EP1040580A1 - Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors - Google Patents

Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors

Info

Publication number
EP1040580A1
EP1040580A1 EP99941464A EP99941464A EP1040580A1 EP 1040580 A1 EP1040580 A1 EP 1040580A1 EP 99941464 A EP99941464 A EP 99941464A EP 99941464 A EP99941464 A EP 99941464A EP 1040580 A1 EP1040580 A1 EP 1040580A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
transistors
circuit
difference
current source
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP99941464A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Steven M. Labram
Guy Marboux
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SA
Orange SA
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
STMicroelectronics SA
France Telecom SA
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SA, France Telecom SA, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical STMicroelectronics SA
Publication of EP1040580A1 publication Critical patent/EP1040580A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
    • H03K3/03—Astable circuits
    • H03K3/0315—Ring oscillators
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
    • H03K19/00369—Modifications for compensating variations of temperature, supply voltage or other physical parameters
    • H03K19/00384—Modifications for compensating variations of temperature, supply voltage or other physical parameters in field effect transistor circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
    • H03L7/0995—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop the oscillator comprising a ring oscillator
    • H03L7/0997—Controlling the number of delay elements connected in series in the ring oscillator

Definitions

  • CMOS output amplifier independent of the temperature, supply voltage and manufacturing quality of its transistors.
  • the present invention relates to output amplifiers of integrated circuits, and more particularly an output amplifier in CMOS technology, the operating speed of which may vary as a function of the environmental parameters of its transistors (temperature, supply voltage and quality Manufacturing).
  • An output amplifier is used to transmit electrical signals to the outside of a circuit. Generally, signals are supplied to electrical conductors (pins, tracks) similar to inductive and capacitive loads.
  • the function of the output amplifier is mainly to adapt the signal sent to the outside of the circuit to the power line receiving the signal.
  • FIG. 1 schematically represents an output amplifier 10 driving a generally capacitive load 12.
  • the amplifier 10 comprises a MOS switching transistor 14 with P channel connected between a supply voltage terminal Vdd and an output terminal O, and controlled by the output of an inverter 16.
  • a N-channel MOS switching transistor 18 is connected between ground and the output terminal O, and is controlled by the output of an inverter 20.
  • the inputs of the inverters 16 and 20 are connected together to an input terminal I.
  • the output amplifier must produce a signal of sufficient amplitude to be able to be interpreted as a logic signal.
  • the amplifier must charge and discharge capacity 12. The slope of the transition depends on the current which the amplifier can supply and on the value of capacity 12. If the current is insufficient and the operating frequency too high , the transition slope is too small for the required amplitude to be reached within a period.
  • the intrinsic conductivity of the transistors therefore the current that the transistors can supply, changes as a function of the temperature of the circuit, the value of the supply voltage and the manufacturing quality of the transistors, the latter depending on the progress of the stages of the manufacture of the integrated circuit.
  • an output amplifier we generally want to ensure that it operates at a predetermined frequency in a given range of temperatures and in a given range of voltage regardless of the quality of manufacture of the transistors. This leads to designing the transistors so that they have the required conductivity under the most unfavorable conditions (high temperature, low supply voltage, poor quality transistors). However, the real environment parameters of the transistors are never the most unfavorable. As a result, the output amplifiers are capable of supplying higher currents than required, so much so that they may produce too much noise at switching in some applications.
  • An object of the present invention is to provide a device making it possible to compensate for the variations in the characteristics of an output amplifier caused by a variation in its environment parameters.
  • the present invention provides a circuit, the operating speed of which varies as a function of the temperature, the supply voltage and the intrinsic quality of the transistors of the circuit, associated with a compensation circuit comprising a constant current source. providing a substantially constant current independent of the temperature, the supply voltage and the intrinsic quality of the circuit transistors, a variable current source providing a current which increases with the inverse of the temperature, the supply voltage and the intrinsic quality of the circuit transistors, and means for decreasing the operating speed of the circuit when the difference in currents produced by the first and second sources increases.
  • said means are provided for decreasing the speed of variation of control signals of transistors of the circuit when said difference in currents increases.
  • the circuit includes transistors
  • Switching MOS connected in parallel, and said means are provided to make a decreasing number of said transistors conductive at the same time when said current difference increases.
  • the circuit comprises inverters connected in a ring consisting of an oscillator, and said means are provided for increasing the number of inverters connected in the ring when said difference in currents increases.
  • the circuit comprises a first MOS transistor of a first type of conductivity connected between a first potential supply and an output terminal, and an inverter whose output terminal is connected to the gate of the transistor, the means for decreasing the speed comprising an adjustable current source connected between a second supply potential and a terminal supply of the inverter, a second supply terminal of the inverter being connected to the first supply potential.
