EP0973359A2 - Elektronisches Vorschaltgerät mit Einschaltstrombegrenzung - Google Patents

Elektronisches Vorschaltgerät mit Einschaltstrombegrenzung Download PDF

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EP0973359A2
EP0973359A2 EP99111406A EP99111406A EP0973359A2 EP 0973359 A2 EP0973359 A2 EP 0973359A2 EP 99111406 A EP99111406 A EP 99111406A EP 99111406 A EP99111406 A EP 99111406A EP 0973359 A2 EP0973359 A2 EP 0973359A2
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EP
European Patent Office
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inverter
electronic ballast
reference potential
winding
storage capacitor
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EP99111406A
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English (en)
French (fr)
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EP0973359A3 (de
EP0973359B1 (de
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Rene Twardzik
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
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    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
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    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2856—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to an electronic ballast for at least a fluorescent lamp according to the preamble of claim 1.
  • Fluorescent lamps generally have an electronic ballast a harmonic filter connected to the mains voltage, to which a rectifier circuit is connected with a boost converter. With this the rectified voltage usually with this particular group of power supplies increased approximately to the peak value of the feeding AC voltage and kept there.
  • the step-up converter charges a storage capacitor defines up to the predetermined charge level. This The storage capacitor thus forms a voltage-stabilized output stage the rectifier circuit.
  • Another peculiarity of electronic Ballasts are used to supply the fluorescent lamp (s) Load circuit with a high frequency, possibly in its frequency also changing AC voltage. This is connected to the rectifier circuit an inverter connected, which will eventually use the load circuit said AC voltage in the form of a high-frequency pulse train feeds.
  • the inverter is in the form of a push-pull chopper, which is formed by an oscillation transformer with two symmetrical windings and switches connected to them.
  • the invention is therefore based on the object of an electronic ballast to create the type mentioned in which an active Boost converter is used to take advantage of its benefits but at the same time an effective inrush current limitation with as much as possible simple means is achieved.
  • the current limitation is achieved by a simple limiting resistor reached, which is in series with the storage capacitor and further to those at low potential, the reference potential Return path to the rectifier arrangement is connected.
  • the advantage is such a simple circuit for limiting the inrush current but interacting with one from a half-bridge arrangement installed inverters of today’s usual design cannot be used easily.
  • This problem is solved in that the inverter as a converter network is formed, via which already in the switch-on phase a current path to the storage capacitor is closed.
  • FIG. 1 is a block diagram of an electronic ballast for Fluorescent lamps shown.
  • a rectifier arrangement 1 on the input side via a conventional mains switch SW1 to mains AC voltage u connected. This is done by means of a rectifier bridge rectified from diodes D1 to D4. At a high potential the output of this rectifier bridge are a charging choke in series L1 and a charging diode D5 polarized in the forward direction. The output of rectifier bridge D1 to D4 at low potential is placed on case ground.
  • This is a defined reference potential Uref set for the entire electronic ballast. Is on the cathode side the charging diode D5 is connected to a storage capacitor C2, the second connection, is set to reference potential Uref, as in detail will be presented.
  • connection point of the charging choke L1 and the charging diode D5 on the one hand and the reference potential Uref on the other hand a series connection arranged out of the switching path of a second switch, preferably an electronic switch SW2 and an ohmic resistor R0 exists.
  • This second switch SW2 forms the switching element of one Rectifier of the rectifier order 1.
  • the function is controlled this second switch SW2 via a control unit 4. Its inputs are each connected to the high potential output of the rectifier bridge D1 to D4, an auxiliary winding assigned to the charging choke L1 L11, at the point of connection of the second switch SW2 with that with it series resistance R0 or the high potential Connection of the storage capacitor C2 connected. Is on the output side this control unit 4 is connected to the control input of the second switch SW2.
  • the rectifier arrangement 1 described above represents one in itself known basic circuit of an AC / DC converter active step-up converter for an electronic ballast. It needs therefore only a summary functional description, as follows.
