DE19859394A1 - Detektorschaltung - Google Patents
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Abstract
Die Detektorschaltung (11) eines strahlungsempfindlichen Sensors (10) mit kapazitiver Hochpaß-Kopplung (14) zwischen Vorverstärker (13) und Signalverstärker (15) wird wegen der großen Filter-Zeitkonstante des Längs-Kondensators (25) auch noch nach Beendigung einer Übererregung für längere Zeit (T2) blockiert, weil der Kondensator (25) nur langsam umgeladen wird und deshalb der ihm folgende Signalverstärker (15) zunächst noch übersteuert bleibt, bis der Kondensator (25) wieder auf einen Gleichspannungspegel im Aussteuerbereich (39) des Signalverstärkers (15) umgeladen ist. Diese Totzeitspanne (T2) wird jedoch auf einen kleien Bruchteil (T1) verkürzt, wenn mit Beendigung der eingangsseitigen Übererregung der Kondensator (25) ausgangsseitig, als vor dem Signalverstärker (15) zum Potentialabbau über eine niederohmige Schaltstrecke (31) zwangsweise auf das - virtuelle - Massepotential am Verstärkereingang zurückgeführt wird. Solche Umladung kann außerdem softwaregesteuert ausgelöst werden, wenn über eine längere Zeitspanne hinweg keine verwertbaren Nutzsignale (17) aufgetreten sind, weil beispielsweise eine permanent hohe Aussteuerung des Sensors (10) zu einer zu starken Potentialverschiebung am Koppelkondensator (25) geführt hat.
Description
Die Erfindung betrifft eine Detektorschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.
Eine derartige Detektorschaltung ist aus der DE 24 56 162 A1 in Form eines Bandpassfilters
bekannt, der über einen Vorverstärker aus einem optronischen Detektorelement betrieben wird,
welches als optronischer Fühler in einem strahlungsempfindlichen Spannungsteiler liegt.
Nach der EP 0 315 855 A1 wird vom Mittenabgriff eines strahlungsempfindlichen Spannungs
teilers jeweils ein Verstärker angesteuert, um bei Vorhandensein mehrerer Detektorelemente
die Zahl an Gehäusedurchführungen durch einpolige Zusammenschaltung innerhalb des Gehäu
ses reduzieren zu können. Dort handelt es sich bei den Detektorelementen um auf thermische
Strahlung ansprechende Fühler.
Die gattungsgemäße Detektorschaltung soll ein Nutzsignal für die Weiterverarbeitung in einer
Auswerteschaltung zur Verfügung stellen, bei der es sich bevorzugt um eine Zündauslöser
schaltung gemäß DE-PS 34 10 942 oder auch DE-PS 32 10 207 mit u. a. einem strahlungsemp
findlichen Spannungsteiler handelt.
Die Funktion des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers beruht darauf, daß der am Mitten
abgriff anstehende Gleichsignalpegel in Abhängigkeit von der Bestrahlung des Detektorelemen
tes schwankt, im allgemeinen aufgrund größerer Leitfähigkeit bei intensiverer Bestrahlung
sinkt. Dieser einem Gleichspannungspegel überlagerte, anregungsabhängige Pegeleinbruch
wird hier als das Detektorsignal bezeichnet, das mittels der Detektorschaltung in das abzuge
bende Nutzsignal umgesetzt wird.
