals und die anschließende Bewertung mit einem Schwellwertkomparator. Dessen Ausgangssignal führt ebenfalls den Symboltakt (CLOCK).
Eine weitere Variante der Taktableitung für Faltimpulse ist in Fig. 7 dargestellt.
Diese Schaltung macht sich den Umstand zunutze, daß beim Empfang von Faltimpulsen und im eingeschwungenen Zustand der Frequenzregelung die Kompa- ratorausgangssignale in beiden Zweigen gleichermaßen den Symboltakt führen, so daß man sich bei der Taktableitung auf einen der Zweige beschränken kann. Zur Erhöhung der Störsicherheit ist es vorteilhaft, beide Komparatorausgangsig- nale über ein logisches UND-Glied zu verknüpfen. Am Ausgang dieses UND- Gliedes liegt der Systemtakt (CLOCK) an.
Eine weitere Variante der Taktableitung für Faltimpulse ist in Fig. 8 dargestellt.
Fig. 8 zeigt zunächst die Eingangsschaltung zur Demodulation von Faltsignalen (Mischer, dispersive Filter, Multiplizierer). Voraussetzung für die Taktableitung in der gezeigten Empfangseinrichtung ist der eingeschwungene Zustand der Frequenzregelung.
Zur Demodulation der Faltimpulse selbst werden die Ausgangssignale beider Delaylines direkt miteinander multipliziert, wobei ein bipolares Basisbandsignal entsteht. Dieses Signal wird an zwei Schwellwertkomparatoren mit je einem positiven und einem negativen Schwellwert verglichen. Die Ausgangssignale der Komparatoren werden über ein logisches ODER-Glied miteinander verknüpft, um den Systemtakt (CLOCK) abzuleiten. Am Ausgang Q des JK-Flipflops kann entsprechend das aktuelle Datum abgegriffen werden.
Der erfindungsgemäße Transceiver erlaubt es in beiden Betriebsarten, auf Empfängerseite ein Gating der Komparatorausgangssignale vorzunehmen. Dieses Gating stellt auf den Betriebsfall mit fester, bzw. dem Empfänger bekannter Symbolrate ab. Es werde weiterhin ein Schaltungsteil zur Taktableitung vorausgesetzt.
In Fig. 9 ist eine Variante des Gating dargestellt, die im Transceiver verwendet wird. Fig. 10 zeigt beispielhaft die zugehörigen Signale.
Fig. 9 zeigt in schematischer Darstellung zunächst einen Schalter, der über den Block „Zeitsteuerung" betätigt wird. Das CLOCK-Signal g8 ist in einer vorgeschalteten Stufe zur Taktableitung erzeugt worden. Mit dem Signal g9 wird der Schalter geöffnet und geschlossen. Wie in Fig. 10 gezeigt, ist der Schalter in der Ruheposition zunächst geschlossen. Der erste eintreffende Symboltaktimpuls wird von der Zeitsteuerung erkannt und löst nach einer kurzen zeitlichen Verzögerung (gesteuert über das Signal g9) das Öffnen des Schalters und damit die Blockade weiterer Impulse aus, die innerhalb eines bestimmten Intervalls liegen, das kleiner ist als eine Symbolperiode. Nach Ende des Blockadeintervalls wird der Schalter wieder geschlossen. Der nächste (erwartete) Symboltaktimpuls kann passieren und löst erneut die Blockade aus.
Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass Störimpulse, die innerhalb eines Symbolintervalls auftreten, unterdrückt werden. Diese Variante ist besonders für das Anschwingen des Systems geeignet. Löst etwa nach Aktivierung das Systems ein Störimpuls unerwünscht zuerst die Blockade aus, dann wird bereits nach einer Zeit, die kürzer ist als eine Taktperiode, das Gate wieder geöffnet. Das System verbleibt nicht im blockierten Zustand und kann bereits den kommenden Symboltaktimpuls verarbeiten.
Ein Ausführungsbeispiel für diese Anordnung zeigt Fig. 11. Hier übernimmt ein logisches UND-Glied die Funktion des Schalters, und ein Monoflop bestimmt die Länge des Blockadeintervalls.
Eine besondere Ausprägung des erfindungsgemäßen Gatings besteht darin, dass ein Blockadeintervall variabler Länge verwendet wird. In der Phase des Einschwingens der Empfangsvorrichtung etwa kann das Blockadeintervall besonders kurz sein, im eingeschwungenen Zustand kann umgeschaltet werden auf ein längeres Blockadeintervall, das im Extremfall nur wenig kürzer ist, als die Symboldauer selbst.
Eine weitere Ausprägung besteht darin, dass ein Symboltaktimpuls das Gate für die Dauer eines Blockadeintervalls schließt, anschließend für die Dauer eines Öffnungsintervalls (innerhalb dessen der nächste Symboltaktimpuls erwartet wird) öffnet und anschließend wieder für die Dauer eines Blockadeintervalls schließt - ein Vorgang, der sich fortdauernd wiederholt. Diese Variante eignet sich für den Betrieb im eingeschwungenen Zustand.
Wird von der Empfangseinrichtung des Transceivers ein Chirp-Impuls empfangen, in die ZF-Lage umgesetzt und komplementären dispersiven Filtern zugeführt, dann entsteht nicht nur ein komprimierter Impuls am Ausgang eines der beiden Filter, sondern zusätzlich auch ein gedehnter Chirp-Impuls am jeweils komplementären Chirp-Filter. Die gedehnten Chirp-Impulse erscheinen in jedem der beiden Zweige als systemeigene Störsignale, die bei der Detektion und der anschließenden Diskrimination berücksichtigt werden müssen. Nach der Demodulation in das Basisband werden in jedem Pfad die detektierten Signale mit einem Schwellwert verglichen. Der beschriebene Effekt verlangt, dass sich der Schwellwert des Komparators stets im Bereich zwischen den Scheitelwerten des gedehnten Impulses und des komprimierten Impulses befindet. Bereits dadurch wird die Dynamik der Signaldetektion begrenzt. Zusätzlich soll das Empfangssystem auch auf Leistungsänderungen am Detektoreingang reagieren können. Diese Leistungsänderungen betreffen das gedehnte und das komprimierte Signal gleichermaßen und führen zu Amplitudenschwankungen des detektierten Signals. Arbeitet man mit einem festen Schwellwert, dann stößt man, wenn sich die Amplitude der einlaufenden Signale ändert, sehr schnell an die Detektionsgren- zen. Es galt also eine Vorrichtung zur Bestimmung der Schwellwerte zu finden, die einerseits auf die Charakteristik des Chirp-Signal-Empfangs abgestimmt ist, die aber andererseits auch auf Leistungsänderungen des Eingangssignals reagieren kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einer Anordnung nach Anspruch 41 gelöst.