  • the rectifier bridge is connected to the outputs D1 to D4 emitted a pulsating DC voltage. This should by means of the storage capacitor forming the output stage of the rectifier arrangement 1 C2 transformed into a stabilized DC voltage U + become.
  • An inverter 2 is connected to the rectifier arrangement 1 in this case designed as a transformer-controlled push-pull chopper is. This converts the one supplied by the rectifier arrangement 1 stabilized DC voltage U + into a high-frequency pulse train.
  • a second choke L2 at the common connection point of two primary windings T1 / 1 or T1 / 2 of a vibration transmission T1 connected. Second connections of these primary windings T1 / 1 and T1 / 2 are initially with each other via a resonance capacitor lying in parallel with them C1 connected. Furthermore, these connections are each via the Switching distance of one of two further switches SW3 or SW4 to the reference potential Uref laid.
  • a control network 5 is shown schematically in FIG. 1 specified for these two further switches SW3 and SW4, to the circuit details are shown in the further Figures 2 and 3, as still is to be described.
  • the basic circuit shown in FIG. 1 for the inverter 2 with the symmetrically constructed vibration transmitter T1 is also known per se, the function of the inverter 2 can therefore be explained in summary as follows.
  • the control unit 5 is designed such that it alternatively switches one of the two further switches SW3 and SW4 to be conductive. Assuming that the switch SW3 is conductive when the switching path is closed, current flows through the further inductor L2 and the primary winding T1 / 1 of the oscillation transformer T1 associated with this currently conductive switch SW3 back into the rectifier arrangement 1. This also charges the resonance capacitor C1, the voltage at the currently non-conductive switch SW4 increases.
  • FIG. 1 further shows, there is a lamp load circuit 3 via a secondary winding T1 / 4 of the vibration transmitter T1 inductively coupled to the inverter 2.
  • a bipolar pulse train is in the lamp load circuit 3 coupled whose frequency through the switching periods of the two switches SW3 or SW4 of the inverter 2 is specified.
  • two fluorescent lamps La1, La2 are provided in the lamp load circuit.
  • the other filaments of the fluorescent lamps are together with the second connection of this secondary winding T1 / 4 directly connected.
  • FIG. 1 also shows one associated with the storage capacitor C2 Network shown.
  • This limiting resistance is in series with the storage capacitor C2, to the return branch lying at reference potential Uref in the Rectifier assembly 1 connected.
  • the connection point of the storage capacitor C2 with the limiting resistor R1 is over one each Coupling diode D6 and D7 to the connection of the further switches SW3 or SW4 connected with the corresponding primary winding T1 / 1 or T1 / 2 of the vibration transmitter T1 is connected.
  • Another diode is D8 the limiting resistor R1 connected in parallel.
  • FIG 2 is another embodiment of the electronic ballast shown. This essentially corresponds to that already shown above with reference to Figure 1. Like Circuit elements are identified by the same reference numerals. In the Further description is therefore only on the differences from the embodiment according to Figure 1.
  • FIG. 2 shows in more detail how the control unit 5 for the Both switches SW3 and SW4 of the inverter 2 can be configured.
  • the vibration transmitter T1 has one further secondary winding T1 / 3, which with a connection immediately on Reference potential Uref is set.
  • Your second connection is via another Charging diode D9 connected to a second storage capacitor C3, the on the other hand is set to reference potential Uref.
  • the cargo of this second Storage capacitor C3 supplies the supply voltages for the two Switches SW3 and SW4 of the inverter 2, which in this embodiment are designed as transistor switches.
  • control inputs and are each one of the winding connections further secondary winding T1 / 5 of the vibration transmitter T1 on the one hand and via another ohmic resistor R2 or R3 to the connection point of the second storage capacitor C3 with that assigned to it Charging diode D9 connected.
  • This connection point is over one of these two resistors, in the example R2 and another resistor R5 to the output of the stabilized DC voltage U + Rectifier assembly 1 connected.
  • The delivers in stationary operation with the basic connections of the switches SW3 or SW4 of the inverter 2 connected secondary winding T1 / 5 the commutator voltage to the alternative Activate these two switches.