Nachteilig an der gattungsgemäßen Detektorschaltung ist insbesondere, daß in der Filterstufe
mit ihrem Hochpassverhalten zum Abtrennen des schwankenden Detektorsignales vom
Gleichsignalpegel vor allem dann störende, da lang andauernde kapazitive Umladevorgänge
auftreten, wenn eine möglichst niedrige Hochpass-Eckfrequenz angestrebt wird, wie etwa beim
Einsatz dieser Detektorschaltung in einem Suchzünder-Sensor zur Zielakquisition. Wenn also
zum Beispiel eine starke aber nur momentane Anregung des Detektorelementes durch die auf
genommene Bestrahlung erfolgt (wie im Falle eines Lichtblitzes bei einem optronischen Detek
torelement oder beim Hinwegschwenken über eine lokal begrenzte Feuersbrunst mit einem
thermischen Detektorelement), dann hat das in der Längskapazität des Hochpass-Filters die
Verschiebung einer sehr großen Ladungsmenge zur Folge. Diese Potentialverschiebung muß
möglichst rasch wieder rückgängig gemacht werden, wenn die extreme Strahlungsanregung
beendet ist, damit die Detektorschaltung dann wieder ein Nutzsignal liefert, das der normalen
Intensität real interessierender Strahlungsquellen folgt. Die hohe Umladezeitkonstante auf
grund niedriger Hochpass-Eckfrequenz bedingt aber, daß die starke Aufladung der Längska
pazität nur verzögert auf das Maß der reduzierten Anregung zurückgeht; während eine auf die
starke Anregung folgende reduzierte Anregung wegen der großen Umladezeitkonstante der
Längskapazität und daraus resultierend lang andauernder Übersteuerung des ihr folgenden Si
gnalverstärkers zunächst überhaupt nicht ausgewertet wird, bis die Aufladung der Koppelka
pazität sich mit der langen Zeitkonstante wieder auf das Potential der sensorbedingten Poten
tialschwankungen abgebaut hat.
Nachteilig ist also auch, daß der dem Hochpass nachgeschaltete Signalverstärker von einem
großen Verschiebestrom sofort übersteuert und dann zunächst noch in der Übersteuerung ge
halten wird, bis die Umladevorgänge gemäß der gegebenen Zeitkonstante wieder hinreichend
abgeklungen sind. Der Signalverstärker kommt dadurch erst wieder in seinen linearen Arbeits
bereich, zur Abgabe eines verwertbaren Nutzsignales, wenn die extreme Detektoranregung
längst abgeklungen ist; mit der Folge, daß während einer gewissen Zeitspanne auch nach dem
Abklingen der extremen Anregung die sensorisch erfaßten normalen Umfeldgegebenheiten
noch nicht wieder verarbeitet werden können. Diese Problematik ist in der Praxis um so gravie
render, als der abgleichbedingt relativ hohe Gleichsignalpegel am Mittenabgriff des strahlungs
empfindlichen Spannungsteilers keine hohe Vorverstärkung vor dem Hochpass zuläßt, weil
Gleichlauffehler in parallel arbeitenden Sensoren sonst zu sehr verstärkt würden; während an
derseits im Interesse einer Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses im Nutzsignal eine
Vorstärkung anzustreben wäre.
In Erkenntnis dieser Gegebenheiten liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Detektor
schaltung gattungsgemäßer Art unter möglichst geringem Aufwand an Bauteilen dahingehend
weiterzubilden, daß in ihr eine hochpassbedingte Erholungszeit - nämlich nach nur kurzzeitig
extremer Anregung wenigstens eines ihrer Detektorelemente - möglichst verkürzt wird, um
alsbald nach Abklingen der Übererregung wieder die normale Betriebsweise verfügbar zu ha
ben.
Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die gattungsgemäße Detektorschal
tung nach dem Kennzeichnungsteil des Hauptanspruches ausgelegt ist.
Dieser Lösung zufolge wird das gegensinnige Überschwingen des Detektorsignales bei abrup
ter Beendigung der Übererregung von einer Triggerschaltung erfaßt, um eine Schaltstrecke,
die zwischen der Längskapazität und einem ihr folgenden Signalverstärker abzweigt, zu schlie
ßen und darüber mit kurzer Zeitkonstante das Potential am Kondensator aus der Sättigung
zurück bis unter die Übersteuerungsgrenze des nachgeschalteten Signalverstärkers zu führen.