  • the adjustable current source is a second MOS transistor of a second type of conductivity, controlled by a voltage varying in the opposite direction to said current difference.
  • said current difference is a digital signal carried over several control lines, a decreasing number of which is activated for discrete increasing values of the difference
  • the adjustable current source comprises a group of MOS transistors. of the second type of condutivity connected in parallel, each of which is controlled by one of the control lines.
  • the variable current source comprises a current mirror reproducing a current which passes through a second MOS transistor of the first type of conductivity connected to the first supply potential and whose gate is connected to the second potential. power supply, and each control line is connected to an output of a current mirror reproducing a constant current and to an output of a current mirror connected to reproduce the current of the variable current source according to a predetermined ratio, different for each command line.
  • the gate of each switching transistor is connected to an output of a current mirror reproducing a constant current and to an output of a current mirror connected to reproduce the current of the current source. variable according to a predetermined ratio, different for each command line.
  • said means produce a digital control signal carried over several control lines, only one line being activated at a time, the rank of the activated line increasing with said difference, the control lines being connected by so that each line activates a loop comprising an increasing number of inverters with the rank of the line.
  • FIG. 1 represents a conventional output amplifier
  • FIG. 2 schematically represents an embodiment of an output amplifier provided with means for reducing its operating speed according to the present invention
  • FIG. 3 represents a block diagram of a compensation device for reducing the operating speed of a circuit according to the present invention
  • FIG. 4 represents a source producing a current which decreases with temperature, which increases with supply voltage, and which increases with the intrinsic quality of the transistors which compose it
  • FIG. 5 represents a circuit producing a digital signal of difference between a constant current and a variable current
  • FIG. 6 represents a group of transistors achieving a conductivity chosen by a digital signal such as that produced by the circuit of FIG. 5
  • Figure 7 shows an analog embodiment of the digital devices of Figures 5 and 6
  • FIG. 8 represents an alternative embodiment of an output amplifier according to the present invention
  • FIG. 9 represents an application of a compensation device according to the present invention, to a ring oscillator.
  • the present invention consists in compensating for the increase in the intrinsic conductivity of the transistors using a current which increases with this intrinsic conductivity.
  • FIG. 2 represents an output amplifier 10 similar to that described in relation to FIG. 1.
  • the inverter 16 controlling the transistor 14 is, according to the invention, supplied between the supply voltage terminal Vdd and a device 22 of current limitation.
  • the inverter 20 is according to the invention supplied between a device 24 for limiting the current and the earth.
  • the switching speed at 1 of the output amplifier 10 depends on the speed with which the inverter 16 discharges the gate of the transistor 14.
  • the current limiting device 22 makes it possible to act on the current which flows through the inverter 16 when the latter discharges the gate of the transistor 14.
  • the device 22 is designed to provide a current which decreases when the P channel MOS transistors of the circuit see their intrinsic conductivity increase. This compensates for the increase in the intrinsic conductivity of transistor 14 by a decrease in the speed at which it is controlled.
  • the current limiting device 24 makes it possible to reduce the switching speed to 0 of the amplifier 10 by acting on the control of the transistor 18.
  • the device 24 is designed to be crossed by a current whose value decreases when the conductivity of the N-channel MOS transistors increases.
  • FIG. 3 represents a block diagram of a compensation device 22 or 24 represented in FIG. 2. It comprises a constant current source 26, a variable current source 28, and a subtractor 30 providing the difference Idif between the current Iref produced by the source 26 and that Imes produced by the source 28.
  • the subtractor 30 controls a device 32 establishes an adjustable current, proportional to the signal Idif.
  • the current source 26 provides a substantially constant current Iref independent of the environment parameters (EP) of the circuit, that is to say the temperature, the supply voltage, and the quality of the transistors of the circuit. .
  • a current source can for example be a band gap generator.
  • the variable current source 28 provides a measurement current Imes which increases when the conductivity of the MOS transistors increases as a result of variations in the environment parameters of the circuit. It is noted that when the environment parameters vary so that the intrinsic conductivity of the MOS transistors increases, that is to say that the variable current Imes increases, the current Idif decreases by causing a reduction in the current which crosses the device 32 and consequently a slowing down of the control of the corresponding transistor 14 or 18 of the amplifier.
  • FIG. 4 represents an example of the variable current source 28 of FIG. 3.
  • a P-channel measuring MOS transistor 34 is connected between the supply terminal Vdd and the input of a current mirror 36. The gate of transistor 34 is connected to ground.
  • the transistor 34 behaves like a voltage source
  • the output of the current mirror 36 produces the current Imes from the current source 28.
  • the current Imes is proportional to the current passing through the measurement transistor 34.
  • the circuit of FIG. 4 provides a measurement current Imes adapted to compensate for the variations in intrinsic conductivity of a P-channel MOS transistor, therefore of the transistor 14 of the output amplifier, since this current Imes depends on the conductivity of a MOS transistor 34 with P channel.
  • a circuit symmetrical to that of FIG. 4 is used, that is to say one whose transistors are of the inverted conductivity type and whose supply terminals are inverted.