  • FIG. 3 shows a further embodiment of the electronic ballast shown, which is only of the embodiment in Figure 2 with regard to the control of the further, with its switching path Limiting resistor R1 distinguishes transistor switch Q1 connected in parallel.
  • the two emitters are the transistor switches SW3, SW4 of the inverter 2 via a clamping diode D10 on the Reference potential Uref laid. This diode is also parallel to the emitter-base path the further switching transistor Q1.
  • the limiting resistor R1 ensures that the Inrush current during the start-up process. But as soon as the inverter 2 has started flows over the mutually conductive Transistor switch SW3 or SW4 current, which via the clamping diode D10 flows. The resulting voltage drop at the clamping diode D10 switches the further transistor switch Q1 conductive, which in turn the limiting resistor R1 shorts.
  • the exemplary embodiments described above teach that a simple and inexpensive solution for limiting the inrush current can be implemented in an electronic ballast with a rectifier arrangement which supplies a stabilized direct voltage by means of an active step-up converter. It is only necessary to ensure that there is a permanent ground connection, ie a conductive connection to the reference potential during operation. As explained, this can be done by means of an inverter Push-pull circuit.

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Abstract

Das elektronische Vorschaltgerät besitzt eine durch Netzwechselspannung (u) gespeiste Gleichteranordnung (1) mit aktivem Hochsetzsteller (SW2), einem Speicherkondensator (C2), einem Netzwerk zum Begrenzen eines Einschaltstromes und zwei Ausgängen, an denen eine auf Gehäusemasse als Referenzpotential (Uref) bezogene stabilisierte Gleichspannung (U+) abgegeben wird. An die Gleichrichteranordnung ist ein Wechselrichter (2) angeschlossen, dem ausgangssseitig ein Lastkreis (3) mit mindestens einer Leuchtstofflampe (La1 bzw. La2) zugeordnet ist. Der Wechselrichter weist ein Umformernetzwerk (T1/1, T1/2, C1, SW3, SW4), vorzugsweise als Push-Pull-Schaltung ausgebildet, mit zwei Brückenzweigen auf, die im stationären Betriebszustand alternativ auf das Referenzpotential durchgeschaltet sind. Dabei umfaßt das Schaltnetzwerk zum Begrenzen des Einschaltstromes einen in Serie mit dem Speicherkondensator (C2) an Referenzpotential liegenden Begrenzungswiderstand (R1). Der Verbindungspunkt des Speicherkondensators mit dem Begrenzungswiderstand ist mit den beiden Brückenzweigen des Umformernetzwerkes derart gekoppelt, daß er im eingeschwungenen Zustand des Wechselrichters darüber an Gehäusemasse liegt und der somit nur in der Einschaltphase wirksame Begrenzungswiderstand überbrückt ist. <IMAGE>

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Leuchtstofflampe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
I. Stand der Technik
Als eine zumeist aus dem öffentlichen Netz gespeiste Betriebsschaltung für Leuchtstofflampen besitzt ein elektronisches Vorschaltgerät im allgemeinen ein an der Netzspannung liegendes Oberwellenfilter, an das eine Gleichrichterschaltung mit Hochsetzsteller angeschlossen ist. Mit diesem wird die gleichgerichtete Spannung bei dieser besonderen Gruppe von Netzteilen üblicherweise etwa auf den Scheitelwert der speisenden Wechselspannung heraufgesetzt und dort gehalten. Der Hochsetzsteller lädt einen Speicherkondensator definiert bis zu dem dadurch vorgegebenen Ladungspegel auf. Dieser Speicherkondensator bildet damit eine spannungsstabilisierte Ausgangsstufe der Gleichrichterschaltung. Eine weitere Besonderheit von elektronischen Vorschaltgeräten ist die Versorgung des die Leuchtstofflampe(n) enthaltenden Lastkreises mit einer hochfrequenten, gegebenenfalls in ihrer Frequenz auch veränderlichen Wechselspannung. Dazu ist an die Gleichrichterschaltung ein Wechselrichter angeschlossen, der schließlich den Lastkreis mit der genannten Wechselspannung in Form einer hochfrequenten Impulsfolge speist.