Damit kann dann der Signalverstärker wieder nach Maßgabe der aktuellen Schwankung des
Detektorsignales ausgesteuert werden und ein entsprechend verstärktes Nutzsignal liefern. Die
Totzeit nach dem Abklingen der Übererregung ist so um ein Vielfaches (in der Größenordnung
des Tausendfachen) geringer, als wenn das Absinken der Kondensatorladung und damit des
Eingangspegels am Signalverstärker nach Maßgabe der Exponentialfunktion mit der sehr gro
ßen Zeitkonstante abgewartet werden müßte, die für die angestrebte niedrige Eckfrequenz
vorgegeben ist.
Weil also die Detektorschaltung eines strahlungsempfindlichen Sensors mit kapazitiver Hoch
paß-Kopplung zwischen Vorverstärker und Signalverstärker wegen der großen Filter-Zeit
konstante des Längs-Kondensators auch noch nach Beendigung einer Übererregung für länge
re Zeit blockiert ist, während der Kondensator noch umgeladen wird, und der ihm folgende
Signalverstärker deshalb noch übersteuert bleibt, bis das Potential am Kondensator wieder ei
nen hinreichend niedrigen Wert angenommen hat, wird erfindungsgemäß diese Totzeitspanne
auf einen kleinen Bruchteil verkürzt, indem mit Abklingen der eingangsseitigen Übererregung
der Kondensator vor dem Signalverstärker über eine niederohmige Schaltstrecke rasch
zwangsentladen wird, bis sich wieder das Potential eingestellt hat, das dem vom Spannungstei
ler abgegriffenen Gleichanteil entspricht. Es handelt sich bei diesem über die Schaltstrecke er
zwungenen Potential in der Praxis um das virtuelle Massepotential am Eingang des dem Hoch
paß nachgeschalteten Operationsverstärkers. Insofern stellt der Umladevorgang am Koppel
kondensator eine zwangsweise rasche Rückführung der Kondensatorladung auf das Ausgangs
potential dar, das durch den verstärkten Gleichanteil aus dem Sensor vorgegeben ist. Solche
Zwangsumladung kann außer über die Triggerschaltung auch softwaregesteuert initiiert wer
den, was insbesondere dann vorteilhaft ist, wenn über eine längere Zeitspanne hinweg keine
verwertbaren Nutzsignale aufgetreten sind, weil möglicherweise eine permanent hohe Aus
steuerung des Sensors zu einer Überladung des Koppelkondensators geführt hat.
Zusätzliche Alternativen und Weiterbildungen sowie weitere Merkmale und Vorteile der Erfin
dung ergeben sich - auch unter Berücksichtigung auch der Darlegungen in der beigefügten
Zusammenfassung - aus nachstehendem Beispiel eines in der Zeichnung schaltungstechnisch
unter Beschränkung auf das Wesentliche etwas abstrahiert dargestellten bevorzugten Realisie
rungsspiels zur erfindungsgemäßen Lösung. In der Zeichnung zeigt:
Fig. 1 eine übersteuerungsempfindliche Detektorschaltung mit kapazitivem Hochpaß vor
ihrem Signalverstärker,
Fig. 2 eine Triggerschaltung zum raschen zwangsweisen Rückführen der Schaltung nach
Fig. 1 aus der Übersteuerung und
Fig. 3 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Darstellung des prinzipiellen Verhaltens der De
tektorschaltung nach Fig. 1 ohne und mit Einwirkung der Triggerschaltung nach
Fig. 2.
Der Sensor 10 der in Fig. 1 dargestellten Detektorschaltung 11 besteht im wesentlichen aus
einem eingangsseitigen strahlungsempfindlichen Spannungsteiler 12 mit dem physikalischen
Detektorelement 18 und einem ihm nachgeschalteten empfindlichen Vorverstärker 13. Diesem
Sensor 10 ist, über einen Hochpass 14 als Gleichspannungssperre, zur Wechselsignalverstär
kung ein Operationsverstärker 15 nachgeschaltet, dessen so aus den Schwankungen des Detek
torsignales 24 gewonnenes Ausgangs-Nutzsignal 17 eine Auswerteschaltung 16 ansteuert.
