EP1014029A2 - Detektorschaltung - Google Patents

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EP1014029A2
EP1014029A2 EP99124996A EP99124996A EP1014029A2 EP 1014029 A2 EP1014029 A2 EP 1014029A2 EP 99124996 A EP99124996 A EP 99124996A EP 99124996 A EP99124996 A EP 99124996A EP 1014029 A2 EP1014029 A2 EP 1014029A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
capacitor
detector
signal
circuit
detector circuit
Prior art date
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EP99124996A
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English (en)
French (fr)
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EP1014029A3 (de
EP1014029B1 (de
Inventor
Martin Regensburger
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Diehl BGT Defence GmbH and Co KG
Original Assignee
Diehl Munitionssysteme GmbH and Co KG
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Publication of EP1014029A2 publication Critical patent/EP1014029A2/de
Publication of EP1014029A3 publication Critical patent/EP1014029A3/de
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Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F42—AMMUNITION; BLASTING
    • F42C—AMMUNITION FUZES; ARMING OR SAFETY MEANS THEREFOR
    • F42C13/00—Proximity fuzes; Fuzes for remote detonation
    • F42C13/02—Proximity fuzes; Fuzes for remote detonation operated by intensity of light or similar radiation

Definitions

  • the invention relates to a detector circuit according to the preamble of claim 1.
  • Such a detector circuit is from DE 2456162 A1 in the form of a bandpass filter known, which is operated via a preamplifier from an optronic detector element, which is an optronic sensor in a radiation-sensitive voltage divider.
  • the center tap of a radiation-sensitive voltage divider in each case one amplifier is driven in order to have a plurality of detector elements the number of housing bushings through single-pole interconnection within the housing to be able to reduce.
  • the detector elements are thermal Radiation-sensitive sensors.
  • the generic detector circuit is intended to be a useful signal for further processing in a Provide evaluation circuit, which is preferably an ignition trigger circuit according to DE-PS 3410942 or DE-PS 3210207 with u.a. a radiation sensitive Voltage divider acts.
  • the function of the radiation-sensitive voltage divider is based on the fact that at the center tap upcoming DC signal level depending on the irradiation of the detector element fluctuates, generally due to greater conductivity with more intense radiation sinks.
  • This excitation-dependent level drop superimposed on a DC voltage level is referred to here as the detector signal, which is to be emitted by means of the detector circuit Useful signal is implemented.
  • a disadvantage of the generic detector circuit is in particular that in the filter stage with its high-pass behavior to separate the fluctuating detector signal from the DC signal levels are particularly annoying because of long-lasting capacitive recharging processes occur when the lowest possible high-pass cut-off frequency is sought, such as with Use of this detector circuit in a search detonator sensor for target acquisition. So if for example a strong but only momentary excitation of the detector element by the recorded one Irradiation takes place (as in the case of a flash of light with an optronic detector element or when swinging away over a local conflagration with one thermal detector element), then that has in the longitudinal capacity of the high-pass filter Shifting a very large amount of charge.
  • the high transfer time constant due to Low high-pass cut-off frequency means that the longitudinal capacitance is strongly charged only decelerates to the extent of the reduced excitation; while one on the strong excitation following reduced excitation because of the large charge transfer time constant of the Longitudinal capacitance and the resulting long-term overload of the signal amplifier following it is initially not evaluated at all until the coupling capacity is charged with the long time constant back to the potential of the sensor-related potential fluctuations has broken down.
  • the object of the invention is a detector circuit Generic type with as little effort as possible on components to further develop that in it a high pass-related recovery time - namely after only a short time extreme excitation of at least one of its detector elements - is shortened as much as possible to have normal operation available again soon after the overexcitation has subsided.
  • the opposite overshoot of the detector signal becomes more abrupt Termination of overexcitation detected by a trigger circuit to a switching distance, which branches between the longitudinal capacitance and a signal amplifier following it and above it with a short time constant the potential at the capacitor from saturation lead back to below the clipping limit of the downstream signal amplifier.
  • the signal amplifier can then again operate in accordance with the current fluctuation of the Detector signals are driven and deliver a correspondingly amplified useful signal.
  • the Dead time after the overexcitation has subsided is many times (in the order of magnitude) of a thousand times) less than if the sinking of the capacitor charge and thus the Input level at the signal amplifier according to the exponential function with the very large one Time constant would have to be waited for, the target low frequency is specified.