In Fig. 12 ist eine erfindungsgemäße Empfangseinrichtung dargestellt.
Das eintreffende Empfangssignal wird zunächst in die ZF-Lage umgesetzt und den Eingängen zweier komplementärer dispersiver Filter zugeführt. Die komprimierten Chirp-Impulse am Ausgang jedes der beiden Filter werden in beiden Zweigen einem Hüllkurvendetektor, einem Mittelwertdetektor und einem Spit- zenwertdetektor zugeführt. Aus den Ausgangssignalen von Mittelwertdetektor und Spitzenwertdetektor wird ein Schwellwert für den sich anschließenden Kom- parator abgeleitet. Der Schwellwert kann variabel einen beliebigen Wert zwischen Spitzen- und Mittelwert des detektierten Signals annehmen. In einer besonderen Ausprägung der Erfindung ist die Position des Schwellwertes innerhalb dieses Intervalls digital steuerbar. Mit den so in beiden Zweigen erzeugten Schwellwerten werden die Ausgangssignale der Hüllkurvendetektoren verglichen. An den Ausgängen der beiden Komparatoren stehen die Signale COMPJJP und COMP_DOWN zur digitalen Weiterverarbeitung bereit.
Für den Fall, dass keine Empfangsignale anliegen, muss der Schwellwertkompa- rator die höchstmögliche Empfindlichkeit bieten, das Grundrauschen der Empfängereinrichtung darf aber nicht zum Schalten des Komparators führen. Deshalb wird in einer besonderen Ausprägung der Erfindung die untere Grenze des Schwellwerts so festgelegt, dass der Schwellwert im Ruhezustand (im Zustand der Empfangsbereitschaft) stets höher ist als das Detektionssignal des Grundrauschens der Empfängereinrichtung. Zu diesem Zweck wird dem aus Mittelwert und Spitzenwert gebildeten Schwellwert in beiden Zweigen eine Spannung Ujmin addiert, womit erreicht wird, dass der Schwellwert am Komparatoreingang stets höher ist als die Rauschamplitude am Detektorausgang. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass der Transceiver mit der erfindungsgemäßen Kombination aus Detektor und Komparator mit adaptiver Schwelle die Schwellwerte der Amplitudendiskrimination so festlegt, dass auch bei Leistungsänderungen des Signals am Detektoreingang eine sichere Detektion von komplementären Chirp-Signalen möglich ist.
Der NANONET - Transceiver, dessen Blockschaltbild in Fig. 14 dargestellt ist, ist in der hier vorteilhaften Variante als hoch integrierter Schaltkreis dargestellt, der für die Übertragung digitaler Datenfolgen vorgesehen ist, und der auf kleinstem Raum einen vollständigen Sender (vom Digitaleingang bis zum RF- Leistungsverstärker), einen kompletten analogen Empfänger (vom Antenneneingang bis zum Ausgang für die demodulierten und digitalisierten Empfangsdaten), eine programmierbare analoge und eine programmierbare digitale Steuereinrichtung enthält.
Die analoge Steuereinrichtung besteht aus Power-Management, Analog/Digital- Wandlem, Stromquellen, Batterie-Ladungsüberwachung, Alarmsignalisierung und anderen Komponenten. Alle wesentlichen Funktionen dieses Funktionsblocks können von der Anwendungssoftware initialisiert und gesteuert werden.
Die programmierbare digitale Steuereinrichtung, die mit externen MikroControllern über ein Serial Peripheral Interface (SPI) kommuniziert, stellt verschiedene Steuerungsfunktionen für den Analogteil des IC bereit. Darüber hinaus übernimmt dieser Block bereits wichtige Funktionen des Protokoll-Stacks bis hin zum MAC- Layer, zu Error Correction, Echtzeituhr, Wake-up-management, Interrupt- Anforderungen, automatische Erzeugung von Acknowledge-Signalen und weiteren Aufgaben. Alle Funktionen dieses Blocks werden über die Anwendungssoftware auf einem externen MikroController initialisiert und gesteuert.
Im folgenden wird eine kurze Beschreibung des Blockschaltbilds in Fig. 14 gegeben: Sender (TX):
Ein wichtiger Anwendungsfall für den NANONET Transceiver ist die Aufnahme analoger Sensordaten, ihre Umwandlung in Digitalsignale und die Übertragung dieser digitalen Daten über die Luftschnittstelle zu einem Empfänger. Zur Aufnahme der Sensordaten in mehreren Kanälen dient das Analogue Sensor Interface (1 ), zusätzlich stellt dieses Modul eine Stromquelle zur Versorgung der angeschlossenen Sensoren bereit. Durch die Anwendungssoftware wird das Auslesen der angeschlossenen Sensoren gestartet, die Sensordaten werden vom Analogue Sensor Interface A/D-gewandelt und zum Block Control Registers (x) des Digitalteils übertragen. Über die dargestellten Leitungen DilO1 ,... DiO4 können die Sensordaten an die Applikation übergeben werden.