Der strahlungsempfindliche Spannungsteiler 12 besteht im Wesentlichen aus der Reihenschal
tung des Detektorelementes 18 und eines Trimmwiderstandes 19. Letzterer dient der Gleich
lauf-Einstellung, wenn mehrere Sensoren 10 bzw. Detektorschaltungen 11 parallel betrieben
werden (vgl. auch DE-PS 34 10 942), um die Auswerteschaltung 16 mehrkanalig anzusteuern.
Je nach der Arbeitscharakteristik des konkret eingesetzten Detektorelementes 19 liefert der
Mittenabgriff 20 des strahlungsempfindlichen Spannungsteilers 12 bei nicht bestrahltem Detek
torelement 18 einen mehr oder wenigen hohen Ruhe-Gleichsignalpegel 21 in der typischen
Größenordnung zwischen 10 mV und 300 mV. Dieser Gleichsignalpegel 21 ändert sich, wenn
das Detektorelement 18 infolge Bestrahlung 22 z. B. niederohmiger wird, was bedeutet, daß es
ein Detektorsignal 24 liefert. Diese dem Gleichsignalpegel 21 überlagerte Schwankung 24, die
zum Signal 17 am Ausgang der Detektorschaltung 11 umgesetzt werden soll, liegt in der Grö
ßenordnung von typisch nur etwa 1 mV.
Im Interesse eines guten Nutz/Stör-Signalverhältnisses des Sensors 10 folgt im schaltungs
technischen Aufbau möglichst dicht hinter dem Detektorelement 18 und damit praktisch unmit
telbar am Spannungsteiler-Mittenabgriff 20 der Vorverstärker 13. Es handelt sich um einen
nicht-invertierend betriebenen Operationsverstärker mit rein ohmscher Proportionalbeschaltung
23 für einen vergleichsweise geringen Verstärkungsfaktor in der Größenordnung von nur etwa
"Zehn", damit trotz des eingangsseitig im Verhältnis zum Detektorsignal 24 hohen Gleichsi
gnalpegels 21 keine Übersteuerung auftritt.
Die eigentliche Nutzverstärkung zum Ausgangssignal 17 der Detektorschaltung 11 erfolgt erst
im invertierend betriebenen Signalverstärker 15, nachdem mittels des als Gleichstromsperre
wirkenden Hochpasses 14 das strahlungsabhängig schwankende Detektorsignal 24 vom
Gleichsignalpegel 21 getrennt wurde.
Der Hochpass 14 kann einfach als Reihenschaltung aus einem Längs-Kondensator 25 und ei
nem Widerstand 26 bestehen, bei welchem es sich um den Vorwiderstand im Signalverstärker
15 handeln kann. Das Produkt deren Bemessungen CxR bestimmt die Umlade-Zeitkonstante
des Kondensators 25 und damit die untere oder Eck-Frequenz in der Filterwirkung dieses
Hochpasses 14. Für die praktische Realisierung einer solchen Detektorschaltung 11 ist in
Hinblick auf die Dynamik der Strahlungsschwankung eine möglichst niedrige Eckfrequenz an
zustreben, etwa in der Größenordnung von 10 Hz. Das bedingt die Auslegung des Kondensa
tors 25 mit einer vergleichsweise sehr hohen Kapazität, um die Zeitkonstante für eine derart
niedrige Eckfrequenz mit hinreichend kleinem Vorwiderstand 26 zu erzielen, da mit der Größe
des Widerstandswertes die dem Nutzsignal 17 störend überlagerte dynamische Rauschleistung
im Nutzsignal 17 ansteigen würde.
Der invertierend betriebene Operationsverstärker 28 der Signalverstärkerschaltung 15 weist für
die Wechselspannungsspeisung bezüglich des Vorwiderstandes 26 eine Proportionalbeschal
tung 27 auf, die für eine möglichst große Verstärkung (in der Größenordnung von 200) ausge
legt ist, um die Auswerteschaltung 16 mit einem amplitudenstarken Nutzsignal 17 speisen zu
können. Eine zusätzliche kapazitive Rückkopplung 29 bewirkt infolge ihres Kurzschlusses bei
hohen Frequenzen für die Verstärkung eine Frequenzbegrenzung nach oben. Mit einem auf
Versorgungsspannung +U gelegten veränderbaren Widerstand 30 wird der Arbeitspunkt des
Verstärkerbetriebes eingestellt.