Dieser vorstehend schematisch skizzierte Aufbau von elektronischen Vorschaltgeräten, zu dem eine Vielzahl von Schaltungsvarianten bekannt ist, ist z. B. in
Figure 00010001
Betriebsgeräte und Schaltungen für elektrische Lampen", 6. Auflage, 1992, Verlag Siemens AG, im Kapitel 2.4.3 und 2.4.4, Seiten 123 bis 129 beschrieben. Der in diesem Dokument dargestellte und beschriebene Wechselrichter ist in Form einer Halbbrückenschaltung mit einem Paar von Leistungstransistoren aufgebaut. Dies ist eine Schaltungsvariante, die in modernen elektronischen Vorschaltgeräten vielfach eingesetzt wird. Einer der Gründe dafür ist, daß sich Halbleiterbauelemente selbst dann relativ gut integrieren lassen, wenn dabei besondere Anforderungen an ihre Spannungsfestigkeit gestellt werden. Es sind aber auch andere Ausführungsformen für einen solchen Wechselrichter bekannt.
So ist z. B. bereits in Illuminating Engineering", Mai 1960, S. 247 bis 253, einem Tagungsbericht zu National Technical Conference of the Illuminating Engineering Society, Sept. 7 - 11, 1959, San Francisco in einem frühen Stadium eine Lösung für eine hochfrequente Lampenbetriebsschaltung beschrieben. Der dort offenbarte Wechselrichter ist in Form eines Gegentaktzerhackers realisiert. Dieser wird von einem Schwingübertrager mit zwei symmetrischen Wicklungen und an diese angeschlossenen Schaltern gebildet.
In dem eingangs genannten Dokument (s. Bild 2.105, S. 126) ist ferner dargelegt, daß bei elektronischen Vorschaltgeräten eine Oberschwingungsbegrenzung unter anderem durch ein induktives Filter zu erreichen ist, das aus einer Eisendrossel und einem Kondensator besteht. Einer der Vorteile dieser Schaltungsvariante ist eine wirksame Einschaltstrombegrenzung.
Eine weitere Lösung bietet ein aktiver Hochsetzsteller (s. Bilder 2.107, 2.109 oder auch 2.111), der als ein über einen Regelkreis angesteuerter Schalter ausgebildet ist. Neben der Oberschwingungsbegrenzung bilden die Stabilisierung der gleichgerichteten Ausgangsspannung der Gleichrichteranordnung und eine niedrige Verlustleistung weitere Vorteile des aktiven Hochsetzstellers. Ferner sind damit zudem auch kleinere Bauformen für elektronische Vorschaltgeräte zu realisieren, auch weil in diesem Falle keine voluminösen Induktivitäten eingesetzt werden müssen. Deshalb hat sich der aktive Hochsetzsteller vielfach durchgesetzt. Ein wesentlicher Nachteil dieser elektronischen Vorschaltgeräte mit aktivem Hochsetzsteller ist aber ihr hoher Einschaltstrom bei der Inbetriebnahme. Dies bedingt zunächst, bei der Schaltungsrealisierung entsprechend leistungsfähige und damit auch teure Bauelemente einzusetzen. Der hohe Einschaltstrom von elektronischen Vorschaltgeräten mit aktivem Hochsetzsteller ist vor allem aber auch bei der Installation und der Auslegung der Netzanschlüsse und ihrer Absicherung zu berücksichtigen. Es hat daher nicht an Versuchen gefehlt, diesem Nachteil durch entsprechende Maßnahmen zur Begrenzung des Einschaltstromes bei elektronischen Vorschaltgeräten zu begegnen.