  • FIG. 5 represents a digital embodiment of the current subtractor 30 of FIG. 3.
  • This subtractor 30 produces a digital difference signal Idif on several control lines, here 6, Idif 1 to Idif ⁇ .
  • Each Idif control line is connected to the output of a respective inverter INV whose input is connected to the connection node between a transistor T1 and a respective transistor T2.
  • the transistors Tl are output transistors of a current mirror Ml whose input transistor Tle receives the constant current Iref produced by the source 26 (FIG. 3).
  • the transistors Tl are all of the same dimensions so as to copy the current Iref with the same ratio.
  • the transistors T2 are output transistors of a current mirror M2, the input transistor T2e of which receives the variable current Imes produced by the source 28 (FIG. 3).
  • the transistors T2 of different dimensions so as to copy the current Imes with different ratios.
  • connection node of the two transistors When a transistor T2 is more conductive than the transistor T1 which is associated with it, the connection node of the two transistors is brought to a high potential, and the corresponding command line Idif is deactivated. Similarly, when a transistor T2 is less conductive than the transistor Tl which is associated with it, the connection node of the two transistors is brought to a low potential, and the corresponding command line Idif is activated.
  • the dimensions of the transistors T2 are chosen so that the number of transistors T2 more conductive than the associated transistors Tl increases with the current Imes and that when the current Imes corresponds to the most unfavorable conditions, no transistor T2 conducts more than the associated transistor Tl .
  • FIG. 6 represents an example of an adjustable current device 32 which can be controlled by the digital signal Idif supplied by the circuit of FIG. 5.
  • the device 32 comprises a group of N-channel T3 MOS transistors connected in parallel between a terminal IN input and an OUT output terminal.
  • the gate of a first T3 0 of these transistors is connected to the supply terminal and the gates of the other transistors are each connected to one of the control lines Idif 1 to Idif ⁇ .
  • the lines Idif 1 to Idif ⁇ are inactivated one after the other and the number of transistors in conduction in the device 32 decreases until only the first transistor T3 0 is in conduction and the device 32 conducts a minimum current.
  • FIG. 7 represents an analog embodiment of a current subtractor 30 as described in connection with FIG. 3.
  • a P-channel MOS transistor 26 connected between the supply terminal Vdd and a subtraction node S is controlled by a reference voltage Vref substantially constant as a function of the environmental parameters and establishes the reference current Iref.
  • An N-channel MOS transistor 38 establishing a measurement current Imes is connected between the subtraction node S and the ground. The transistor 38 is for example the output mirror of the current mirror 36 described in relation to FIG. 4.
  • FIG. 3 is here constituted by an N-channel MOS transistor connected in current mirror with the transistor 40.
  • This transistor 32 thus establishes a current which decreases when the measured current Imes increases.
  • the circuits of FIGS. 6 and 7 make it possible to adjust the current flowing through the inverter 16 to discharge the gate of the P-channel MOS transistor 14 from the amplifier.
  • the circuits symmetrical to those of FIGS. 6 and 7 are used, that is to say of which the transistors are of the conductivity reversed and whose supply terminals are interchanged.
  • FIG. 8 represents an output amplifier 42 according to a variant of the present invention.
  • the output amplifier 42 comprises a group 44 of P-channel MOS switching transistors, TRIO to TR16 connected in parallel between the supply terminal Vdd and the output terminal 0 and a group 48 of N-channel MOS switching transistors , TR20 to TR26, connected in parallel between ground and output terminal 0.
  • the gate of the first TRIO transistor of group 44 receives an input signal I via an inverter IV 1.
  • the gate of each transistor TRI 1 to TRI 6 is connected to be activated when the input signal I and an associated control signal Idif 1 to Idif ⁇ are activated.
  • the Idif control signals are for example produced by a current subtractor such as that of FIG. 5.
  • the transistors of group 48 are similarly controlled by a digital difference signal evolving as a function of the intrinsic conductivity of a MOS transistor at channel N.
  • the dimensions of the group 44 switching transistors are chosen so that the decrease in group conductivity due to the inactivation of one of its transistors compensates for the increase in intrinsic conductivity of the transistors.
  • group 48 is similar to that of group 44. It makes it possible to limit the speed at which the amplifier 42 can discharge a capacitance connected to its output 0 when the environment parameters of the transistors of the circuit become favorable.
  • the present invention can also be applied to circuits other than output amplifiers.
  • Figure 9 shows an application of the present invention to a ring oscillator.
  • the oscillator includes an odd number of inverters II to 17 connected in series.
  • the output of the first inverter II is connected to the input of the first inverter II by means of a switch Bl controlled by a control signal Cl.
  • the outputs of the inverters 13, 15, and 17 are connected to the input from the inverter II via respective switches B2 to B4 controlled by the control signals C2 to C4.
  • the control signals C1 to C4 are supplied by a control circuit 50 so that only one of the signals C1 to C4 is activated at a time, as a function of the value of the difference Idif between the constant current Iref and the variable current Imes.
  • the signals C1 to C4 can easily be produced from control signals such as the signals Idifl to Idif4 of FIG. 5.
  • the control circuit 50 is provided for, using the signals C and the switches B, to insert an increasing number of inverters in the oscillator loop when the Idif current difference increases.
  • an increase in the intrinsic conductivity of the transistors which would cause an increase in the frequency of an oscillator with a fixed number of inverters, is compensated by an increase in the number of inverters in the loop of the oscillator of FIG. 9.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Logic Circuits (AREA)
  • Dram (AREA)

