EP1238472A1 - Verfahren und anordnung zur kompensation von signalechos bei der duplex-datenübertragung bei der diskreten multitonmodulation - Google Patents

Verfahren und anordnung zur kompensation von signalechos bei der duplex-datenübertragung bei der diskreten multitonmodulation

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EP1238472A1
EP1238472A1 EP00981330A EP00981330A EP1238472A1 EP 1238472 A1 EP1238472 A1 EP 1238472A1 EP 00981330 A EP00981330 A EP 00981330A EP 00981330 A EP00981330 A EP 00981330A EP 1238472 A1 EP1238472 A1 EP 1238472A1
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EP
European Patent Office
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error
reference channel
signal
refl
channel
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP00981330A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Heinrich Schenk
Dietmar Straeussnigg
Stefan Schneider
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Publication date
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
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    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

Definitions

  • the invention relates to a method for compensating echoes in discrete multitone modulation DMT, as known from EP 0 933 892 A2, and a corresponding arrangement for compensating for disturbing signal echoes in duplex transmission of digital data by means of discrete multitone modulation (DMT). , whereby the data rates can be different in both directions.
  • DMT discrete multitone modulation
  • a transmission with discrete multitone modulation is known and therefore need not be described further here.
  • the invention is preferably used in data communication systems.
  • duplex data transmission over a two-wire line i.e. with simultaneous transmission in both directions (upstream and downstream)
  • both those originating from the opposite station occur at the respective receiver inputs
  • Echoes can be compensated or canceled either in the time domain or in the frequency domain.
  • the echo parameters are derived by sampling the echo channel pass, and the echo emulation involves a complex time domain grain evolution.
  • the echo parameters are obtained by scanning the spectrum of the echo channel. Echo emulation and an adaptive update process can then take place in the frequency domain, for which purpose the estimate of the spectrum of the echo channel is used.
  • Discrete multitone modulation is a form of multicarrier modulation which is occupied by digital signal processing, in which an IFFT / FFT pair are used as modulation / demodulation vectors.
  • the known device is applicable to asymmetrical data transmission.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the known device is applicable to asymmetrical data transmission.
  • a cyclic convolution By combining a cyclic convolution with a linear convolution, it follows that the cyclic convolution in the frequency domain can be carried out more quickly with a block multiplication, the short linear convolution being carried out in the time domain. This is described, for example, in US-A-5,317,596. Since the echoes that occur depend very much on the analog circuitry and the parameters of the line used, an adaptive setting of the echo canceller is generally required.
  • the largest portion of the echo can be compensated for with the aid of a frequency range compensator, as is known, for example, from US Pat. No. 5,317,596 is.
  • this known compensator can only compensate for the periodic components of the echoes of any frequency.
  • an aperiodic echo component additionally occurs, which cannot be compensated for with the known device.
  • a time-domain echo canceller is therefore additionally used, which processes the samples of the transmitted signal and subtracts the resulting samples from the samples of the received signal. Since the samples have to be processed at the sampling frequency of the transmit or receive signal, the computing capacity required for this is very large.
  • the invention is therefore based on the object of enabling the compensation of the aperiodic echo component with a lower computing capacity than in the prior art.
  • first error the error in any first reference channel, hereinafter referred to as "first error" is determined in the frequency domain, ie behind the Fourier transform, directly from the difference between the transmit and receive signals of this channel.
  • This first error is used for correcting the other frequency channels, the first error for correcting a respective channel preferably being weighted with a channel-specific coefficient.
  • the first reference channel is then preferably corrected with an error of any second reference channel.
  • second error is determined from the difference between the transmit and receive signal of the second reference channel in the initialization phase and is preferably also weighted with a channel-specific coefficient.
  • the mutual signal b must be taken into account.
  • the coefficients used can be determined iteratively, for example using the mean square error method.