Wenn infolge vorübergehend sehr starker Bestrahlung 22 wenigstens eines der Detektorele
mente 18 der parallel auf die Auswertung 16 arbeitenden Detektorschaltungen extrem stark
angeregt wird, macht das Detektorsignal 24 einen entsprechend steilen Ausschlag (Fig. 3) rela
tiv zum Gleichsignalpegel 21. Dem folgt ein entsprechend steiles und starkes gegensinniges
Überschwingen des Detektorsignales 24 bei abruptem Ende der intensiven Bestrahlung. Das
bedingt im Kondensator 25 jeweils von hohen Ladungsspitzen ausgehende Umladevorgänge,
worunter das Zurückführen auf den Spannungswert zu verstehen ist, der dem vom Spannungs
teiler 12 gelieferten Gleichanteil entspricht. Die Folge eines solchen lang andauernden Umlade
vorganges ist, daß das Nutzsignal 17 aus dem Signalverstärker 15 einer unterdessen bereits
wieder abgeklungenen Strahlungsanregung erst dann wieder folgen kann, wenn die Umladung
im Kondensator 25 unter die Übersteuerungsgrenze des Verstärkers 15 abgeklungen ist. Dar
aus resultiert eine viel zu lange über das Abklingen der extremen Anregung hinaus andauernde
Totzeit. Man könnte zwar daran denken, die Amplitude des Überschwingens mittels einer
schaltungstechnisch aufwendigen und betriebstechnisch kritischen Gegenkopplung zu begren
zen; aber das wünschenswerte rasche Wiedereinsetzen der Ansprechfähigkeit des Sensors 10
würde dadurch noch nicht erreicht, weil der Hochpass 14 dann lediglich bei verringerter
Amplitude übersättigt blieb, bis sein Kondensator 25 sich nach Maßgabe der Beschaltungs-
Zeitkonstante wieder umgeladen hat.
Deshalb wird gemäß vorliegender Erfindung diese Umladung und damit praktisch die Wieder-
Freigabe der Funktion des Sensors 10 dadurch unmittelbar mit Abklingen der detektorseitigen
extremen Anregung erzwungen, daß der Kondensator 25 vor der Signalverstärkerschaltung 15
über eine vergleichsweise niedrigohmige Schaltstrecke 31 und somit bei kleiner Zeitkonstante
direkt auf Massepotential gelegt wird. Die Schaltstrecke 31 kann auch den Vorwiderstand 26
überbrücken, denn entscheidend ist, daß möglichst bald nach der Übererregung wieder statio
näre Zustände herrschen, die dadurch gekennzeichnet sind, daß mangels Stromflusses über den
Vorwiderstand 26 hinter dem Längskondensator 25 das virtuelle Massepotential des Einganges
des Verstärkers 28 herrscht. Weil eine Überbrückung des Vorwiderstandes 26 aber nur das
virtuelle Massepotential durchschalten würde, arbeitet die Schaltstrecke 31 zur Schaltungs
masse hin (wie gezeichnet) zuverlässiger da stabiler.
Wenn es sich bei dieser Schaltstrecke 31 um einen elektronischen Schalter etwa in der Bauwei
se eines Feldeffekt-Transistors handelt, dann stellt eine Vorspannungsschaltung 32 der ge
zeichneten Art mittels ihres Dioden-Spannungsabfalles sicher, daß am angesteuerten Gate des
Feldeffekttransistors 33 das notwendige Potential dafür herrscht, daß bei durchgeschalteter
Strecke das Massepotential auch hinter den Kondensator 25 gelangt. Der Ableit-Strecken
widerstand in der Größenordnung von typisch nur um 7 Ω ergibt auch bei sehr großer Kapazi
tät des Längskondensators 25 eine hinreichend kleine Umladezeitkonstante von typisch kürzer
als 30 µs, gegenüber einer Größenordnung von 30 ms bei Umladung über den höheren Wider
stand 26.