Abstract

L'invention concerne un circuit dont la vitesse de fonctionnement varie en fonction de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité intrinsèque de transistors du circuit, associé à un circuit de compensation comprenant une source de courant constant (26) fournissant un courant sensiblement constant et indépendant de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité intrinsèque des transistors du circuit, une source de courant variable (28) fournissant un courant qui augmente avec l'inverse de la température, la tension d'alimentation et la qualité intrinsèque des transistors du circuit, et des moyens pour diminuer la vitesse de fontionnement du circuit lorsque la différence des courants produits par les première et deuxième sources augmente.

Description

Amplificateur de sortie CMOS indépendant de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité de fabrication de ses transistors.
La présente invention concerne les amplificatuers de sortie de circuits intégrés, et plus particulièrement un amplificateur de sortie en technologie CMOS dont la vitesse de fonctionnement est susceptible de varier en fonction des paramètres d'environnement de ses transistors (température, tension d'alimentation et qualité de fabrication). Un amplificateur de sortie est utilisé pour transmettre des signaux électriques vers l'extérieur d'un circuit. Généralement, des signaux sont fournis à des conducteurs électriques (broches, pistes) assimilables à des charges inductives et capacitives. La fonction de l'amplificateur de sortie est principalement d'adapter le signal émis vers l'extérieur du circuit à la ligne électrique recevant le signal. La figure 1 représente schématiquement un amplificateur de sortie 10 attaquant une charge généralement capacitive 12. L'amplificateur 10 comprend un transistor de commutation MOS 14 à canal P connecté entre une borne de tension d'alimentation Vdd et une borne de sortie O, et commandé par la sortie d'un inverseur 16. Un transistor de commutation MOS 18 à canal N est connecté entre la masse et la borne de sortie O, et est commandé par la sortie d'un inverseur 20. Les entrées des inverseurs 16 et 20 sont connectées ensemble à une borne d'entrée I.
L'amplificateur de sortie doit produire un signal de tension d'amplitude suffisante pour pouvoir être interprété comme un signal logique. A chaque transition, l'amplificateur doit charger et décharger la capacité 12. La pente de la transition dépend du courant que peut fournir l'amplificateur et de la valeur de la capacité 12. Si le courant est insuffisant et la fréquence de fonctionnement trop élevée, la pente de la transition est trop faible pour que l'amplitude requise soit atteinte à intérieur d'une période.
La conductivité intrinsèque des transistors, donc le courant que les transistors peuvent fournir, évolue en fonction de la température du circuit, de la valeur de la tension d'alimentation et de la qualité de fabrication des transistors, cette dernière dépendant du déroulement des étapes de la fabrication du circuit intégré. Lorsque l'on conçoit un amplificateur de sortie, on veut généralement garantir qu'il fonctionne à une fréquence prédéterminée dans une plage donnée de températures et dans une plage donnée de tension d'alimentation, quelle que soit la qualité de fabrication des transistors. Ceci conduit à concevoir les transistors de manière qu'ils aient la conductivité requise dans les conditions les plus défavorables (température élevée, basse tension d'alimentation, transistors de mauvaise qualité). Or, les paramètres d'environnement réels des transistors ne sont jamais les plus défavorables. Il en résulte que les amplificateurs de sortie sont capables de fournir des courants plus élevés que requis, à tel point qu'ils peuvent produire un bruit trop important à la commutation dans certaines applications.
Un objet de la présente invention est de prévoir un dispositif permettant de compenser les variations des caractéristiques d'un amplificateur de sortie provoquées par une variation de ses paramètres d'environnement.
Pour atteindre cet objet, la présente invention prévoit un circuit dont la vitesse de fontionnement varie en fonction de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité intrinsèque de transistors du circuit, associé à circuit de compensation comprenant une source de courant constant fournissant un courant sensiblement constant et indépendant de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité intrinsèque des transistors du circuit, une source de courant variable fournissant un courant qui augmente avec l'inverse de la température, la tension d'alimentation et la qualité intrinsèque des transistors du circuit, et des moyens pour diminuer la vitesse de fonctionnement du circuit lorsque la différence des courants produits par les première et deuxième sources augmente.
Selon un aspect de la présente invention, lesdits moyens sont prévus pour diminuer la vitesse de variation de signaux de commande de transistors du circuit lorsque ladite différence de courants augmente. Selon un aspect de la présente invention, le circuit comprend des transistors
MOS de commutation connectés en parallèle, et lesdits moyens sont prévus pour rendre conducteurs en même temps un nombre décroissant desdits transistors lorsque ladite différence de courants augmente.
Selon un aspect de la présente invention, le circuit comprend des inverseurs connectés en anneau consistuant un oscillateur, et lesdits moyens sont prévus pour accroître le nombre des inverseurs connectés dans l'anneau lorsque ladite différence de courants augmente.
Selon un aspect de la présente invention, le circuit comprend un premier transistor MOS d'un premier type de conductivité connecté entre un premier potentiel d'alimentation et une borne de sortie, et un inverseur dont la borne de sortie est reliée à la grille du transistor, les moyens pour diminuer la vitesse comprenant une source de courant réglable connectée entre un second potentiel d'alimentation et une borne d'alimentation de l'inverseur, une deuxième borne d'alimentation de l'inverseur étant reliée au premier potentiel d'alimentation.
Selon un aspect de la présente invention, la source de courant réglable est un deuxième transistor MOS d'un deuxième type de conductivité, commandé par une tension variant dans le sens inverse de ladite différence de courant.
Selon un aspect de la présente invention, ladite différence de courant est un signal numérique véhiculé sur plusieurs lignes de commande, dont un nombre décroissant est activé pour des valeurs croissantes discrètes de la différence, et la source de courrant réglable comprend un groupe de transistors MOS du deuxième type de condutivité connectés en parallèle, dont chacun est commandé par l'une des lignes de commande.
Selon un aspect de la présente invention, la source de courant variable comprend un miroir de courant reproduisant un courant qui traverse un deuxième transistor MOS du premier type de conductivité connecté au premier potentiel d'alimentation et dont la grille est connectée au deuxième potentiel d'alimentation, et chaque ligne de commande est reliée à une sortie d'un miroir de courant reproduisant un courant constant et à une sortie d'un miroir de courant connecté pour reproduire le courant de la source de courant variable selon un rapport prédéterminé, différent pour chaque ligne de commande.