  • Fig. 1 shows the basic representation of a duplex transmission system with echo cancellation
  • Fig. 2 shows a schematic representation of a transceiver station of Fig. 1;
  • FIG. 3 shows a block diagram for the compensator arrangement according to the invention during the running-in phase
  • FIG. 4 shows a block diagram for the compensator arrangement according to the invention during the transmission phase.
  • FIG. 1 shows the basic arrangement of such a duplex transmission system with echo compensation with a first station consisting of a transmitter 1, an echo canceller 2, a receiver 3 and a hybrid connector 4, which is mutually connected via a line 5 to a second station , which is composed accordingly of a transmitter 6, an echo canceller 7, a receiver 8 and a hybrid 9.
  • FIG. 2 shows a schematic illustration of a transceiver station of FIG. 1 consisting of a transmitter part 1 and a receiver part 3.
  • a DMT station has a serial / parallel converter 10 which converts the data D to be transmitted into one converts parallel bit streams combined into blocks.
  • An encoder 11 is arranged below, which assigns a complex number to a specific number of bits in a block.
  • the carrier frequencies f j _ represented by signal vectors are transformed into the time domain and there directly place N samples of one to be transmitted
  • a serial / parallel converter 14 receives digital samples of a signal generated with DMT and forms blocks therefrom, one block having a multiplicity of N parallel signals.
  • a Fourier transformation 15 generates a plurality of carrier frequencies fj_ therefrom, which are fed to a frequency-dependent equalizer 16.
  • An adder 17 compensates for the echo by means of the echo compensation signal generated by the compensator 2.
  • a subsequent decision maker 18 decides which signal state in the signal state space of the carrier frequencies modulated with QAM (quadrature amplitude modulation) corresponds to a supplied signal vector.
  • a decoder 19 decodes the signals contained therein, which are output as data D after a parallel-serial converter 20, from the value-discrete signal vector supplied.
  • FIG. 3 shows the block diagram of the echo compensation according to the invention in the receiver of FIG. 2.
  • the error of the reference channel Ref1 can be detected during the initialization phase (phase without a far-end signal), for example the uppermost channel in FIG. 2 , determine directly from the difference between the send and receive value. In the following, this error is referred to as the first error. Double dashes each symbolize complex signals.
  • C_Refl and C_Ref2 designate the transmission signal of the first and second reference channels Refl and Ref2.
  • the first error is weighted using coefficients Ko_2 to Ko_N.
  • the weighted first error is added to the signals of the other DMT channels at the (+) marked positions.
  • the echo of the first reference channel Refl can also be compensated for.
  • the error of a second reference channel Ref2 hereinafter referred to as a second error, is added to the signal of the first reference channel Refl.
  • the second mistake arises the difference between the transmission signal C_Ref2 and the reception signal of a second reference channel Ref2 during the initialization phase.
  • Fig. 4 shows the situation during the transmission phase. Since there is a mutual signal (far-end signal), this must also be subtracted.
  • the difference between the received signals of the first reference channel Refl is formed after the equalizer 16 and after the decision maker 18.
  • the transmission signal C_Refl of the first reference channel Refl is subtracted, so that the first error results. It is now added to the respective DMT channels with suitable weight coefficients.
  • the second error for correcting the first reference channel Refl is obtained analogously.
  • the difference between the received signals of a second reference channel Ref2 is formed after the equalizer 16 and after the decision maker 16.
  • the transmission signal C_Ref2 of the second reference channel is subtracted from this and the second error in the transmission mode results. This is added to the signal of the first reference channel with a suitable weighting with a coefficient K_l at a point marked with (+).
  • the coefficients for the evaluation of the error can be calculated iteratively or in a closed form.
  • An example of such a method for calculating the coefficients is the mean square error method.

Landscapes

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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

In dem Verfahren werden während einer Initialisierungsphase einer Datenübertragung mit diskreter Multitonmodulation im Frequenzbereich ein erster Fehler eines ersten Referenzkanals aus der Differenz zwischen Sende- und Empfangswert eines Signals dieses Kanals bestimmt und zur Korrektur der restlichen Frequenzkanäle verwendet. die Korrektur des ersten Referenzkanals erfolgt über den Fehler eines zweiten Referenzkanals.