Kernstück des Sendeteils ist der I/Q-Modulator (2). Abhängig vom gewählten Übertragungsmodus werden die zu übertragenden digitalen Symbole in dem Block Pulse Sequence (3) auf vorgespeicherte Bitsequenzen abgebildet, die den Realteil und den Imaginärteil des Sendesignals im Basisband repräsentieren. Diese Bitsequenzen werden mit den Tiefpassfiltern (3) und (4) bandbegrenzt und den Eingängen des I/Q-Modulators (2) zugeführt. Das Trägersignal für den l/Q- Modulator wird in dem Block Frequency Synthetisation (5) erzeugt. Dieser Frequenzsynthesizer erzeugt wahlweise den Träger für die senderseitige Direktmodulation in das Sendefrequenzband oder den Träger für die empfängerseitige Abwärtsmischung in die ZF-Lage. Der Analogschalter (6) wird von dem Signal RX/TX gesteuert und nimmt die Trägerumschaltung zwischen Sende- und Empfangsbetrieb vor.
Das Ausgangssignal des I/Q-Modulators (2) wird einer Vorverstärkerstufe (7) und anschließend dem Power Amplifier (8) zugeführt. Die Ausgangsleistung des Power Amplifiers kann vom Digitalteil über den Block Power Control (9) gesteuert werden. Über das Signal RX TX kann der Power Amplifier für die Dauer der Empfangsperiode abgeschaltet werden.
Im Blockschaltbild auf Senderseite sind zusätzlich noch ein interner Oszillator OSC (10), vorbereitet für den Anschluß eines externen Quartzes, und Battery Management (11 ) zur Überwachung des Ladezustands der Batterie, dargestellt. Empfänger (RX):
Das Empfangssignal einer angeschlossenen Antenne wird in den Low Noise Amplifier (LNA) (12) eingekoppelt. Der LNA kann für die Dauer der Sendeperiode mit dem Signal RX/TX abgeschaltet werden. Seine Verstärkung wird von dem Block AGC (13) gesteuert. Auf den LNA folgt der Downmixer (14), der das empfangene Signal in die Zwischenfrequenzlage umsetzt. Der nachgeschaltete Verstärker (15) ist wie der LNA in die automatische Verstärkungsregelung (AGC) einbezogen. Sein Ausgangssignal wird aus dem Transceiver ausgekoppelt.
Der Schaltkreis ist so vorbereitet, dass an den ZF-Verstärker (15) extern unmittelbar ein SAW-Bauelement angeschlossen werden kann, das aus zwei dispersiven Verzögerungsleitungen mit komplementärer Gruppenlaufzeitcharakteristik besteht. Die Ausgangssignale beider Verzögerungsleitungen werden an den Eingängen der mehrstufig geregelten Verstärker (16) und (17) in das IC eingekoppelt.
Zur Demodulation dieser in das Basisband schließen sich an die Eingangsverstärker (16) und (17) in der Schaltung je eine Detektorstufe (18) bzw. (19) und nachgeschaltete Tiefpassfilter (20) bzw. (21 ) an.
Auf die beiden Tiefpassfilter folgen je ein Schwellwertkomparator (22) bzw. (23) . Die Schwellwerte für beide Komparatoren sind adaptiv und werden in dem Block Threshold (24) aus den TP-Ausgangssignalen selbst bestimmt.
Die Komparator-Ausgangssignale werden im Digitalteil, dort zunächst im Bit Decoder, weiterverarbeitet.
Zur Demodulation von Faltimpulsen steht im Empfangsteil ein Multiplizierer (25) zur Verfügung, mit dem die Ausgangssignale der dispersiven Filter multipliziert werden. Auf den Multiplizierer folgen eine Verstärkerstufe 26 und zwei Schwellwertdetektoren (27) und (28) zur Detektion der bipolaren Faltsignale. Die Schwellwerte für beide Komparatoren werden adaptiv innerhalb des Blocks Threshold (24) bestimmt. Die Ausgangssignale der beiden Komparatoren werden im Digitalteil weiter verarbeitet.
Das Microcontroller-Interface (29) dient der Übertragung der Sende- und Empfangsdaten sowie von Steuerinformationen zwischen externen Mikrocontroller und dem Transceiver-Chip. Weiterhin synchronisiert es die Datenkommunikation zwischen beiden Bausteinen.
Der FIFO (30) puffert empfangene oder zu sendende Daten und realisiert die zeitliche Entkopplung der Prozesse im Transceiver-Chip und dem externen Mikrocontroller.
Die MAC-State-Machine (31 ) steuert analoge und digitale Blöcke je nach eingesetztem Zugriffs-verfahren (CSMA/CA, TDMA), steuert den Ablauf der Sende- und Empfangsprozesse und wertet empfangene Protokollinformationen (Paket- Typ, automatischer Zieladressenvergleich, Ermittlung der Paketlänge etc.) aus.
Die zu sendenden oder empfangenen Daten werden in der Digital-Bit- Processing-Unit (32) verarbeitet (Rahmensynchronisation, Prüfsummen- Generierung und -kontrolle, Vorwärtsfehlerkorrektur, Ver-/Entwürfelung, optional Ver-/Entschlüsselung).
Die vom Analogteil empfangen Symbole werden vom Bit-Detector (33) detektiert und die Bitsynchronisation wird vorgenommen.
Das Power-Management (34) schaltet externe und interne Stromversorgungen ab (Stromsparmodus) und durch interne Ereignisse gesteuert (Wake-Up-Timer, Battery-Management) wieder zu.
Das Microcontroller-Management (35) deaktiviert die Stromversorgung sowie sämtliche Anschlüsse zum externen Microcontroller. Nach Zuschalten der Stromversorgung durch das Power-Management wird hier das Hochfahren des Microcontrollers gesteuert. Die Real-Time-Clock (36) beinhaltet eine Echtzeituhr, die für die Steuerung des Zugriffsverfahrens (TDMA) und des Stromsparmodus verwendet wird. Weiterhin dient sie zur Zeiterfassung für Anwendungen. Der Wake-Up-Timer speichert den Zeitpunkt zum Verlassen des Stromsparmodus für das Power-Management.