  • this dead time is inventively shortened to a small fraction by decaying the overexcitation on the input side the capacitor in front of the signal amplifier quickly over a low-resistance switching path is forcibly discharged until the potential has returned to that of the voltage divider tapped DC component corresponds. It is this that is forced over the switching path Potential in practice around the virtual ground potential at the entrance of the high pass downstream operational amplifier.
  • forced transfer can also be initiated under software control, which is particularly advantageous if none over a longer period of time usable useful signals have occurred because possibly a permanently high level of the sensor has led to an overload of the coupling capacitor.
  • the sensor 10 of the detector circuit 11 shown in FIG. 1 essentially consists of an input-side radiation-sensitive voltage divider 12 with the physical Detector element 18 and a sensitive preamplifier 13 connected downstream Sensor 10 is, via a high pass 14 as a DC voltage lock, for AC signal amplification an operational amplifier 15 is connected downstream, the resulting from the fluctuations in the detector signal 24 useful output signal 17 controls an evaluation circuit 16.
  • the radiation-sensitive voltage divider 12 essentially consists of the series connection of the detector element 18 and a trimming resistor 19. The latter is used for synchronism adjustment, if several sensors 10 or detector circuits 11 are operated in parallel are (see also DE-PS 3410942) to control the evaluation circuit 16 multi-channel.
  • This DC signal level 21 changes when the detector element 18 due to radiation 22 e.g. becomes lower resistance, which means that it provides a detector signal 24.
  • This fluctuation 24 superimposed on the DC signal level 21 for signal 17 to be implemented at the output of detector circuit 11 is of the order of magnitude of typically only about 1 mV.
  • the preamplifier 13 follows as closely as possible behind the detector element 18 and thus practically directly at the voltage divider center tap 20 in the circuit design for a comparatively low gain factor of the order of only about Ten "so that no overdriving occurs despite the high DC signal level 21 on the input side in relation to the detector signal 24.
  • the high pass 14 can simply be connected in series from a series capacitor 25 and one Resistor 26 exist, which is the series resistor in the signal amplifier 15 can act.
  • CxR determines the reload time constant of the capacitor 25 and thus the lower or corner frequency in the filtering effect of this High pass filter 14.
  • For the practical implementation of such a detector circuit 11 is in To aim for the lowest possible base frequency with regard to the dynamics of the radiation fluctuation, approximately in the order of 10 Hz. This requires the design of the capacitor 25 with a comparatively very high capacity, the time constant for such a to achieve a low corner frequency with a sufficiently small series resistor 26, since with the size of the resistance value, the dynamic noise power which is interfering with the useful signal 17 would increase in the useful signal 17.
  • the inverting operational amplifier 28 of the signal amplifier circuit 15 has the AC voltage supply with respect to the series resistor 26 is a proportional circuit 27 on, designed for the greatest possible gain (in the order of 200) is to feed the evaluation circuit 16 with a high-amplitude useful signal 17 can.
  • An additional capacitive feedback 29 causes due to their short circuit high frequencies for amplification up a frequency limit. With one on Supply voltage + U placed variable resistor 30 becomes the operating point of the Amplifier operation set.
  • the detector signal 24 makes a correspondingly steep deflection (FIG. 3) relative to DC signal level 21. This is followed by a correspondingly steep and strong opposite Overshoot of the detector signal 24 when the intensive radiation ends abruptly.
  • the caused in the capacitor 25 in each case high charge transhipping processes, which is to be understood as the return to the voltage value, that of the voltage divider 12 equal share delivered.
  • the result of such a long reloading process is that the useful signal 17 from the signal amplifier 15 is already one decayed radiation excitation can only follow again when the transhipment in the capacitor 25 has subsided below the overload limit of the amplifier 15.
  • the switching path 31 can also be the series resistor 26 bridge; because it is crucial that stationary again as soon as possible after the overexcitation Conditions prevail, which are characterized in that due to a lack of current flow over the Series resistor 26 behind the series capacitor 25, the virtual ground potential of the input of the amplifier 28 prevails. Because bridging the series resistor 26 but only that would switch through virtual ground potential, the switching path 31 works to the circuit ground towards (as drawn) more reliable because more stable.
  • this switching path 31 is an electronic switch approximately in construction a field effect transistor, then provides a bias circuit 32 of the drawn Art sure by means of their diode voltage drop that at the driven gate of Field effect transistor 33 has the necessary potential for that when switched on
  • the ground potential also extends behind the capacitor 25.