Description

Beschreibung
Verfahren und Anordnung zur Kompensation von Signalechos bei der Duplex-Datenübertragung bei der diskreten Multitonmodula- tion
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Kompensation von Echos bei der diskreten Multitonmodulation DMT, wie aus der EP 0 933 892 A2 bekannt, und eine entsprechende Anordnung zur Kompensation von störenden Signalechos bei der Duplex-Über- tragung von digitalen Daten mittels diskreter Multitonmodulation (DMT) , wobei die Datenraten in beiden Richtungen unterschiedlich sein können. Eine Übertragung mit diskreter Multitonmodulation ist bekannt und braucht daher an dieser Stelle nicht weiter beschrieben zu werden. Die Erfindung wird bevor- zugt in Datenkommunikationssystemen angewendet.
Bei der Duplex-Datenübertragung über eine Zweidrahtleitung, d.h. bei gleichzeitiger Übertragung in beide Richtungen (upstream und downstream) , treten an den jeweiligen Empfän- gereingängen sowohl das von der Gegenstation herrührende
Nutzsignal als auch vom eigenen Sender resultierende Echos auf. Ein Echo ist das unerwünschte Entweichen eines Sendesignals in den Empfänger derselben Station, das der gewollten Übertragung überlagert ist und damit stört. Diese Echos haben ihren Grund in erster Linie in fehlangepassten Impedanzen der Hybridverbinder. Während bei Übertragungsverfahren mit getrennter Frequenzlage die störenden Echos durch selektive Filter unterdrückt werden können, sind bei Übertragungsverfahren mit gleicher Frequenzlage spezielle Einrichtungen zur Echokompensation erforderlich.
Das Kompensieren oder Löschen von Echos kann entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich erfolgen. Bei der Echo- Löschung im Zeitbereich werden die Echo-Parameter durch Abta- sten des Echo-Kanal-Durchgangs abgeleitet, und die Echo-Emulation involviert eine komplexe Zeitbereich-Kornvolution. Bei der Echo-Löschung im Frequenzbereich werden die Echo-Parameter durch Abtasten des Spektrums des Echokanals gewonnen. Eine Echo-Emulation und ein adaptiver update-Vorgang können dann im Frequenzbereich stattfinden, wozu der Schätzwert des Spektrums des Echokanals benutzt wird. Die diskrete Multiton- modulation (DMT) ist eine Form der Multiträger-Modulation, die mit digitaler Signalverarbeitung belegt ist, worin ein IFFT/FFT-Paar als Modulation/Demodulation-Vektoren benutzt werden. Es bedeuten FFT "Fast Fourier Transform" und IFFT "Inverse Fast Fourier Transform". Die bekannte Einrichtung ist auf die asymmetrische Datenübertragung anwendbar. Durch Kombinieren einer zyklischen Konvolution mit einer linearen Konvolution ergibt sich, daß die zyklische Konvolution im Frequenzbereich mit einer Blockmultiplikation schneller ausführbar ist, wobei die kurze lineare Konvolution im Zeitbereich vorgenommen wird. Dies ist beispielsweise in US-A-5 317 596 beschrieben. Da die auftretenden Echos sehr stark von der analogen Beschaltung und den Parametern der verwendeten Leitung abhängen, ist im allgemeinen eine adaptive Einstellung des Echokompensators erforderlich.
Bei rahmensynchroner Übertragung, wobei die zeitliche Lage der Sende- und Empfangs-FFT-Rahmen exakt übereinstimmen, läßt sich der größte Anteil des Echos mit Hilfe eines Frequenzbe- reichs-Kompensators kompensieren, wie dies beispielsweise aus der US-A-5 317 596 bekannt ist. Mit diesem bekannten Kompen- sator lassen sich prinzipiell nur die periodischen Anteile der Echos jeder Frequenz kompensieren. Bei Systemen, deren Einschwingvorgang sich über die Länge des "Zyclic Prefix" hinaus erstreckt, tritt zusätzlich ein aperiodischer Echoanteil auf, der mit der bekannten Vorrichtung nicht kompensier- bar ist. Daher wird zusätzlich ein Zeitbereichs-Echokompensa- tor verwendet, der die Abtastwerte des Sendesignals verarbeitet und die daraus resultierenden Abtastwerte von den Abtastwerten des Empfangssignals subtrahiert. Da die Abtastwerte mit der Abtastfrequenz des Sende- bzw. Empfangs- Signals verarbeitet werden müssen, ist die hierfür erforderliche Rechenkapazität sehr groß. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Kompensation des aperiodischen Echoanteils mit einer geringeren Rechenkapazität als beim Stand der Technik zu ermöglichen.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch das Verfahren nach Anspruch 1 und durch die Anordnung nach Anspruchs 12 gelöst. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Patentansprüche.
Während der Initialisierungsphase, d.h. wenn kein Gegenseitensignal (Far-End-Signal) vorliegt, wird im Frequenzbereich, also hinter der Fouriertransformation, der Fehler eines beliebigen ersten Referenzkanals, im folgenden als "erster Fehler" bezeichnet, direkt aus der Differenz zwischen Sende- und Empfangssignal dieses Kanals bestimmt. Dieser erste Fehler wird zur Korrektur der anderen Frequenzkanäle verwendet, wobei vorzugsweise der erste Fehler zur Korrektur eines jeweiligen Kanals mit einem kanalspezifischen Koeffizienten ge- wichtet wird. Der erste Referenzkanal wird dann vorzugsweise mit einem Fehler eines zweiten beliebigen Referenzkanals korrigiert. Dieser "zweite Fehler" wird aus der Differenz zwischen Sende- und Empfangssignal des zweiten Referenzkanals in der Initialisierungsphase bestimmt und vorzugsweise ebenfalls mit einem kanalspezifischen Koeffizienten gewichtet. Im Über- tragungsfall muß das Gegenseitensignal bverücksichtigt werden. Die verwendeten Koeffizienten lassen sich iterativ bestimmen, beispielsweise nach dem Mean-Square-Error-Verfahren .
Wegen der Signalverarbeitung im Frequenzbereich ist die er- forderliche Rechenkapazität vergleichsweise gering. Anhand der folgenden Zahlen wird das deutlich: Bei einem ADSL-Übertragungssystem beträgt die Abtastfrequenz des Empfängers etwa 2,2 MHz (Zykluszeit =0,45 Mikrosekunden) , und die Länge eines FFT-Rahmens ist etwa 250 Mikrosekunden.
Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Fig. 1 zeigt die prinzipielle Darstellung eines Duplex- Übertragungssystems mit Echokompensation;
Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Sende/Empfangsstation der Fig. 1;
Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild für die erfindungsgemäße Kompensatoranordnung während der Einlaufphase; und
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild für die erfindungsgemäße Kompensatoranordnung während der Übertragungsphase.
Fig. 1 zeigt die prinzipielle Anordnung eines derartigen Du- plex-Übertragungssystems mit Echokompensation mit einer ersten Station bestehend aus einem Sender 1, einem Echokompensator 2, einem Empfänger 3 und einem Hybridverbinder 4, die wechselseitig über eine Leitung 5 mit einer zweiten Station verbunden ist, die sich entsprechend aus einem Sender 6, ei- nem Echokompensator 7, einem Empfänger 8 und einem Hybrid 9 zusammensetzt .
Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Sende/Empfangsstation der Fig. 1 bestehend aus einem Sende- teil 1 und einem Empfangsteil 3. Eine derartige DMT-Station weist einen Seriell/Parallel-Wandler 10 auf, der die zu übertragenden Daten D in einen parallelen zu Blöcken zusammengefaßten Bitstrom wandelt. Nachfolgend ist ein Kodierer 11 angeordnet, der einer bestimmten Anzahl von Bits in einem Block eine komplexe Zahl zuordnet. Durch diese komplexe Zahl wird eine Trägerfrequenz fj_=i/T mit i= 1, 2, ...N/2 der diskreten Multitonmodulation definiert. Durch eine inverse Fourier- Transformation 12 werden die durch Signalvektoren dargestellten Trägerfrequenzen fj_ in den Zeitbereich transformiert und stellen dort unmittelbar N Abtastwerte eines zu sendenden