Für dieses zwangsweise Zurückführen des Potentials am Längskondensator 25 in dessen sta
tionären Zustand sogleich bei Beendigung der Übererregung wird der Feldeffekttransistor 33
über die Vorspannungsschaltung 32 von einer spannungsgesteuerten Triggerschaltung 35
durchgeschaltet, die eine Widerstands-Brückenschaltung 36 aus zwei parallelgeschalteten
Spannungsteilern für die beiden Eingangsschwellen enthält. Der so über ihrer Diagonalen lie
gende Komparator 37 weist eine kapazitive Mitkopplung für das Zeitverhalten des Anspre
chens und eine zum Vorwiderstand parallele Diode für eine Unsymmetrie des Ansprechverhal
tens auf. Die Triggerschaltung 31 spricht an, wenn wenigstens eine der parallel betriebenen
Detektorschaltungen 11 übersteuert wird und dadurch maximales Nutzsignal über eine Dioden-
ODERschaltung 38 den Komparator 37 umsteuert.
Eine aktuelle Übersteuerung des Sensors 10 etwa durch eine momentan besonders intensive
Bestrahlung 22 führt so mit ihrer abrupten Beendigung zum Durchschalten der Strecke 31.
Dadurch wird der Kondensator 25 rasch umgeladen und somit der Eingangspegel am Signal
verstärker 15 rasch in den Bereich innerhalb der Übersteuerungsgrenzen zurückgeführt.
Diese Verhältnisse sind in Fig. 3 symbolisch (nicht ganz zeitmaßstabsgerecht) veranschaulicht:
Bei Erfassen der Bestrahlung 22 von einer besonders intensiven Quelle steigt das Nutzsignal 17 aus seinem typisch bei knapp -2 Volt liegenden Arbeitspunktpotential steil bis auf eine obere Begrenzung weit über den oberen Arbeitsbereich von etwa 9 Volt an und klingt von dort nach Maßgabe der Hochpaß-Zeitkonstante 14 ab. Das abrupte Ende der intensiven Bestrahlung führt zu einem Überschwingen um das Restpotential auf umgekehrte Polarität am Ausgang des Längs-Kondensators 25, um danach in seinem zeitlichen Verlauf durch die große Zeitkonstante der Umladung des Kondensators 25 bestimmt zu sein. Daraus resultiert eine lange Tot- oder Taubzeit T2, bis die Ladung am Kondensator 25, also der Gleichpotential wieder die untere der Grenzen des Aussteuerbereiches 39 für den Signalverstärker 15 überschreitet, die in Fig. 3 horizontal gestrichelt angedeutet sind. Diese Totzeit T2 wird aber auf einen Bruchteil T1 re duziert, wenn sogleich mit Beendigung der Übererregung das Potential hinter dem Kondensa tor 25 in Richtung auf Masse (0 Volt) zurückgeführt wird und dabei über der unteren Be reichsgrenze wieder in das stationäre Arbeitspotential von knapp -2 Volt einläuft.
Bei Erfassen der Bestrahlung 22 von einer besonders intensiven Quelle steigt das Nutzsignal 17 aus seinem typisch bei knapp -2 Volt liegenden Arbeitspunktpotential steil bis auf eine obere Begrenzung weit über den oberen Arbeitsbereich von etwa 9 Volt an und klingt von dort nach Maßgabe der Hochpaß-Zeitkonstante 14 ab. Das abrupte Ende der intensiven Bestrahlung führt zu einem Überschwingen um das Restpotential auf umgekehrte Polarität am Ausgang des Längs-Kondensators 25, um danach in seinem zeitlichen Verlauf durch die große Zeitkonstante der Umladung des Kondensators 25 bestimmt zu sein. Daraus resultiert eine lange Tot- oder Taubzeit T2, bis die Ladung am Kondensator 25, also der Gleichpotential wieder die untere der Grenzen des Aussteuerbereiches 39 für den Signalverstärker 15 überschreitet, die in Fig. 3 horizontal gestrichelt angedeutet sind. Diese Totzeit T2 wird aber auf einen Bruchteil T1 re duziert, wenn sogleich mit Beendigung der Übererregung das Potential hinter dem Kondensa tor 25 in Richtung auf Masse (0 Volt) zurückgeführt wird und dabei über der unteren Be reichsgrenze wieder in das stationäre Arbeitspotential von knapp -2 Volt einläuft.