  • the discharge path resistance in the order of magnitude of typically only around 7 ⁇ results even with very large capacitance of the series capacitor 25 has a sufficiently small recharging time constant of typically shorter than 30 ⁇ s, compared to an order of magnitude of 30 ms when charging via the higher resistance 26.
  • the feedback of the potential at the capacitor 25 but cannot be initialized by the trigger circuit 35. Because even without a clear moment Overdriving can result in prolonged strong radiation on sensor 10 Charging the capacitor 25 lead, with the result that the signal amplifier 15 longer Time is overridden and therefore does not provide a useful signal 17. If in the evaluation circuit 16, In other words, in software terms, a longer absence of any useful signals 17 was found it is appropriate, e.g. a discharge signal 40 from the evaluation circuit 16 to discharge the capacitor 25 via the low-resistance path 31. This is ensured that the input level of the signal amplifier 15 again within the modulation range 39 lies, the absence of useful signals 17 is not due to a loading blockage of the Isolation capacitor 25 is due.

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Abstract

Die Detektorschaltung (11) eines strahlungsempfindlichen Sensors (10) mit kapazitiver Hochpaß-Kopplung (14) zwischen Vorverstärker (13) und Signalverstärker (15) wird wegen der großen Filter-Zeitkonstante des Längs-Kondensators (25) auch noch nach Beendigung einer Übererregung für längere Zeit (T2) blockiert, weil der Kondensator (25) nur langsam umgeladen wird und deshalb der ihm folgende Signalverstärker (15) zunächst noch übersteuert bleibt, bis der Kondensator (25) wieder auf einen Gleichspannungspegel im Aussteuerbereich (39) des Signalverstärkers (15) umgeladen ist. Diese Totzeitspanne (T2) wird jedoch auf einen kleinen Bruchteil (T1) verkürzt, wenn mit Beendigung der eingangsseitigen Übererregung der Kondensator (25) ausgangsseitig, also vor dem Signalverstärker (15), zum Potentialabbau über eine niederohmige Schaltstrecke (31) zwangsweise auf das - virtuelle - Massepotential am Verstärkereingang zurückgeführt wird. Solche Umladung kann außerdem softwaregesteuert ausgelöst werden, wenn über eine längere Zeitspanne hinweg keine verwertbaren Nutzsignale (17) aufgetreten sind, weil beispielsweise eine permanent hohe Aussteuerung des Sensors (10) zu einer zu starken Potentialverschiebung am Koppelkondensator (25) geführt hat. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine Detektorschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Eine derartige Detektorschaltung ist aus der DE 2456162 A1 in Form eines Bandpassfilters bekannt, der über einen Vorverstärker aus einem optronischen Detektorelement betrieben wird, welches als optronischer Fühler in einem strahlungsempfindlichen Spannungsteiler liegt.
Nach der EP 0 315 855 A1 wird vom Mittenabgriff eines strahlungsempfindlichen Spannungsteilers jeweils ein Verstärker angesteuert, um bei Vorhandensein mehrerer Detektorelemente die Zahl an Gehäusedurchführungen durch einpolige Zusammenschaltung innerhalb des Gehäuses reduzieren zu können. Dort handelt es sich bei den Detektorelementen um auf thermische Strahlung ansprechende Fühler.
Die gattungsgemäße Detektorschaltung soll ein Nutzsignal für die Weiterverarbeitung in einer Auswerteschaltung zur Verfügung stellen, bei der es sich bevorzugt um eine Zündauslöserschaltung gemäß DE-PS 3410942 oder auch DE-PS 3210207 mit u.a. einem strahlungsempfindlichen Spannungsteiler handelt.
Die Funktion des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers beruht darauf, daß der am Mittenabgriff anstehende Gleichsignalpegel in Abhängigkeit von der Bestrahlung des Detektorelementes schwankt, im allgemeinen aufgrund größerer Leitfähigkeit bei intensiverer Bestrahlung sinkt. Dieser einem Gleichspannungspegel überlagerte, anregungsabhängige Pegeleinbruch wird hier als das Detektorsignal bezeichnet, das mittels der Detektorschaltung in das abzugebende Nutzsignal umgesetzt wird.