Die analogen Blöcke des Transceivers werden über die Control-Reg isters (37) gesteuert oder abgefragt. Die DilOs (digital input / output) stellen ein digitales Sensor-Aktor-Interface dar.
Zum Empfang von Chirp-Signalen werden bislang regelmäßig entsprechende externe SAW (Surface Acoustic Wave)-Bausteine eingesetzt. Die vorliegende Erfindung erlaubt es auch, den Chirp-Signal-Empfang und seine Detektion ohne entsprechende externe SAW-Bausteine durchzuführen.
Hierzu ist in Figur 15 gezeigt, dass das Chirp-Signal bei Empfang nach Durchgang durch einen differentiellen Komparator geht und das empfangene Signal in einem Schieberegister verarbeitet wird, welches mit einem entsprechenden exklusive- oder verschalteten Referenz-Schieberegister verbunden ist.
Ausgangsseitig kann auf diese Weise eindeutig ein Upchirp- wie auch ein Down- chirp-Signal detektiert werden.
Durch den Einsatz des erfindungsgemäßen Ausgangskorrelators kann auf einen externen SAW-Baustein - Figur 16 - verzichtet werden, was den Empfänger sehr günstig und einfach macht.
Soweit in den Figuren die Bezeichnung DDDL verwendet wird, so ist dies eine "Digital Differential Dispersive Line".
Die Erfindung ist nicht allein auf den offenbarten Transceiver beschränkt, sonder auch der Chirp-Signal Empfang, wie er in Figur 15 und 16 offenbart ist, kann unabhängig von der Sendeeinheit des Transceivers realisiert werden.
Der vorbeschriebene Transceiver kann im ISM-Band bei etwa 2,4 GHz arbeiten. Für jedes übertragene Symbol wird dabei ein Chirp-Impuls mit einer Bandbreite von 80 MHz (bei einem verwendeten Roll-Off-Faktor von 0,25 resultiert eine effektive Bandbreite von 64 MHz) ausgesandt. Damit ist das Transceiver-System ein echtes Breitbandsystem, mit allen erforderlichen Eigenschaften, wie z. B. der Unabhängigkeit gegen Störer.
Im Empfänger wird die Energie, die über den weiten Frequenzbereich von 80 MHz verteilt ist, wieder "eingesammelt", so dass ein sehr kurzer und hoher Impuls entsteht (sin x/x-Funktion). Dazu kann im Empfänger entweder ein externes SAW-Filter (surface acoustic wave) verwendet werden oder die Lösung, wie sie in Figur 15 und 16 beschrieben ist, so dass nur diejenigen Energieteile "aufein- andergestapelt" werden, die zum Chirp-Impuls gehören, während alle anderen (z. B. Störsignale) den Filter passieren. Das eigentliche Signal hebt sich dadurch klar vom Hintergrund ab. Diesen "Systemgewinn" kann man in weiten Grenzen frei wählen, indem man die Länge des Chirp-Impulses vergrößert oder verkleinert. Im vorbeschriebenen Verfahren ist eine Chirp-Impuls-Dauer von 1 μsec und eine effektive Bandbreite von 64 MHz (bei 18 db) ausreichend.
Mit dem vorbeschriebenen Verfahren und dem entsprechenden Transceiver ist selbst bei relativ hohen Frequenzen von 2,4 GHz ein Reichweite von 700 m im Freien, mehr als 50 m in Gebäuden (jeweils von einer Sendeleistung von 10 mW, der Obergrenze im ISM-Band) möglich. Die zur Verfügung stehende Kanalressource wird zu fast 100 % ausgenutzt.
Gleichzeitig benötigt das System extrem wenig Strom, etwa 5 mA im Anfangsbetrieb und 33 mA beim Senden von 10 mW. Grund dafür ist die weitgehend analoge Signalverarbeitung, die gänzlich ohne aufwendige Digitalsignalprozessoren zur Echounterdrückung auskommt.
Noch weniger ist aber ein geringer Stromverbrauch in den Ruhezeiten des Netzes (sleep-modus), da in der Regel nur sehr sporadisch Daten übertragen werden. Hier liegt das System mit einem Strom von weniger als einem μA schon an der Grenze des physikalisch Möglichen. Dadurch sind auch Batterielaufzeiten von mehreren Jahren erreichbar (die Batterie kann im Transceiver untergebracht sein). Der beschriebene Transceiver-Chip kann in Silicium-Germanium-Technologie realisiert werden, aber auch in CMOS-Technologie.
Die besonderen Anwendungsmöglichkeiten des beschriebenen Transceivers bestehen in der Factory Automation, beispielsweise zur Überwachung von Maschinen. Ferner ist ein gutes Anwendungsgebiet die intelligente Zugangskontrolle mit drahtlosen Schlüsseln (z. B. Chip-Karten, aktive RFID), um Menschen, Tiere oder Güter drahtlos zu identifizieren. Im Vergleich zu passiven Systemen haben die aktiven RFID-Logistiktags eine höhere Reichweite und können darüber hinaus auch umprogrammiert werden. Ferner ist der Einsatz für Alarmsysteme sehr geeignet, insbesondere auch Alarmsysteme für Feuer oder Bewegung und es ist hierbei eine bidirektionale Kommunikation zwischen einem Transceiver und einem entsprechenden Chirp-Sensor möglich. Ferner ist auch eine Anwendung zur Vernetzung von Computern möglich, z. B. die Vernetzung zwischen einem Personal Computer und einem PDA oder zwischen einem Personal Computer und der Peripherie (Maus, Tastatur).