Selon un aspect de la présente invention, la grille de chaque transistor de commutation est reliée à une sortie d'un miroir de courant reproduisant un courant constant et à une sortie d'un miroir de courant connecté pour reproduire le courant de la source de courant variable selon un rapport prédéterminé, différent pour chaque ligne de commande. Selon un aspect de la présente invention, lesdits moyens produisent un signal de commande numérique véhiculé sur plusieurs lignes de commande, une seule ligne étant activée à la fois, le rang de la ligne activée croissant avec ladite différence, les lignes de commande étant connectées de manière que chaque ligne active une boucle comprenant un nombre d'inverseurs croissant avec le rang de la ligne. Ces objects, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres de la présente invention seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titres non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles: la figure 1, précédemment décrite, représente un amplificateur de sortie classique; la figure 2 représente schématiquement un mode de réalisation d'un amplificateur de sortie muni de moyens pour diminuer sa vitesse de fonctionnement selon la présente invention; la figure 3 représente un schéma de principe d'un dispositif de compensation pour diminuer la vitesse de fonctionnement d'un circuit selon la présente invention; la figure 4 représente une source produisant un courant qui diminue avec la température, qui augmente avec la tension d'alimentation, et qui augmente avec la qualité intrinsèque des transistors qui le composent; la figure 5 représente un circuit produisant un signal numérique de différence entre un courant constant et un courant variable; la figur 6 représente un groupe de transistors réalisant une conductivité choisie par un signal numérique tel que celui produit par le circuit de la figure 5; la figure 7 représente un mode de réalisation analogique des dispositifs numériques des figures 5 et 6; la figure 8 représente une variante de réalisation d'un amplificateur de sortie selon la présente invention; et la figure 9 représente une application d'un dispositif de compensation selon la présente invention, à un oscillateur en anneau.
La présente invention consiste à compenser l'augmentation de la conductivité intrinsèque des transistors à l'aide d'un courant qui augmente avec cette conductivité intrinsèque.
La figure 2 représente un amplificateur de sortie 10 semblable à celui décrit en relation avec la figure 1. Cependant, l'inverseur 16 commandant le transistor 14 est selon l'invention alimenté entre la borne de tension d'alimentation Vdd et un dispositif 22 de limitation de courant. De même l'inverseur 20 est selon l'invention alimenté entre un dispositif 24 de limitation de courant et la masse.
La vitesse de commutation à 1 de l'amplificateur de sortie 10 dépend de la vitesse avec laquelle l'inverseur 16 décharge la grille du transistor 14. Le dispositif de limitation de courant 22 permet d'agir sur le courant qui traverse l'inverseur 16 lorsque celui ci décharge la grille du transistor 14. Lorsque le courant qui traverse le dispositif 22 diminue, la vitesse avec laquelle l'inverseur 16 décharge la grille du transistor 14 diminue, et la vitesse de commutation à 1 de l'amplificateur 10 diminue. Le dispositif 22 est prévu pour fournir un courant qui diminue lorsque les transistors MOS à canal P du circuit voient leur conductivité intrinsèque augmenter. On compense ainsi l'accroissement de la conductivité intrinsèque du transistor 14 par une diminution de la vitesse à laquelle il est commandé.
De même, le dispositif de limitation de courant 24 permet de faire diminuer la vitesse de commutation à 0 de l'amplificateur 10 en agissant sur la commande du transistor 18. Le dispositif 24 est conçu pour être tranversé par un courant dont la valeur diminue lorsque la conductivité des transistors MOS à canal N augmente.
La figure 3 représente un schéma de principe d'un dispositif de compensation 22 ou 24 représenté en figure 2. Il comprend une source de courant constant 26, une source de courant variable 28, et un soustracteur 30 fournissant la différence Idif entre le courant Iref produit par la source 26 et celui Imes produit par la source 28. Le soustracteur 30 commande un dispositif 32 établit un courant réglable, proportionnel au signal Idif.
La source de courant 26 fournit un courant Iref sensiblement constant et indépendant des paramètres d'environnement (EP) du circuit, c'est-à-dire de la température, de la tension d'alimentation, et de la qualité des transistors du circuit. Une telle source de courant peut par exemple être un générateur à bande interdite (band-gap).
La source de courant variable 28 fournit un courant de mesure Imes qui augmente lorsque la conductivité des transistors MOS augmente à la suite de variations des paramètres d'environnement du circuit. On remarque que lorsque les paramètres d'environnement varient de manière que la conductivité intrinsèque des transistors MOS augmente, c'est-à-dire que le courant variable Imes augmente, le courant Idif diminue en provoquant une diminution du courant qui traverse le dispositif 32 et en conséquence un ralentissement de la commande du transistor 14 ou 18 correspondant de l'amplificateur. La figure 4 représente un exemple de la source de courant variable 28 de la figure 3. Un transistor MOS de mesure 34 à canal P est connecté entre la borne d'alimentation Vdd et l'entrée d'un miroir de courant 36. La grille du transistor 34 est reliée à la masse. Ainsi, le transistor 34 se comporte comme une source de tension, la sortie du miroir de courant 36 produit le courant Imes de la source de courant 28. Le courant Imes est proportionnel au courant traversant le transistor de mesure 34. Lorsque la conductivité du transistor de mesure 34 augmente à la suite d'une évolution des paramètres d'environnement, le courant qui le traverse augmente et le courant de mesure Imes augmente corrélativement.
On remarque que le circuit de la figure 4 fournit un courant de mesure Imes adapté à compenser les variations de conductivité intrinsèque d'un transistor MOS à canal P, donc du transistor 14 de l'amplificateur de sortie, puisque ce courant Imes dépend de la conductivité d'un transistor MOS 34 à canal P. Afin de compenser les variations de conductivité intrinsèque du transistor MOS 18 à canal N de l'amplificateur de sortie, on utilise un circuit symétrique à celui de la figure 4, c'est-à-dire dont les transistors sont de type de conductivité inversé et dont les bornes d'alimentation sont interverties.
La figure 5 représente un mode de réalisation numérique du soustracteur de courant 30 de la figure 3. Ce soustracteur 30 produit un signal de différence Idif numérique sur plusieurs lignes de commande, ici 6, Idif 1 à Idifό. Chaque ligne de commande Idif est reliée à la sortie d'un inverseur respectif INV dont l'entrée est reliée au noeud de connexion entre un transistor Tl et un transistor T2 respectifs. Les transistors Tl sont des transistors de sortie d'un miroir de courant Ml dont le transistor d'entrée Tle reçoit le courant constant Iref produit par la source 26 (figure 3). Les transistors Tl sont tous de mêmes dimensions de façon à recopier le courant Iref avec un même rapport. Les transistors T2 sont des transistors de sortie d'un miroir de courant M2 dont le transistor d'entrée T2e reçoit le courant variable Imes produit par la source 28 (figure 3). Les transistors T2 de dimensions différentes de façon à recopier le courant Imes avec des rapports différents.