Nachteilig an der gattungsgemäßen Detektorschaltung ist insbesondere, daß in der Filterstufe mit ihrem Hochpassverhalten zum Abtrennen des schwankenden Detektorsignales vom Gleichsignalpegel vor allem dann störende, da lang andauernde kapazitive Umladevorgänge auftreten, wenn eine möglichst niedrige Hochpass-Eckfrequenz angestrebt wird, wie etwa beim Einsatz dieser Detektorschaltung in einem Suchzünder-Sensor zur Zielakquisition. Wenn also zum Beispiel eine starke aber nur momentane Anregung des Detektorelementes durch die aufgenommene Bestrahlung erfolgt (wie im Falle eines Lichtblitzes bei einem optronischen Detektorelement oder beim Hinwegschwenken über eine lokal begrenzte Feuersbrunst mit einem thermischen Detektorelement), dann hat das in der Längskapazität des Hochpass-Filters die Verschiebung einer sehr großen Ladungsmenge zur Folge. Diese Potentialverschiebung muß möglichst rasch wieder rückgängig gemacht werden, wenn die extreme Strahlungsanregung beendet ist, damit die Detektorschaltung dann wieder ein Nutzsignal liefert, das der normalen Intensität real interessierender Strahlungsquellen folgt. Die hohe Umladezeitkonstante aufgrund niedriger Hochpass-Eckfrequenz bedingt aber, daß die starke Aufladung der Längskapazität nur verzögert auf das Maß der reduzierten Anregung zurückgeht; während eine auf die starke Anregung folgende reduzierte Anregung wegen der großen Umladezeitkonstante der Längskapazität und daraus resultierend lang andauernder Übersteuerung des ihr folgenden Signalverstärkers zunächst überhaupt nicht ausgewertet wird, bis die Aufladung der Koppelkapazität sich mit der langen Zeitkonstante wieder auf das Potential der sensorbedingten Potentialschwankungen abgebaut hat.
Nachteilig ist also auch, daß der dem Hochpass nachgeschaltete Signalverstärker von einem großen Verschiebestrom sofort übersteuert und dann zunächst noch in der Übersteuerung gehalten wird, bis die Umladevorgänge gemäß der gegebenen Zeitkonstante wieder hinreichend abgeklungen sind. Der Signalverstärker kommt dadurch erst wieder in seinen linearen Arbeitsbereich, zur Abgabe eines verwertbaren Nutzsignales, wenn die extreme Detektoranregung längst abgeklungen ist; mit der Folge, daß während einer gewissen Zeitspanne auch nach dem Abklingen der extremen Anregung die sensorisch erfaßten normalen Umfeldgegebenheiten noch nicht wieder verarbeitet werden können. Diese Problematik ist in der Praxis um so gravierender, als der abgleichbedingt relativ hohe Gleichsignalpegel am Mittenabgriff des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers keine hohe Vorverstärkung vor dem Hochpass zuläßt, weil Gleichlauffehler in parallel arbeitenden Sensoren sonst zu sehr verstärkt würden; während anderseits im Interesse einer Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses im Nutzsignal eine Vorstärkung anzustreben wäre.
In Erkenntnis dieser Gegebenheiten liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Detektorschaltung gattungsgemäßer Art unter möglichst geringem Aufwand an Bauteilen dahingehend weiterzubilden, daß in ihr eine hochpassbedingte Erholungszeit - nämlich nach nur kurzzeitig extremer Anregung wenigstens eines ihrer Detektorelemente - möglichst verkürzt wird, um alsbald nach Abklingen der Übererregung wieder die normale Betriebsweise verfügbar zu haben.
Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die gattungsgemäße Detektorschaltung nach dem Kennzeichnungsteil des Hauptanspruches ausgelegt ist.
Dieser Lösung zufolge wird das gegensinnige Überschwingen des Detektorsignales bei abrupter Beendigung der Übererregung von einer Triggerschaltung erfaßt, um eine Schaltstrecke, die zwischen der Längskapazität und einem ihr folgenden Signalverstärker abzweigt, zu schließen und darüber mit kurzer Zeitkonstante das Potential am Kondensator aus der Sättigung zurück bis unter die Übersteuerungsgrenze des nachgeschalteten Signalverstärkers zu führen. Damit kann dann der Signalverstärker wieder nach Maßgabe der aktuellen Schwankung des Detektorsignales ausgesteuert werden und ein entsprechend verstärktes Nutzsignal liefern. Die Totzeit nach dem Abklingen der Übererregung ist so um ein Vielfaches (in der Größenordnung des Tausendfachen) geringer, als wenn das Absinken der Kondensatorladung und damit des Eingangspegels am Signalverstärker nach Maßgabe der Exponentialfunktion mit der sehr großen Zeitkonstante abgewartet werden müßte, die für die angestrebte niedrige Eckfrequenz vorgegeben ist.