DMT-Signals dar. Nach einem Parallel/Seriell-Wandler 13 gelangt das Signal über den Hybrid 4 auf die Leitung 5. Ein ankommendes DMT-Signal gelangt über den Hybrid 4 in den Empfangsteil 3 der Station. Ein Seriell/Parallel-Wandler 14 empfängt digitale Abtastwerte eines mit DMT erzeugten Signals und bildet daraus Blöcke, wobei ein Block eine Vielzahl von N parallelen Signalen aufweist. Eine Fourier-Transformation 15 erzeugt daraus einen Vielzahl von Trägerfrequenzen fj_, die einem frequenzabhängigen Entzerrer 16 zugeführt werden. Ein Addierer 17 kompensiert mittels des von dem Kompensator 2 er- zeugten Echokompensationssignal das Echo. Ein nachfolgender Entscheider 18 entscheidet, welcher Signalzustand im Signal- zustandsraum der mit QAM (Quadratur-Amplituden-Modulation) modulierten Trägerfrequenzen einem zugeführten Signalvektor entspricht. Ein Dekodierer 19 dekodiert aus dem zugeführten wertdiskreten Signalvektor die enthaltenen Signale, die nach einem Parallel-Seriell-Wandler 20 als Daten D ausgegeben werden.
Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Echo- kompensation im Empfänger der Fig. 2. Bei der Erfindung läßt sich während der Initialisierungsphase (Phase ohne Far-End- Signal) der Fehler des Referenzkanals Refl, in der Fig. 2 beispielsweise der oberste Kanal, unmittelbar aus der Differenz zwischen Sende- und Empfangswert bestimmen. Im Folgenden wird dieser Fehler als erster Fehler bezeichnet. Doppelstriche symbolisieren jeweils komplexe Signale. Mit C_Refl und C_Ref2 wird das Sendesignal des ersten und zweiten Referenzkanal Refl und Ref2 bezeichnet. Die Wichtung des ersten Fehlers erfolgt mit Koeffizienten Ko_2 bis Ko_N. Die Addition des gewichteten ersten Fehlers zu den Signalen der anderen DMT-Kanäle erfolgt an den (+) markierten Stellen.
In weiterer Ausgestaltung der Erfindung läßt sich das Echo des ersten Referenzkanals Refl ebenfalls kompensieren. Hierzu wird der Fehler eines zweiten Referenzkanals Ref2, im folgenden als zweiter Fehler bezeichnet, auf das Signal des ersten Referenzkanals Refl addiert. Der zweite Fehler ergibt sich dabei als Differenz zwischen dem Sendesignal C_Ref2 und dem Empfangssignal eines zweiten Referenzkanals Ref2 während der Initialisierungsphase.
Fig. 4 zeigt die Situation während der Übertragungsphase. Da hier ein Gegenseiten-Signal (Far-End-Signal) vorhanden ist, muß dieses zusätzlich abgezogen werden. Dazu wird zuerst die Differenz der Empfangssignale des ersten Referenzkanals Refl nach dem Entzerrer 16 und nach dem Entscheider 18 gebildet. wird das Sendesignal C_Refl des ersten Referenzkanals Refl abgezogen, so daß sich der erste Fehler ergibt. Der wird nun mit geeigneten Gewichts-Koeffizienten zu den jeweiligen DMT- Kanälen addiert. Der zweite Fehler zur Korrektur des ersten Referenzkanals Refl wird analog gewonnen. Es wird die Diffe- renz der Empfangssignale eines zweiten Referenzkanals Ref2 nach des Entzerrer 16 und nach dem Entscheider 16 gebildet. Davon wird das Sendesignal C_Ref2 des zweiten Referenzkanals abgezogen und es ergibt sich der zweite Fehler im Übertragungsbetrieb. Dieser wird unter geeigneter Wichtung mit einem Koeffizienten K_l an einer mit (+) markierten Stelle auf das Signal des ersten Referenzkanals addiert.
Die Berechnung der Koeffizienten für die Bewertung des Fehlers kann iterativ oder in geschlossener Form erfolgen. Ein Beispiel eines derartigen Verfahrens zur Berechnung der Koeffizienten ist das Mean-Square-Error-Verfahren.
Bezugszeichenliste
1 Sender
2 Kompensator
3 Empfänger
4 Hybrid
5 Leitung
6 Sender
7 Kompensator
8 Empfänger
9 Hybrid
10 Seriell/Parallel-Wandler
11 Kodierer
12 IFFT
13 Parallel/Seriell-Wandler
14 Seriell/Parallel-Wandler
15 FFT
16 Entzerrer
17 Addierer
18 Entscheider
19 Dekodierer
20 Parallel/Seriell-Wandler D Daten