Im Rahmen vorliegender Erfindung muß die Rückführung des Potentials am Kondensator 25
aber nicht von der Triggerschaltung 35 initialisiert werden. Denn auch ohne eindeutig momen
tane Übersteuerung kann eine längere starke Einstrahlung auf den Sensor 10 zu einem kräfti
gen Aufladen des Kondensators 25 führen, mit der Folge, daß der Signalverstärker 15 längere
Zeit übersteuert ist und deshalb kein Nutzsignal 17 liefert. Wenn in der Auswerteschaltung 16,
also gewissermaßen softwaremäßig, ein längeres Ausbleiben jeglichen Nutzsignales 17 festge
stellt wird, ist es zweckmäßig, z. B. von der Auswerteschaltung 16 aus ein Entladesignal 40
zum Umladen des Kondensators 25 über die niederohmige Strecke 31 abzugeben. Dadurch ist
sichergestellt, daß der Eingangspegel des Signalverstärkers 15 wieder innerhalb des Aussteuer
bereiches 39 liegt, das Ausbleiben von Nutzsignalen 17 also nicht auf eine Ladeblockade des
Trennkondensators 25 zurückzuführen ist.
Claims (6)
1. Detektorschaltung (11) mit einem strahlungsempfindlichen Sensor (10) nachgeschalteten
Filter- und Verstärkerstufen (Kondensator 25, Signalverstärker 15) für ein auszugeben
des Nutzsignal (17), dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen einem Längs-Kondensator (25) und dem ihm folgenden Signalverstärker
(15) eine Schaltstrecke (31) zum Entladen des Kondensators (25) mit einer Zeitkonstante
vorgesehen ist, die wesentlich kürzer als die Filter-Zeitkonstante des Kondensators (25)
ist.
2. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) über eine Triggerschaltung (35) ansteuerbar ist, welche vom
Ausgang der Detektorschaltung (11) beaufschlagt ist.
3. Detektorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) aus einer Auswerteschaltung (16) für das Nutzsignal (17) an
steuerbar ist, wenn ein Nutzsignal (17) über wenigstens eine vorgegebenen Zeitspanne
ausbleibt.
4. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) über eine Triggerschaltung (35) mit einer Brückenschaltung
(36) ansteuerbar ist, über deren Diagonale ein Komparator (37) liegt und die von wenig
stens einer mehrerer parallel arbeitender Detektorschaltungen (11) verstimmbar ist.
5. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) durch ein steuerbares Halbleiterbauelement verwirklicht ist,
das über eine Vorspannungsschaltung (32) für niederohmigen Durchlaßwiderstand an
steuerbar ist.
6. Detektorschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltstrecke (31) ein Feldeffekttransistor ist.
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19859394A DE19859394C2 (de) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | Detektorschaltung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19859394A1 true DE19859394A1 (de) | 2000-07-06 |
DE19859394C2 DE19859394C2 (de) | 2002-07-04 |
Family
ID=7892214
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19859394A Expired - Fee Related DE19859394C2 (de) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | Detektorschaltung |
DE59901714T Expired - Fee Related DE59901714D1 (de) | 1998-12-22 | 1999-12-15 | Detektorschaltung |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE59901714T Expired - Fee Related DE59901714D1 (de) | 1998-12-22 | 1999-12-15 | Detektorschaltung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6300616B1 (de) |
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