Weil also die Detektorschaltung eines strahlungsempfindlichen Sensors mit kapazitiver Hochpaß-Kopplung zwischen Vorverstärker und Signalverstärker wegen der großen Filter-Zeitkonstante des Längs-Kondensators auch noch nach Beendigung einer Übererregung für längere Zeit blockiert ist, während der Kondensator noch umgeladen wird, und der ihm folgende Signalverstärker deshalb noch übersteuert bleibt, bis das Potential am Kondensator wieder einen hinreichend niedrigen Wert angenommen hat, wird erfindungsgemäß diese Totzeitspanne auf einen kleinen Bruchteil verkürzt, indem mit Abklingen der eingangsseitigen Übererregung der Kondensator vor dem Signalverstärker über eine niederohmige Schaltstrecke rasch zwangsentladen wird, bis sich wieder das Potential eingestellt hat, das dem vom Spannungsteiler abgegriffenen Gleichanteil entspricht. Es handelt sich bei diesem über die Schaltstrecke erzwungenen Potential in der Praxis um das virtuelle Massepotential am Eingang des dem Hochpaß nachgeschalteten Operationsverstärkers. Insofern stellt der Umladevorgang am Koppelkondensator eine zwangsweise rasche Rückführung der Kondensatorladung auf das Ausgangspotential dar, das durch den verstärkten Gleichanteil aus dem Sensor vorgegeben ist. Solche Zwangsumladung kann außer über die Triggerschaltung auch softwaregesteuert initiiert werden, was insbesondere dann vorteilhaft ist, wenn über eine längere Zeitspanne hinweg keine verwertbaren Nutzsignale aufgetreten sind, weil möglicherweise eine permanent hohe Aussteuerung des Sensors zu einer Überladung des Koppel-Kondensators geführt hat.
Zusätzliche Alternativen und Weiterbildungen sowie weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich - auch unter Berücksichtigung auch der Darlegungen in der beigefügten Zusammenfassung - aus nachstehendem Beispiel eines in der Zeichnung schaltungstechnisch unter Beschränkung auf das Wesentliche etwas abstrahiert dargestellten bevorzugten Realisierungsspiels zur erfindungsgemäßen Lösung. In der Zeichnung zeigt:
Fig. 1
eine übersteuerungsempfindliche Detektorschaltung mit kapazitivem Hochpaß vor ihrem Signalverstärker,
Fig. 2
eine Triggerschaltung zum raschen zwangsweisen Rückführen der Schaltung nach Fig. 1 aus der Übersteuerung und
Fig. 3
ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Darstellung des prinzipiellen Verhaltens der Detektorschaltung nach Fig. 1 ohne und mit Einwirkung der Triggerschaltung nach Fig. 2.
Der Sensor 10 der in Fig. 1 dargestellten Detektorschaltung 11 besteht im wesentlichen aus einem eingangsseitigen strahlungsempfindlichen Spannungsteiler 12 mit dem physikalischen Detektorelement 18 und einem ihm nachgeschalteten empfindlichen Vorverstärker 13. Diesem Sensor 10 ist, über einen Hochpass 14 als Gleichspannungssperre, zur Wechselsignalverstärkung ein Operationsverstärker 15 nachgeschaltet, dessen so aus den Schwankungen des Detektorsignales 24 gewonnenes Ausgangs-Nutzsignal 17 eine Auswerteschaltung 16 ansteuert.
Der strahlungsempfindliche Spannungsteiler 12 besteht im Wesentlichen aus der Reihenschaltung des Detektorelementes 18 und eines Trimmwiderstandes 19. Letzterer dient der Gleichlauf-Einstellung, wenn mehrere Sensoren 10 bzw. Detektorschaltungen 11 parallel betrieben werden (vgl. auch DE-PS 3410942), um die Auswerteschaltung 16 mehrkanalig anzusteuern.