Wie in Figur 15 gezeigt, besteht das DDDL aus einem Eingabe-Schieberegister (input-shift register), der das Ausgangssignal eine differentiellen Komparators (differential comparator) erhält. Jede Zelle des Eingabe-Schieberegisters ist mit einem exklusiv ODER-Baustein verknüpt, welcher ferner mit dem Ausgang eines Speichers verbunden ist, welcher eine gespeicherte Referenz für ein Upchirp- Signal und/oder eine gespeicherte Folge eines Downchirp-Signals enthält. Die einzelnen Ergebnisse der Vielzahl von exklusiv ODER-Bausteinen werden summiert und dem Korrelatorausgang zur Verfügung gestellt. Das Summenergebnis wird in einem Komparatorbaustein für "UP" oder für "DOWN" verarbeitet und dann wird am Ausgang des Komparators das entsprechende Chirp-Signal detek- tiert und das Ergebnis zur Verfügung gestellt. Der Komparator erhält neben dem Ausgang des Korrelatorausgangssignals auch noch einen Threshold- (Schwellwert) Signal und gibt am Ausgang einen chirp-detected Signal aus, wenn das Vergleichsergebnis zwischen dem Korrelatorausgangssignal und dem Threshold- Signal entsprechend detektierbar ist.

Claims

Ansprüche
1. Transceiver eines Übertragungssystems mit einer Einrichtung zur Erzeugung eines Chirp-Signals, wobei ein Speicher (RAM, ROM) vorgesehen ist, in welchem eine Vielzahl unterschiedlicher Chirp-Sequenzen abgelegt ist, die jeweils einzeln bzw. paarweise einem vorbestimmten Chirp-Signal entsprechen, wobei auf Abruf eine gewünschte einzelne Chirp-Sequenz bzw. ein Paar von Chirp-Sequenzen aus dem Speicher ausgelesen und mittels der Erzeugungseinrichtung, die bevorzugt einfach bzw. paarweise die Kombination aus Digi- tal/Analog-Wandler und einem Tiefpass aufweist, ein vorbestimmtes Chirp-Signal erzeugt wird.
2. Transceiver nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die im Speicher abgelegten Chirp-Sequenzen abgetastete und bit-quantisierte Chirp-Signale im Basisband, in Originalfrequenzlage oder in ZF-Lage sein können, wobei die Bit-Quantisierung im Bereich von 1... n frei wählbar ist.
3. Transceiver nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das (beliebige) Chirp-Signal ohne ein entsprechendes Chirp-Filter erzeugbar ist, wobei am Ausgang der Erzeugungseinrichtung zwei Signale I und Q ausgegeben werden, die dem Realteil und dem Imaginärteil des vorbestimmten Chirp-Signals im Basisband entsprechen.
4. Transceiver nach Anspruch 2, wobei am Ausgang der Erzeugungseinrichtung ein Signal ausgegeben wird, das dem vorbestimmten Chirp-Signal in Sendefrequenzlage entspricht.
5. Transceiver nach Anspruch 2, wobei am Ausgang der Erzeugungseinrichtung ein Signal ausgegeben wird, das dem vorbestimmten Chirp-Signal in Zwischenfrequenzlage entspricht.
6. Transceiver nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, dass zur Datenübertragung Faltimpulse, das heißt, Kombinationssignale, bestehend aus Upchirp-Impulsen und Downchirp- Impulsen, verwendet werden, wobei es sich hierbei um rein relle Signale handelt, so dass zu ihrer Darstellung im Basisband nur eine einzige Chirp-Sequenz im Speicher abgelegt werden muss.
7. Transceiver nach Anspruch 3, wobei die Ausgangssignale I und Q der Erzeugungseinrichtung mittels eines I/Q-Modulators in das Sendefrequenzband umgesetzt werden.
8. Transceiver nach Anspruch 5, wobei das Ausgangssignal der Erzeugungseinrichtung mittels einer Modulations-einrichtung (beispielsweise eines Mischers, Modulators oder eines einfachen Multiplizierers) von der ZF-Lage in das Sendefrequenzband umgesetzt wird.
9. Transceiver nach Anspruch 6, wobei das am Ausgang der Erzeugungseinrichtung vorliegende Faltimpuls-Basisbandsignal mittels eines einzigen Modulationsgliedes (beispielsweise eines Mischers, Modulators oder eines einfachen Multiplizierers) einem reellen Trägersignal aufgeprägt und damit in das Sendefrequenzband umgesetzt wird.
10. Transceiver nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei Chirp-Signale unterschiedlichen BT-Produkts und/oder unterschiedlicher Zeit-Frequenz- Charakteristik im Speicher abgelegt sind und von dort abgerufen werden können.
11. Transceiver nach Anspruch 10, gekennzeichnet dadurch, dass abhängig von der Erfordernissen der Übertragung auf unterschiedliche der gespeicherten Chirpsequenzen zurückgegriffen werden kann.
12. Transceiver nach Anspruch 10, wobei das Umschalten auf andere Chirpsequenzen während der laufenden Übertragung erfolgen kann.
13. Transceiver nach Anspruch 1 , gekennzeichnet dadurch, dass die benötigten Chirpsequenzen bei einem Pro- zess der Inbetriebnahme oder Initialisierung in den Speicher des Transceivers per Download übertragen und bei Bedarf auch durch Umprogrammieren ausgetauscht werden können.
14. Transceiver nach Anspruch 2, wobei die abgetasteten Chirpsignale vor der Quantisierung und der Ablage im Speicher zusätzlich mit wählbaren Filterfunktionen (beispielsweise mit einer cosinus-roll-off Charakteristik) gewichtet werden.
15. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die emp- fängerseitig einlaufenden Chirpsignale mit geeigneten dispersiven Filtern im Trägerfrequenzband komprimiert und anschließend direkt und asynchron in das Basisband demoduliert werden.
16. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die emp- fängerseitig einlaufenden Chirpsignale zunächst in Zwischenfrequenzlage umgesetzt, dann mit geeigneten dispersiven Filtern in ZF-Lage komprimiert und anschließend asynchron in das Basisband demoduliert werden.
17. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Empfängervorrichtung durch den einfachen Austausch der verwendeten dispersiven Filter unter Beibehaltung aller anderen Empfängerkomponenten auf das sender- seitig verwendete Chirp-Signal abgestimmt (= programmiert ) werden kann.