Lorsqu'un transistor T2 est plus conducteur que le transistor Tl qui lui est associé, le noeud de connexion des deux transistors est amené à un potentiel haut, et la ligne de commande Idif correspondante est inactivée. De même, lorsqu'un transistor T2 est moins conducteur que le transistor Tl qui lui est associé, le noeud de connexion des deux transistors est amené à un potentiel bas, et la ligne de commande Idif correspondante est activée.
Les dimensions des transistors T2 sont choisies de manière que le nombre transistors T2 plus conducteurs que les transistors Tl associés croisse avec le courant Imes et que lorsque le courant Imes correspond aux conditions les plus défavorables, aucun transistor T2 ne conduise plus que le transistor Tl associé. Ainsi, plus le courant Imes est élevé, c'est-à- dire plus les conditions de fonctionnement sont favorables, moins il y a de signaux Idif activés.
La figure 6 représente un exemple de dispositif 32 à courant réglable pouvant être commandé par le signal numérique Idif fourni par le circuit de la figure 5. Le dispositif 32 comprend un groupe de transistors MOS T3 à canal N connectés en parallèle entre une borne d'entrée IN et une borne de sortie OUT. La grille d'un premier T30 de ces transistors est reliée à la borne d'alimentation et les grilles des autres transistors sont reliées chacune à l'une des lignes de commande Idif 1 à Idifό. Lorsque le courant mesuré Imes augmente, les lignes Idif 1 à Idifό sont inactivées les unes après les autres et le nombre de transistors en conduction dans le dispositif 32 diminue jusqu'à ce que seul le premier transistor T30 soit en conduction et que le dispositif 32 conduise un courant minimum.
La figure 7 représente un mode de réalisation analogique d'un soustracteur de courant 30 tel que delui décrit en relation avec la figure 3. Un transistor MOS 26 à canal P relié entre la borne d'alimentation Vdd et un noeud de soustraction S est commandé par une tension de référence Vref sensiblement constante en fonction des paramètres d'environnement et établit le courant de référence Iref. Un transistor MOS 38 à canal N établissant un courant de mesure Imes est connecté entre le noeud de soustraction S et la masse. Le transistor 38 est par exemple le transistor de sortie du miroir de courant 36 décrit en relation avec la figure 4. Un transistor MOS 40 à canal N est connecté en diode entre le noeud de soustraction S et la masse. Le transistor 40 est traversé par un courant Idif tel que Idif = Iref - Imes. Le dispositif à courant réglable 32 de la figure 3 est ici constitué par un transistor MOS à canal N connecté en miroir de courant avec le transistor 40. Ce transistor 32 établit ainsi un courant qui décroît lorsque le courant mesuré Imes augmente. Les circuits des figures 6 et 7 permettent de régler le courant qui traverse l'inverseur 16 pour décharger la grille du transistor MOS 14 à canal P de l'amplificateur. Afin de régler le courant qui traverse l'inverseur 20 pour charger la grille du transistor MOS 18 à canal N, on utilise les circuits symétriques à ceux des figures 6 et 7, c'est-à-dire dont les transistors sont de types de conductivité inversés et dont les bornes d'alimentation sont interverties.
La figure 8 représente un amplificateur de sortie 42 selon une variante de la présente invention. L'amplificateur de sortie 42 comprend un groupe 44 de transistors de commutation MOS à canal P, TRIO à TR16 connectés en parallèle entre la borne d'alimentation Vdd et la borne de sortie 0 et un groupe 48 de transistors de commutation MOS à canal N, TR20 à TR26, connectés en parallèle entre la masse et la borne de sortie 0. La grille du premier transistor TRIO du groupe 44 reçoit un signal d'entrée I par l'intermédiaire d'un inverseur IV 1. La grille de chaque transistor TRI 1 à TRI 6 est connectée pour être activée lorsque le signal d'entrée I et un signal de commande Idif 1 à Idifό associé sont activés. Les signaux de commande Idif sont par exemple produits par un soustracteur de courant tel que celui de la figure 5. Les transistors du groupe 48 sont commandés de manière similaire par un signal numérique de différence évoluant en fonction de la conductivité intrinsèque d'un transistor MOS à canal N.
Lorsque tous les signaux de commande Idif 1 à Idifό sont actifs, tous les transistors de commutation du groupe 44 sont en conduction et le courant qui peut traverser l'amplificateur 42 est maximal. Ainsi, la vitesse à laquelle l'amplificateur 42 peut charger une capacité connectée à sa sortie 0, est maximale. Lorsque les signaux de commande Idif 1 à Idifό sont inactivés au fur et à mesure que la conductivité des transistors MOS à canal P augmente, le nombre de transistors activés du groupe 44 diminue, d'où il résulte que le conductivité du groupe 44 diminue et compense l'augmentation de conductivité intrinsèque des transistors MOS à canal P. Si aucun signal Idif n'est actif, seul le transistor TRIO est susceptible de conduire et assure la conductivité minimal du groupe 44.
Les dimensions des transistors de commutations du groupe 44 sont choisies pour que la diminution de conductivité du groupe due à l'inactivation de l'un de ses transistors compense l'augmentation de conductivité intrinsèque des transistors.
Le fonctionnement du groupe 48 est similaire à celui du groupe 44. Il permet de limiter la vitesse à laquelle l'amplificateur 42 peut décharger une capacité connectée à sa sortie 0 lorsque les paramètres d'environnement des transistors du circuit deviennent favorables.
La présente invention peut également être appliquée à d'autres circuits que des amplificateurs de sortie.
Ainsi, la figure 9 représente une application de la présente invention à un oscillateur en anneau. L'oscillateur comprend un nombre impair d'inverseurs II à 17 connectés en série. La sortie du premier inverseur II est reliée à l'entrée du premier inverseur Il par l'intermédiaire d'un commutateur Bl commandé par un signal de commande Cl. De même, les sorties des inverseurs 13, 15, et 17 sont connectées à l'entrée de l'inverseur II par l'intermédiaire de commutateurs respectifs B2 à B4 commandés par les signaux de commande C2 à C4.
Les signaux de commande Cl à C4 sont fournis par un circuit de commande 50 de manière qu'un seul des signaux Cl à C4 est activé à la fois, en fonction de la valeur de la différence Idif entre le courant constant Iref et le courant variable Imes. Les signaux Cl à C4 peuvent sans difficulté être produits à partir de signaux de commande tels que les signaux Idifl à Idif4 de la figure 5. Le circuit de commande 50 est prévu pour, à l'aide des signaux C et des commutateurs B, insérer un nombre croissant d'inverseurs dans la boucle de l'oscillateur lorsque la différence de courant Idif augmente. Ainsi, une augmentation de la conductivité intrinsèque des transistors qui entraînerait une augmentation de la fréquence d'un oscillateur à nombre fixe d'inverseurs, est compensée par une augmentation du nombre d'inverseurs dans la boucle de l'oscillateur de la figure 9.