Je nach der Arbeitscharakteristik des konkret eingesetzten Detektorelementes 19 liefert der Mittenabgriff 20 des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers 12 bei nicht bestrahltem Detektorelement 18 einen mehr oder wenigen hohen Ruhe-Gleichsignalpegel 21 in der typischen Größenordnung zwischen 10 mV und 300 mV. Dieser Gleichsignalpegel 21 ändert sich, wenn das Detektorelement 18 infolge Bestrahlung 22 z.B. niederohmiger wird, was bedeutet, daß es ein Detektorsignal 24 liefert. Diese dem Gleichsignalpegel 21 überlagerte Schwankung 24, die zum Signal 17 am Ausgang der Detektorschaltung 11 umgesetzt werden soll, liegt in der Größenordnung von typisch nur etwa 1 mV.
Im Interesse eines guten Nutz/Stör-Signalverhältnisses des Sensors 10 folgt im schaltungstechnischen Aufbau möglichst dicht hinter dem Detektorelement 18 und damit praktisch unmittelbar am Spannungsteiler-Mittenabgriff 20 der Vorverstärker 13. Es handelt sich um einen nicht-invertierend betriebenen Operationsverstärker mit rein ohmscher Proportionalbeschaltung 23 für einen vergleichsweise geringen Verstärkungsfaktor in der Größenordnung von nur etwa
Figure 00050001
Zehn", damit trotz des eingangsseitig im Verhältnis zum Detektorsignal 24 hohen Gleichsignalpegels 21 keine Übersteuerung auftritt.
Die eigentliche Nutzverstärkung zum Ausgangssignal 17 der Detektorschaltung 11 erfolgt erst im invertierend betriebenen Signalverstärker 15, nachdem mittels des als Gleichstromsperre wirkenden Hochpasses 14 das strahlungsabhängig schwankende Detektorsignal 24 vom Gleichsignalpegel 21 getrennt wurde.
Der Hochpass 14 kann einfach als Reihenschaltung aus einem Längs-Kondensator 25 und einem Widerstand 26 bestehen, bei welchem es sich um den Vorwiderstand im Signalverstärker 15 handeln kann. Das Produkt deren Bemessungen CxR bestimmt die Umlade-Zeitkonstante des Kondensators 25 und damit die untere oder Eck-Frequenz in der Filterwirkung dieses Hochpasses 14. Für die praktische Realisierung einer solchen Detektorschaltung 11 ist in Hinblick auf die Dynamik der Strahlungsschwankung eine möglichst niedrige Eckfrequenz anzustreben, etwa in der Größenordnung von 10 Hz. Das bedingt die Auslegung des Kondensators 25 mit einer vergleichsweise sehr hohen Kapazität, um die Zeitkonstante für eine derart niedrige Eckfrequenz mit hinreichend kleinem Vorwiderstand 26 zu erzielen, da mit der Größe des Widerstandswertes die dem Nutzsignal 17 störend überlagerte dynamische Rauschleistung im Nutzsignal 17 ansteigen würde.
Der invertierend betriebene Operationsverstärker 28 der Signalverstärkerschaltung 15 weist für die Wechselspannungsspeisung bezüglich des Vorwiderstandes 26 eine Proportionalbeschaltung 27 auf, die für eine möglichst große Verstärkung (in der Größenordnung von 200) ausgelegt ist, um die Auswerteschaltung 16 mit einem amplitudenstarken Nutzsignal 17 speisen zu können. Eine zusätzliche kapazitive Rückkopplung 29 bewirkt infolge ihres Kurzschlusses bei hohen Frequenzen für die Verstärkung eine Frequenzbegrenzung nach oben. Mit einem auf Versorgungsspannung +U gelegten veränderbaren Widerstand 30 wird der Arbeitspunkt des Verstärkerbetriebes eingestellt.