18. Transceiver, insbesondere nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zur Erzeugung, Aussendung und zum Empfang von Faltsignalen, wobei die Faltsignale empfängerseitig in Trägerfrequenzlage mit Hilfe komplementärer dispersiver Verzögerungsleitungen komprimiert und durch Multiplikation der Ausgangssignale beider Verzögerungsleitungen direkt und asynchron in das Basisband demoduliert werden.
19. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zur Erzeugung, Aussendung und zum Empfang von Faltsignalen, wobei die Faltsignale empfän- gerseitig zunächst in die Zwischenfrequenzlage umgesetzt, mit Hilfe komplementärer dispersiver Verzögerungsleitungen komprimiert und durch Multiplikation der Ausgangssignale beider Verzögerungsleitungen asynchron in das Basisband demoduliert werden.
20. Transceiver nach Anspruch 19, wobei die zeitliche Kongruenz der Hüllkurven der beiden komprimierten Signale als Kriterium für die Übereinstimmung von ZF-Mittenfrequenz und Mittenfrequenz der komplementären dispersiven Filter herangezogen wird, um in einem Phasenregelkreis den lokalen Oszillator der Empfangseinrichtung abzustimmen.
21. Transceiver nach Anspruch 19, wobei die Ausgangssignale der komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen zunächst je einem Hüllkurvendetektor mit anschließendem Schwellwertkomparator zugeführt werden und die Ausgangssignale der Schwellwertkomparatoren einem Phasendetektor zugeführt werden, dessen Ausgangssignal nach Betrag und Polarität den zeitlichen Versatz beider Hüllkurven widerspiegelt.
22. Transceiver nach Anspruch 21 , wobei das Ausgangssignal des Phasendetektors einem Regler zugeführt wird, der die Stellspannung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) zur Herstellung des empfängerseitigen lokalen Oszillators (LO) so lange verändert, bis beide Hüllkurven kongruent sind.
23. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das empfangene Signal auf die Mittenfrequenz der komplementären dispersiven Gruppenlaufzeitfilter synchronisiert wird.
24. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenregelkreis auch Änderungen der Mittenfrequenz der dispersiven Filter, die durch Erwärmung, Alterung oder andere Einflüsse bewirkt wurden, ausregelt.
25. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zur burstweisen Übertragung von Datenfolgen mit Hilfe von Faltimpulsen, wobei einer zu übertragenden Datenfolge eine Präambel, bestehend aus Faltimpulsen, vorangestellt wird, die speziell dem Einschwingen der Frequenzregelung dient.
26. Transceiver nach Anspruch 25, wobei bei Erreichen des eingeschwungenen Zustandes der Frequenzregelung die VCO-Stellspannung mit einem Sam- ple&Hold-Glied abgetastet und für die Dauer eines Datenbursts festgehalten wird.
27. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zur burstweisen Übertragung von Upchirp / Downchirp-Impulsen, wobei einer zu übertragenden Datenfolge eine Präambel, bestehend aus Faltimpulsen, vorangestellt wird, die speziell dem Einschwingen der Frequenzregelung dient und bei Erreichen des eingeschwungenen Zustandes der Frequenzregelung die VCO-Stellspannung mit einem Sample&Hold-Glied abgetastet und für die Dauer eines Datenbursts festgehalten wird.
28. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, zur automatischen Frequenzregelung in einem System zur burstweisen Übertragung von Upchirp/Downchirp-Impulsen, wobei einer Datenfolge in einer Präambel eine Reihe von einander abwechselnden Upchirp- und Downchirp-Impulsen vorangestellt wird und der Phasenregelkreis nach Fig.3 nicht auf Kongruenz der Hüllkurven, sondern auf einen Phasenversatz von 180° regelt und bei Erreichen des eingeschwungenen Zustandes der Frequenzregelung die VCO-Stellspannung mit einem Sample&Hold-Glied abgetastet und für die Dauer eines Datenbursts festgehalten wird.
29. Transceiver nach Anspruch 28, wobei der Phasendetektor für den Empfang von Faltimpulsen oder von Upchirp/Downchirp-Impulsen umschaltbar ausgeführt ist.
30. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit Frequenzregelung für den Empfang von Up/Downchirp-Impulsen, wobei in beiden Zweigen, die sich den dispersiven Filtern anschließen, durch das Einfügen von Dummy- Symbolen eine ununterbrochene Folge von Symbolen erzeugt wird, die den detektierten Symbolen einer Faltimpulsfolge gleicht, so dass ein sich anschließender Phasendetektor die Prüfung auf Kongruenz der Hüllkurven vornehmen kann und der Regelkreis nach Fig. 4 auch zur Frequenzreglung eines Up- chirp/Downchirp-Systems verwendet werden kann.
31. Transceiver nach Anspruch 30, wobei die senderseitig erzeugten Symbolfolgen vor der Übertragung entsprechend gescrambelt werden, mit dem Ziel, dass die Anzahl aufeinanderfolgender Symbole gleicher Polarität einen festgelegten Wert nicht überschreitet.
32. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die im Empfänger einlaufenden Chirp-Signale zunächst in die ZF-Lage umgesetzt , in komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen komprimiert, anschließend mit Hüllkurvendetektoren in das Basisband demoduliert und mit Schwellwertkomparatoren in digital verarbeitbare Signale umgewandelt werden und zur Ableitung des Symboltakts ein logisches EXKLUSIV ODER - Gatter verwendet wird, das die Ausgangssignale der Schwellwertdetektoren verknüpft, während zur Darstellung des aktuellen Datums ein JK-Flipflop verwendet wird, dessen Eingänge J und K mit den Ausgängen der Schwellwertdetektoren verbunden sind, und dessen Takteingang mit dem Ausgangssignal des EXCLUSIV ODER-Gatters angesteuert wird.