So ist z. B. in EP-A1-0 423 885 eine derartige Stromversorgungseinrichtung mit einer Begrenzungsschaltung für den Einschaltstrom offenbart. Dabei ist in dem auf dem niedrigen Potential der Gleichrichteranordnung liegenden Rückleitungspfad die Schaltstrecke eines ersten Halbleiterschalters, eines Feldeffekttransistors, sowie parallel zu dieser Schaltstrecke ein ohmscher Widerstand angeordnet. Der Steuerstrecke dieses ersten Halbleiterschalters liegt eine Parallelschaltung mit einem ersten Kondensator, einem weiteren Widerstand sowie der Schaltstrecke eines zweiten Halbleiterschalters parallel. Die Steuerelektrode dieses zweiten Halbleiterschalters ist an den Abgriff eines ersten Spannungsteilers angeschlossen, dem ein zweiter Kondensator parallel liegt. Der Steuerstrecke dieses zweiten Halbleiterschalters parallel liegt wiederum die Schaltstrecke eines dritten Halbleiterschalters. Ferner ist eine Schwellwertschaltung mit weiteren Halbleiterbauelementen vorgesehen. Diese ist an den Steuereingang des dritten Halbleiterschalters angeschlossen und sperrt diesen bei Unterschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes der Versorgungsspannung.
Unbestritten löst die bekannte Schaltung die Aufgabe, eine geringe Verlustleistung zu besitzen und auch bei häufig und schnell auftretenden Aussetzern der Versorgungsspannung verzögerungsfrei wieder wirksam zu werden. Zweifellos wird dies aber mit einem erheblichen Schaltungsaufwand erkauft, der den Vorgaben der Hersteller elektronischer Vorschaltgeräte zuwiderläuft, eine Schaltungsminimierung unter Verwendung kostengünstiger Bauteile zu erzielen, um durch günstigere Herstellkosten Preiseinbrüche auf dem Markt für ihre Produkte auffangen zu können.
II. Darstellung der Erfindung
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Vorschaltgerät der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem ein aktiver Hochsetzsteller eingesetzt wird, um dessen Vorteile nutzen zu können, bei dem aber zugleich eine wirksame Einschaltstrombegrenzung mit möglichst einfachen Mitteln erzielt wird.
Bei einem elektronischen Vorschaltgerät der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe mit den im Kennzeichen des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmalen gelöst.
Bei dieser Lösung wird die Strombegrenzung durch einen einfachen Begrenzungswiderstand erreicht, der in Serie mit dem Speicherkondensator liegt und ferner an den auf niedrigem Potential, dem Referenzpotential liegenden Rückleitungspfad zur Gleichrichteranordnung angeschlossen ist. Der Vorteil einer derart einfachen Schaltung zur Begrenzung des Einschaltstromes ist aber in der Wechselwirkung mit einem aus einer Halbbrückenanordnung aufgebauten Wechselrichter heute üblicher Bauart nicht ohne weiteres auszunutzen. Dieses Problem wird dadurch behoben, daß der Wechselrichter als ein Umformernetzwerk ausgebildet ist, über das bereits in der Einschaltphase ein Strompfad zum Speicherkondensator geschlossen ist.
Weiterbildungen der Erfindung sind in Unteransprüchen definiert und sind im Detail sowie mit ihren Vorteilen der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung zu entnehmen.
III. Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung im einzelnen beschrieben, dabei zeigt:
Figur 1
ein Blockschaltbild eines elektronischen Vorschaltgerätes mit einer an Netzspannung liegenden Gleichrichteranordnung, die eine stabilisierte Gleichspannung einem angeschlossenen Wechselrichter zuführt, der seinerseits einen Lampenlastkreis mit einer hochfrequenten Impulsfolge versorgt, wobei der Gleichrichteranordnung eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung in Form eines in ihrer Ausgangsstufe angeordneten Widerstandes zugeordnet ist,
Figur 2, 3
je eine weitere Ausführungsform des elektronischen Vorschaltgerätes nach Figur 1, wobei die Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung jeweils einen Schalttransistor aufweist, dessen Schaltstrecke dem ohmschen Widerstand parallel liegt.