Wenn infolge vorübergehend sehr starker Bestrahlung 22 wenigstens eines der Detektorelemente 18 der parallel auf die Auswertung 16 arbeitenden Detektorschaltungen extrem stark angeregt wird, macht das Detektorsignal 24 einen entsprechend steilen Ausschlag (Fig.3) relativ zum Gleichsignalpegel 21. Dem folgt ein entsprechend steiles und starkes gegensinniges Überschwingen des Detektorsignales 24 bei abruptem Ende der intensiven Bestrahlung. Das bedingt im Kondensator 25 jeweils von hohen Ladungsspitzen ausgehende Umladevorgänge, worunter das Zurückführen auf den Spannungswert zu verstehen ist, der dem vom Spannungsteiler 12 gelieferten Gleichanteil entspricht. Die Folge eines solchen lang andauernden Umladevorganges ist, daß das Nutzsignal 17 aus dem Signalverstärker 15 einer unterdessen bereits wieder abgeklungenen Strahlungsanregung erst dann wieder folgen kann, wenn die Umladung im Kondensator 25 unter die Übersteuerungsgrenze des Verstärkers 15 abgeklungen ist. Daraus resultiert eine viel zu lange über das Abklingen der extremen Anregung hinaus andauernde Totzeit. Man könnte zwar daran denken, die Amplitude des Überschwingens mittels einer schaltungstechnisch aufwendigen und betriebstechnisch kritischen Gegenkopplung zu begrenzen; aber das wünschenswerte rasche Wiedereinsetzen der Ansprechfähigkeit des Sensors 10 würde dadurch noch nicht erreicht, weil der Hochpass 14 dann lediglich bei verringerter Amplitude übersättigt blieb, bis sein Kondensator 25 sich nach Maßgabe der Beschaltungs-Zeitkonstante wieder umgeladen hat.
Deshalb wird gemäß vorliegender Erfindung diese Umladung und damit praktisch die Wieder-Freigabe der Funktion des Sensors 10 dadurch unmittelbar mit Abklingen der detektorseitigen extremen Anregung erzwungen, daß der Kondensator 25 vor der Signalverstärkerschaltung 15 über eine vergleichsweise niedrigohmige Schaltstrecke 31 und somit bei kleiner Zeitkonstante direkt auf Massepotential gelegt wird. Die Schaltstrecke 31 kann auch den Vorwiderstand 26 überbrücken; denn entscheidend ist, daß möglichst bald nach der Übererregung wieder stationäre Zustände herrschen, die dadurch gekennzeichnet sind, daß mangels Stromflusses über den Vorwiderstand 26 hinter dem Längskondensator 25 das virtuelle Massepotential des Einganges des Verstärkers 28 herrscht. Weil eine Überbrückung des Vorwiderstandes 26 aber nur das virtuelle Massepotential durchschalten würde, arbeitet die Schaltstrecke 31 zur Schaltungsmasse hin (wie gezeichnet) zuverlässiger da stabiler.
Wenn es sich bei dieser Schaltstrecke 31 um einen elektronischen Schalter etwa in der Bauweise eines Feldeffekt-Transistors handelt, dann stellt eine Vorspannungsschaltung 32 der gezeichneten Art mittels ihres Dioden-Spannungsabfalles sicher, daß am angesteuerten Gate des Feldeffekttransistors 33 das notwendige Potential dafür herrscht, daß bei durchgeschalteter Strecke das Massepotential auch hinter den Kondensator 25 gelangt. Der Ableit-Streckenwiderstand in der Größenordnung von typisch nur um 7 Ω ergibt auch bei sehr großer Kapazität des Längskondensators 25 eine hinreichend kleine Umladezeitkonstante von typisch kürzer als 30 µs, gegenüber einer Größenordnung von 30 ms bei Umladung über den höheren Widerstand 26.
Für dieses zwangsweise Zurückführen des Potentials am Längskondensator 25 in dessen stationären Zustand sogleich bei Beendigung der Übererregung wird der Feldeffekttransistor 33 über die Vorspannungsschaltung 32 von einer spannungsgesteuerten Triggerschaltung 35 durchgeschaltet, die eine Widerstands-Brückenschaltung 36 aus zwei parallelgeschalteten Spannungsteilern für die beiden Eingangsschwellen enthält. Der so über ihrer Diagonalen liegende Komparator 37 weist eine kapazitive Mitkopplung für das Zeitverhalten des Ansprechens und eine zum Vorwiderstand parallele Diode für eine Unsymmetrie des Ansprechverhaltens auf Die Triggerschaltung 31 spricht an, wenn wenigstens eine der parallel betriebenen Detektorschaltungen 11 übersteuert wird und dadurch maximales Nutzsignal über eine Dioden-ODERschaltung 38 den Komparator 37 umsteuert.
Eine aktuelle Übersteuerung des Sensors 10 etwa durch eine momentan besonders intensive Bestrahlung 22 führt so mit ihrer abrupten Beendigung zum Durchschalten der Strecke 31. Dadurch wird der Kondensator 25 rasch umgeladen und somit der Eingangspegel am Signalverstärker 15 rasch in den Bereich innerhalb der Übersteuerungsgrenzen zurückgeführt.