33. Transceiver nach .einem der vorhergehenden Ansprüche, für den Empfang von Faltimpulsen, wobei die im Empfänger einlaufenden Chirp-Signale zunächst in die ZF-Lage umgesetzt und in komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen komprimiert werden und die Ausgangssignale der Verzögerungsleitungen miteinander multipliziert werden und das Ausgangssignal des Multiplizierers dop- pelweggleichgerichtet und anschließend einem Schwellwertkomparator zugeführt wird, an dessen Ausgang der Symboltakt vorliegt.
34. Transceiver nach einem der vorhergehenden Ansprüche, für den Empfang von Faltimpulsen, wobei die im Empfänger einlaufenden Chirp-Signale zunächst in die ZF-Lage umgesetzt und in komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen komprimiert, anschließend mit Hüllkurvendetektoren in das Basisband demoduliert und mit Schwellwertkomparatoren in digital verarbeitbare Signale umgewandelt werden, und die Ausgänge der Schwellwertkomparatoren logisch UND-verknüpft werden, um den Symboltakt abzuleiten.
35. Transceiver, insbesondere nach einem der vorhergehenden Ansprüche, für den Empfang von Faltimpulsen, wobei die im Empfänger einlaufenden Chirp- Signale zunächst in die ZF-Lage umgesetzt, in komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen komprimiert und die Ausgangssignale der Verzögerungsleitungen miteinander multipliziert werden und mit anschließenden Schwellwertkomparatoren die bipolaren Ausgangssignale des Multiplizierers in digital verarbeitbare Signale umgewandelt werden, worauf die Ausgangssignale der Schwellwertdetektoren logisch ODER-verknüpft werden, um den Systemtakt abzuleiten, während zur Darstellung des aktuellen Datums ein JK-Flipflop verwendet wird, dessen Eingänge J und K mit den Ausgängen der Schwellwertdetektoren verbunden sind, und dessen Takteingang mit dem Ausgangssignal des ODER-Gatters angesteuert wird.
36. Transceiver mit einer Taktableitung entsprechend den Ansprüchen 32 - 35, mit einer Gating-Einrichtung, bestehend aus einem Schalter und einer Zeitsteuerung, die so arbeitet, dass ein eingangsseitig eintreffender Symboltaktimpuls von der Zeitsteuerung erkannt wird und für die Dauer eines festgelegten Blockadeintervalls, das kürzer ist als eine Symboltaktperiode, das öffnen des Schalters bewirkt, wodurch Störimpulse, die innerhalb des Symbolintervalls auftreten, unterdrückt werden, während der nächstfolgende Symboltaktimpuls wieder passieren und den Vorgang erneut auslösen kann.
37. Transceiver nach Anspruch 36, wobei ein logisches AND-Gatter die Funktion des Schalters übernimmt und ein Monoflop die Länge des Blockadeintervalls bestimmt.
38. Transceiver nach Anspruch 36, wobei die Länge des Blockadeintervalls variabel ist und auf die Übertragungssituation, beispielsweise auf Störungen der Übertragung abgestimmt werden kann.
39. Transceiver nach Anspruch 38, wobei für die Phase des Einschwingens des Empfangssystems ein kurzes Blockadeintervall verwendet wird, während im eingeschwungenen Zustand auf ein längeres Blockadeintervall umgeschaltet wird.
40. Transceiver nach Anspruch 36, wobei das Gate, angestoßen durch einen Symboltaktimpuls, für die Dauer eines Blockadeintervalls schließt, anschließend für die Dauer eines Öffnungsintervalls (innerhalb dessen der nächste Symboltaktimpuls erwartet wird) öffnet und anschließend wieder für die Dauer eines Blockadeintervalls schließt, und sich dieser Vorgang fortdauernd wiederholt.
41. Transceiver, insbesondere nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die im Empfänger einlaufenden Chirp-Signale zunächst in die ZF-Lage umgesetzt , in komplementären dispersiven Verzögerungsleitungen komprimiert werden und anschließend die komprimierten Signale in beiden Zweigen je einem Hüllkurvendetektor, einem Mittelwertdetektor und einem Spitzenwertdetektor zugeführt werden, worauf in nachgeschalteten Schwellwertkomparatoren das Ausgangssignal des jeweiligen Hüllkurvendetektors mit einem Schwellwert verglichen wird, der variabel einen Wert zwischen Mittelwert und Spitzenwert des detektierten Signals annehmen kann.
42. Transceiver nach Anspruch 42, wobei in beiden Zweigen die Position des Schwellwertes zwischen Signalmittelwert und Signalspitzenwert digital gesteuert werden kann.
43. Transceiver nach Anspruch 42, wobei in beiden Zweigen dem aus Signalmittelwert und Signalspitzenwert gebildeten Schwellwert eine Spannung addiert wird, wodurch erreicht wird, dass der Schwellwert am Komparatoreingang stets höher ist als die Rauschamplitude am Ausgang des Hüllkurvendetektors.