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Kompensation von Echos bei der diskreten Multitonmodulation DMT, wobei die Kompensation im Frequenzbereich vorgenommen wird, d a d u r c h g e k e n z e i c h n e t, daß während der Initialisierungsphase, in der kein Gegenseitensignal vorliegt, ein erster Fehler eines als Referenzkanal (Refl) definierten Frequenzkanals unmittelbar aus der Differenz zwischen Sende- und Empfangswert des ersten Referenzkanals (Refl) abgeleitet wird, und dieser erste Fehler zur Korrektur der anderen DMT-Frequenzkanäle verwendet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Fehler zu den Signalen der anderen DMT-Frequenzkanäle addiert wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zu einem jeweiligen anderen Frequenzkanal zu addierende Fehler mit Koeffizienten (Ko_2, ... , Ko_N) gewichtet wird, wobei die Koeffizienten (Ko_2, ... , Ko_N) kanalspezifisch sind.
4. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß während der Übertragungsphase das Gegenseitensignal berücksichtigt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung des Fehler des ersten Referenzkanals (Refl) zuerst einen erste Differenz zwischen dem Empfangssignal des Referenzkanals (Refl) nach der Transformation in den Frequenzbereich und dem Empfangssignal dieses Kanals nach dem Entscheider (18) gebildet wird und nachfolgend eine zweite Differenz aus der ersten Differenz und dem Sendesignal (C Refl) des ersten Referenzkanals (Refl) gebildet wird.
6. Verfahren nach einen der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß während der Initialisierungphase der erste Referenzkanal (Refl) durch einen zwei- ten Fehler gebildet aus der Differenz zwischen Sendesignals (C_Ref2) und Empfangssignals eines zweiten Referenzkanals (Ref2) der Frequenzkanäle korrigiert wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeich- net, daß der zweite Fehler zu den Signalen des ersten Referenzkanal (Refl) addiert wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Fehler mit einem Koeffizienten (Ko_l) gewichtet wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet , daß während der Übertragungsphase das Gegenseitensignal in dem zweiten Fehler berücksichtigt wird.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung des Fehler des zweiten Referenzkanals (Ref2) zuerst einen erste Differenz zwischen dem Empfangssignal des Referenzkanals (Ref2) nach der Transformation in den Frequenzbereich und dem Empfangssignal dieses Kanals nach dem Entscheider (18) gebildet wird und nachfolgend eine zweite Differenz aus der ersten Differenz und dem Sendesignal (C_Ref2) des zweiten Referenzkanals (Ref2) gebildet wird.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten (Ko_l,..., Ko_N) mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlerminimierung wie beispielsweise dem Mean-Square-Error-Algorithus bestimmt werden.
12. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorangegangenen Ansprüche, das ein im Frequenzbereich ar- beitendes Echokompensationssystem, das über eine Fehlerbestimmungseinheit für mindestens einen Referenzkanal (Refl) und eine Additionseinheit (17,(+)) mit Wichtungseinheit mittels Koeffizienten (Ko_l ...Ko_N) zum Addieren der gewichte- ten Fehler des Referenzkanals zu den Signalen der restlichen Signalkanäle verfügt, eine FFT-Einheit (15) und einen Entscheider (18) aufweist.
EP00981330A 1999-12-14 2000-12-01 Verfahren und anordnung zur kompensation von signalechos bei der duplex-datenübertragung bei der diskreten multitonmodulation Withdrawn EP1238472A1 (de)

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