Claims

REVENDICATIONS:
1. Circuit dont la vitesse de fonctionnement varie en fonction de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité intrinsèque de transistors du circuit, caractérisé en ce qu'il est associé à un circuit de compensation comprenant: une source de courant constant (26) fournissant un courant sensiblement constant et indépendant de la température, de la tension d'alimentation et de la qualité intrinsèque des transistors du circuit, une source de courant variable (28) fournissant un courant qui augmente avec l'inverse de la température, la tension d'alimentation et la qualité intrinsèque des transistors du circuit, et des moyens pour diminuer la vitesse de fonctionnement du circuit lorsque la différence des courants produits par les première et deuxième sources augmente.
2. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens (22, 24) sont prévus pour diminuer la vitesse de variation de signaux de commande de transistors du circuit lorsque ladite différence de courants augmente.
3. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des transistors MOS de commutation connectés en parallèle (44, 48), et en ce que lesdits moyens sont prévus pour rendre conducteurs en même temps un nombre décroissant desdits transistors lorsque ladite différence de courants augmente.
4. Circuit selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend des inverseurs (II, ..., 17) connectés en anneau constituant un oscillateur, et en ce que lesdits moyens (50, Bl, ..., B4) sont prévus pour accroître le nombre des inverseurs connectés dans l'anneau lorsque ladite différence de courants augmente.
5. Circuit selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend : un premier transistor MOS (14, 18) d'un premier type de conductivité connecté entre un premier potentiel d'alimentation et une borne de sortie, et un inverseur (16, 20) dont la borne de sortie est reliée à la grille du premier transistor, les moyens pour diminuer la vitesse comprenant une source de courant réglable connectée entre un second potentiel d'alimentation et une borne d'alimentation de l'inverseur, une deuxième borne d'alimentation de l'inverseur étant reliée au premier potentiel d'alimentation.
6. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que la source de courant réglable est un deuxième transistor MOS (32) d'un deuxième type de conductivité, commandé par une tension variant dans le sens inverse de ladite différence de courant.
7. Circuit selon la revendication 5, caractérisé en ce que : ladite différence de courant est un signal numérique véhiculé sur plusieurs lignes de commande (Idif 1 , ..., Idifό), dont un nombre décroissant est activé pour des valeurs croissantes discrètes de la différence, et la source de courant réglable comprend un groupe de transistors MOS (T3) du deuxième type de conductivité connectés en parallèle, dont chacun est commandé par l'une des lignes de commande.
8. Circuit selon la revendication 3 ou 7, caractérisé en ce que la source de courant variable (28) comprend un miroir de courant (36) reproduisant un courant qui traverse un deuxième transistor MOS (34) du premier type de conductivité connecté au premier potentiel d'alimentation et dont la grille est connectée au deuxième potentiel d'alimentation, et en ce que chaque ligne de commande est reliée à une sortie d'un miroir de courant (Ml) reproduisant un courant constant et à une sortie d'un miroir de courant (M2) connecté pour reproduire le courant de la source de courant variable selon un rapport prédéterminé, différent pour chaque ligne de commande.
9. Circuit selon la revendication 3, caractérisé en ce que la grille de chaque transistor de commutation est reliée à une sortie d'un miroir de courant (Ml) reproduisant un courant constant et à une sortie d'un miroir de courant (M2) connecté pour reproduire le courant de la source de courant variable selon un rapport prédéterminé, différent pour chaque ligne de commande.
10. Circuit selon la revendication 4, caractérisé en ce que lesdits moyens produisent un signal de commande numérique véhiculé sur plusieurs lignes de commande (Cl, C2, C3, C4), une seule ligne étant activée à la fois, le rang de la ligne activée croissant avec ladite différence, les lignes de commande étant connectées de manière que chaque ligne active une boucle comprenant un nombre d'inverseurs croissant avec le rang de la ligne.
EP99941464A 1998-07-21 1999-07-19 Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors Withdrawn EP1040580A1 (fr)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR9809436A FR2781621A1 (fr) 1998-07-21 1998-07-21 Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors
FR9809436 1998-07-21
PCT/EP1999/005339 WO2000005818A1 (fr) 1998-07-21 1999-07-19 Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1040580A1 true EP1040580A1 (fr) 2000-10-04