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Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102004021867B4 (de) 2004-05-04 2012-02-16 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Signalverarbeitung, insbesondere in einem Hochfrequenzempfänger und Signalaufbereitungsschaltung
JP3913252B2 (ja) * 2005-01-14 2007-05-09 沖電気工業株式会社 光時分割多重送信装置
KR20060111284A (ko) * 2005-04-22 2006-10-27 삼성전기주식회사 쏘 필터를 이용한 데이타 송신기 및 데이타 송수신 장치
US7817015B1 (en) * 2005-09-29 2010-10-19 Tc License Ltd. Floating threshold for data detection in a RFID tag
JP4343163B2 (ja) * 2005-10-20 2009-10-14 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 信号インタフェース
US9088349B2 (en) 2007-06-18 2015-07-21 Digi International Inc. System and method for transmitting and detecting spread spectrum signals
US9088348B2 (en) * 2007-06-18 2015-07-21 Digi International Inc. System and method for obtaining frequency and time synchronization in a wideband communication system
US8260201B2 (en) * 2007-07-30 2012-09-04 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Dispersive antenna for RFID tags
CA2617976A1 (en) * 2008-01-11 2009-07-11 John Dasilva Personnel safety system utilizing time variable frequencies
KR100987473B1 (ko) 2008-09-11 2010-10-13 한국전자통신연구원 소프트웨어를 이용한 전자파 생성 방법
EP2278724A1 (de) * 2009-07-02 2011-01-26 Nanoscale Labs Kommunikationssystem
TWI467579B (zh) * 2011-01-14 2015-01-01 Mstar Semiconductor Inc 電子裝置及其記憶體控制方法以及相關電腦可讀取儲存媒體
GB2494129B (en) * 2011-08-30 2018-01-10 Qualcomm Technologies Int Ltd Chirp receiver
US8736307B2 (en) * 2012-01-30 2014-05-27 Semiconductor Components Industries, Llc Bidirectional transceiver and method
US9083444B2 (en) 2013-03-12 2015-07-14 Digi International Inc. Chirp spread spectrum system and method
US9766321B2 (en) 2013-03-14 2017-09-19 Digi International Inc. Indoor positioning with radio frequency chirp signal propagation delay measurement
KR101448823B1 (ko) * 2013-09-06 2014-10-13 주식회사 사운들리 시변 주파수 기반의 심볼을 이용한 음파 송수신 방법 및 이를 이용한 장치
EP3095200B1 (de) 2014-01-13 2019-10-09 Clairvoyant Technology LLC Hf-system mit pr-ask mit orthogonalem versatz
CN105099503B (zh) * 2014-05-12 2017-11-10 燕力欣 Chirp信号的脉冲压缩方法及其无线信号收发器
JP6321471B2 (ja) * 2014-07-01 2018-05-09 古野電気株式会社 信号処理装置、水中探知装置、レーダ装置、信号処理方法、及び信号処理プログラム
JP6492278B2 (ja) * 2015-03-19 2019-04-03 本多電子株式会社 魚群探知装置
US10483804B2 (en) 2016-06-07 2019-11-19 Mediatek Inc. Monotonic wireless power transfer
US10141495B1 (en) * 2016-12-16 2018-11-27 National Technology & Engineering Solutions Of Sandia, Llc Microsystems-based method and apparatus for passive detection and processing of radio-frequency signals
GB201701862D0 (en) * 2017-02-03 2017-03-22 Novelda As Pulsed Radar
CN108872951B (zh) * 2017-05-12 2021-08-10 比亚迪股份有限公司 汽车及汽车fmcw雷达的调制方法和调制系统
US10535283B2 (en) 2017-09-19 2020-01-14 United States Of America As Represented By Secretary Of The Navy Transmission security method using bounded arbitrary frequency modulation
CN109726353B (zh) * 2017-10-29 2023-08-29 上海寒武纪信息科技有限公司 卷积运算装置和方法
DE102018200763A1 (de) * 2018-01-18 2019-07-18 Robert Bosch Gmbh Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines Eingabesignals und Radarvorrichtung
JP7014041B2 (ja) * 2018-05-11 2022-02-01 株式会社デンソー レーダ装置
CN112334789B (zh) * 2018-06-28 2024-06-25 罗姆股份有限公司 声波处理装置以及超声波系统
US10819386B1 (en) 2020-07-28 2020-10-27 King Abdulaziz University Coherent detection of overlapping chirp symbols to increase the data rate of chirp spread spectrum (CSS) communication method and system
CN111884564B (zh) * 2020-08-06 2022-02-18 深圳市海浦蒙特科技有限公司 变频器控制方法、变频器系统及存储介质
US12041658B1 (en) * 2021-03-24 2024-07-16 Meta Platforms Technologies, Llc Systems and methods for performing coexistence operations in wireless spectrums
CN113609168B (zh) * 2021-07-14 2024-01-05 远景智能国际私人投资有限公司 数据导出方法、装置、终端以及可读存储介质
CN115002825B (zh) * 2022-08-04 2022-10-21 深圳市子恒通讯设备有限公司 一种通信设备及通信方法
WO2024096751A1 (en) * 2022-11-01 2024-05-10 Enatel Battery charging and communications using chirp spread spectrum signal modulation
CN116248135A (zh) * 2023-02-21 2023-06-09 西安空间无线电技术研究所 星载x频段小型化数传发射机

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4949312A (en) * 1988-04-20 1990-08-14 Olympus Optical Co., Ltd. Ultrasonic diagnostic apparatus and pulse compression apparatus for use therein
EP0472024A3 (en) * 1990-08-24 1992-08-19 Siemens Aktiengesellschaft Pulse radar system
US5283795A (en) * 1992-04-21 1994-02-01 Hughes Aircraft Company Diffraction grating driven linear frequency chirped laser
US5533063A (en) * 1994-01-31 1996-07-02 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for multipath channel shaping
US6064695A (en) * 1997-06-20 2000-05-16 Itran Communications Ltd. Spread spectrum communication system utilizing differential code shift keying
US6535545B1 (en) * 1999-10-15 2003-03-18 Rf Waves Ltd. RF modem utilizing saw resonator and correlator and communications transceiver constructed therefrom
US6920191B2 (en) * 2001-02-02 2005-07-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Estimation and compensation of the pulse-shape response in wireless terminals
US7110432B2 (en) * 2002-01-14 2006-09-19 Texas Instruments Incorporated Orthogonal chirp modulation in multipath environments
US6624780B1 (en) * 2002-10-02 2003-09-23 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy False target radar image generator for countering wideband imaging radars

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO03092183A3 *

Also Published As

Publication number Publication date
KR20040111501A (ko) 2004-12-31
JP2005522970A (ja) 2005-07-28
IL164343A0 (en) 2005-12-18
CN1653709A (zh) 2005-08-10
AU2003226794A1 (en) 2003-11-10
CA2480846A1 (en) 2003-11-06
WO2003092183A2 (de) 2003-11-06
WO2003092183A3 (de) 2004-03-25
US20050226312A1 (en) 2005-10-13

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