Diese Verhältnisse sind in Fig. 3 symbolisch (nicht ganz zeitmaßstabsgerecht) veranschaulicht: Bei Erfassen der Bestrahlung 22 von einer besonders intensiven Quelle steigt das Nutzsignal 17 aus seinem typisch bei knapp -2 Volt liegenden Arbeitspunktpotential steil bis auf eine obere Begrenzung weit über den oberen Arbeitsbereich von etwa 9 Volt an und klingt von dort nach Maßgabe der Hochpaß-Zeitkonstante 14 ab. Das abrupte Ende der intensiven Bestrahlung führt zu einem Überschwingen um das Restpotential auf umgekehrte Polarität am Ausgang des Längs-Kondensators 25, um danach in seinem zeitlichen Verlauf durch die große Zeitkonstante der Umladung des Kondensators 25 bestimmt zu sein. Daraus resultiert eine lange Tot- oder Taubzeit T2, bis die Ladung am Kondensator 25, also der Gleichpotential wieder die untere der Grenzen des Aussteuerbereiches 39 für den Signalverstärker 15 überschreitet, die in Fig.3 horizontal gestrichelt angedeutet sind. Diese Totzeit T2 wird aber auf einen Bruchteil T1 reduziert, wenn sogleich mit Beendigung der Übererregung das Potential hinter dem Kondensator 25 in Richtung auf Masse (0 Volt) zurückgeführt wird und dabei über der unteren Bereichsgrenze wieder in das stationäre Arbeitspotential von knapp -2 Volt einläuft.
Im Rahmen vorliegender Erfindung muß die Rückführung des Potentials am Kondensator 25 aber nicht von der Triggerschaltung 35 initialisiert werden. Denn auch ohne eindeutig momentane Übersteuerung kann eine längere starke Einstrahlung auf den Sensor 10 zu einem kräftigen Aufladen des Kondensators 25 führen, mit der Folge, daß der Signalverstärker 15 längere Zeit übersteuert ist und deshalb kein Nutzsignal 17 liefert. Wenn in der Auswerteschaltung 16, also gewissermaßen softwaremäßig, ein längeres Ausbleiben jeglichen Nutzsignales 17 festgestellt wird, ist es zweckmäßig, z.B. von der Auswerteschaltung 16 aus ein Entladesignal 40 zum Umladen des Kondensators 25 über die niederohmige Strecke 31 abzugeben. Dadurch ist sichergestellt, daß der Eingangspegel des Signalverstärkers 15 wieder innerhalb des Aussteuerbereiches 39 liegt, das Ausbleiben von Nutzsignalen 17 also nicht auf eine Ladeblockade des Trennkondensators 25 zurückzuführen ist.

Claims (6)

  1. Detektorschaltung (11) mit einem strahlungsempfindlichen Sensor (10) nachgeschalteten Filter- und Verstärkerstufen (Kondensator 25, Signalverstärker 15) für ein auszugebendes Nutzsignal (17), dadurch gekennzeichnet,
    daß zwischen einem Längs-Kondensator (25) und dem ihm folgenden Signalverstärker (15) eine Schaltstrecke (31) zum Entladen des Kondensators (25) mit einer Zeitkonstante vorgesehen ist, die wesentlich kürzer als die Filter-Zeitkonstante des Kondensators (25) ist.
  2. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Schaltstrecke (31) über eine Triggerschaltung (35) ansteuerbar ist, welche vom Ausgang der Detektorschaltung (11) beaufschlagt ist.
  3. Detektorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Schaltstrecke (31) aus einer Auswerteschaltung (16) für das Nutzsignal (17) ansteuerbar ist, wenn ein Nutzsignal (17) über wenigstens eine vorgegebenen Zeitspanne ausbleibt.
  4. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Schaltstrecke (31) über eine Triggerschaltung (35) mit einer Brückenschaltung (36) ansteuerbar ist, über deren Diagonale ein Komparator (37) liegt und die von wenigstens einer mehrerer parallel arbeitender Detektorschaltungen (11) verstimmbar ist.
  5. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Schaltstrecke (31) durch ein steuerbares Halbleiterbauelement verwirklicht ist, das über eine Vorspannungsschaltung (32) für niederohmigen Durchlaßwiderstand ansteuerbar ist.
  6. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Schaltstrecke (31) ein Feldeffekttransistor ist.
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