Family

ID=9528953

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP99941464A Withdrawn EP1040580A1 (fr) 1998-07-21 1999-07-19 Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors

Country Status (5)

Country Link
US (2) US6414516B1 (fr)
EP (1) EP1040580A1 (fr)
JP (1) JP2002521906A (fr)
FR (1) FR2781621A1 (fr)
WO (1) WO2000005818A1 (fr)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4262953B2 (ja) * 2002-09-19 2009-05-13 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 定電流源回路及びこれを使用するアクティブフィルタ
JP4282412B2 (ja) * 2003-09-02 2009-06-24 株式会社東芝 電流源回路
KR100743623B1 (ko) * 2004-12-22 2007-07-27 주식회사 하이닉스반도체 반도체 장치의 전류 구동 제어장치
TWI451697B (zh) * 2006-05-03 2014-09-01 Synopsys Inc 極低功率類比補償電路
US7876133B1 (en) * 2006-09-27 2011-01-25 Cypress Semiconductor Corporation Output buffer circuit
JP5747445B2 (ja) * 2009-05-13 2015-07-15 富士電機株式会社 ゲート駆動装置
CN108155901B (zh) * 2016-12-05 2023-11-24 中国工程物理研究院电子工程研究所 一种抗参数漂移反相器
CN110350878B (zh) * 2019-06-20 2023-05-23 佛山市顺德区蚬华多媒体制品有限公司 一种高灵敏度电流放大电路及其芯片

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0253914A1 (fr) * 1986-07-23 1988-01-27 Deutsche ITT Industries GmbH Etage driver push-pull à transistors à effet de champ à porte isolée comportant une compensation de la fluctuation des paramètres de fonctionnement et de la dispersion de fabrication
JPH01161916A (ja) * 1987-12-18 1989-06-26 Toshiba Corp 半導体集積回路
US4972101A (en) * 1989-09-19 1990-11-20 Digital Equipment Corporation Noise reduction in CMOS driver using capacitor discharge to generate a control voltage
JP3288727B2 (ja) * 1991-05-24 2002-06-04 株式会社東芝 出力回路
US5317287A (en) * 1992-07-16 1994-05-31 National Semiconductor Corporation Low-gain, range programmable, temperature compensated voltage controlled ring oscillator
JPH0774596A (ja) * 1993-08-31 1995-03-17 Mitsubishi Electric Corp リング発振器
US5428303A (en) * 1994-05-20 1995-06-27 National Semiconductor Corporation Bias generator for low ground bounce output driver

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO0005818A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2000005818A1 (fr) 2000-02-03
JP2002521906A (ja) 2002-07-16
US6724217B2 (en) 2004-04-20
US20020130684A1 (en) 2002-09-19
US6414516B1 (en) 2002-07-02
FR2781621A1 (fr) 2000-01-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FR2677793A1 (fr) Circuit pour produire une tension d'alimentation interne.
FR2819064A1 (fr) Regulateur de tension a stabilite amelioree
EP0658977B1 (fr) Amplificateur à gain variable
FR2731570A1 (fr) Circuit logique a etage differentiel
FR2755318A1 (fr) Circuit regulateur et dispositif a circuit integre a semi-conducteur le comprenant
EP1081572A1 (fr) Circuit d'alimentation à sélecteur de tension
FR2732837A1 (fr) Circuit d'amplification differentielle, circuit integre a semiconducteur le comprenant et procede d'enlevement de bruit correspondant
FR2672749A1 (fr) Amplificateur operationnel a transconductance a grande excursion de mode commun.
FR2547126A1 (fr) Circuit convertiseur de tension en courant
EP1380913A1 (fr) Régulateur de tension linéaire
WO2000005818A1 (fr) Amplificateur de sortie cmos independant de la temperature, de la tension d'alimentation et de la qualite de fabrication de ses transistors
FR2473234A1 (fr) Circuit a impedance electriquement variable et a compensation par reaction
EP0737003B1 (fr) Amplificateur de lecture de registre CCD
EP0022015B1 (fr) Dispositif amplificateur et procédé d'amplification pour audio-fréquences
FR2661290A1 (fr) Amplificateur de puissance notamment pour signaux carres.
EP0829796B1 (fr) Contrôleur de tension à sensibilité aux variations de température atténuée
EP0305301B1 (fr) Circuit compresseur de signal, en particulier pour appareil téléphonique
FR2539934A1 (fr) Dispositif pour apparier des commutateurs a transistors a effet de champ, par exemple pour un convertisseur numerique-analogique video
FR2577083A1 (fr) Amplificateur operationnel
FR2482382A1 (fr) Circuit a miroir de courant a haute impedance de sortie et a basse " perte de tension "
FR2682801A1 (fr) Circuit pour produire une tension d'alimentation en courant interne dans un dispositif de memoire a semiconducteurs.
FR3103333A1 (fr) Dispositif pour générer un courant
EP0715240B1 (fr) Régulateur de tension pour circuit logique en mode couple
EP0083529A2 (fr) Ensemble d'amplification pour tensions de fortes excursions et source de tension comprenant un tel ensemble d'amplifications
FR2789532A1 (fr) Generateur de rampe de tension et generateur de rampe de courant comprenant un tel generateur

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20000803

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: FRANCE TELECOM

Owner name: STMICROELECTRONICS S.A.

Owner name: KONINKLIJKE PHILIPS ELECTRONICS N.V.

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: FRANCE TELECOM

Owner name: STMICROELECTRONICS S.A.

Owner name: KONINKLIJKE PHILIPS ELECTRONICS N.V.

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION HAS BEEN WITHDRAWN

18W Application withdrawn

Withdrawal date: 20020711