In Figur 1 ist ein Blockschaltbild eines elektronisches Vorschaltgerätes für Leuchtstofflampen dargestellt. Darin ist eine Gleichrichteranordnung 1 eingangsseitig über einen konventionellen Netzschalter SW1 an Netzwechselspannung u angeschlossen. Diese wird mittels einer Gleichrichterbrücke bestehend aus Dioden D1 bis D4 gleichgerichtet. An einem auf hohem Potential liegenden Ausgang dieser Gleichrichterbrücke sind seriell eine Ladedrossel L1 sowie eine in Durchlaßrichtung gepolte Ladediode D5 angeschlossen. Der auf niedrigem Potential liegende Ausgang der Gleichrichterbrücke D1 bis D4 ist auf Gehäusemasse gelegt. Damit ist ein definiertes Referenzpotential Uref für das gesamte elektronische Vorschaltgerät festgelegt. Kathodenseitig ist die Ladediode D5 mit einem Speicherkondensator C2 verbunden, dessen zweiter Anschluß, auf Referenzpotential Uref gelegt ist, wie noch im einzelnen darzulegen sein wird.
Ferner ist zwischen dem Verbindungspunkt von Ladedrossel L1 und Ladediode D5 einerseits und dem Referenzpotential Uref andererseits eine Reihenschaltung angeordnet, die aus der Schaltstrecke eines zweiten Schalters, vorzugsweise eines elektronischen Schalters SW2 und eines ohmschen Widerstandes R0 besteht. Dieser zweite Schalter SW2 bildet das Schaltglied eines Hochsetzstellers der Gleichrichterordnung 1. Gesteuert wird die Funktion dieses zweiten Schalters SW2 über eine Steuereinheit 4. Deren Eingänge sind jeweils an den auf hohem Potential liegenden Ausgang der Gleichrichterbrücke D1 bis D4, eine der Ladedrossel L1 zugeordnete Hilfswicklung L11, an den Verbindungspunkt des zweiten Schalters SW2 mit dem mit ihm in Serie liegenden Widerstand R0 bzw. den auf hohem Potential liegenden Anschluß des Speicherkondensators C2 angeschlossen. Ausgangsseitig ist diese Steuereinheit 4 mit dem Steuereingang des zweiten Schalters SW2 verbunden.
Die vorstehend beschriebene Gleichrichteranordnung 1 stellt eine an sich bekannte Grundschaltung eines Wechsel-/Gleichspannungswandlers mit aktivem Hochsetzsteller für ein elektronisches Vorschaltgerät dar. Es bedarf daher lediglich einer zusammenfassenden Funktionsbeschreibung, wie folgt. Bei geschlossenem Netzschalter SW1 wird an den Ausgängen der Gleichrichterbrücke D1 bis D4 eine pulsierende Gleichspannung abgegeben. Diese soll mittels des die Ausgangsstufe der Gleichrichteranordnung 1 bildenden Speicherkondensators C2 in eine stabilisierte Gleichspannung U+ umgeformt werden. Dabei wird die Spannungsdifferenz zwischen dem Momentanwert der Netzspannung u bzw. der daraus abgeleiteten pulsierenden Gleichspannung einerseits und der Spannung am Speicherkondensator C2 andererseits mittels des zweiten Schalters SW2 überbrückt. Ist dieser geschlossen, steigt der Strom in der Ladedrossel L1 an und wird über die Hilfswicklung L11 detektiert. Bei Erreichen eines vorgesehenen Endwertes öffnet der zweite Schalter SW2 und der Strom entlädt sich in den Speicherkondensator C2.
Voraussetzung dafür ist, daß die Spannung am Speicherkondensator C2 immer größer als die Netzspannung u ist. Sobald dieser Ladestrom Null wird, wird der zweite Schalter SW2 über die ihm zugeordnete Steuereinheit 4 wieder eingeschaltet, bis ein vorgesehener Sollwert erreicht wird. Als Sollwert dient dabei der Momentanwert der pulsierenden Gleichspannung. Mittels dieser Schaltung wird somit ein definierter Ladungszustand des Speicherkondensators C2 erreicht. Die seinem Ladungszustand entsprechende stabilisierte Gleichspannung U+ stimmt in diesem Fall mit dem Scheitelwert der pulsierenden Gleichspannung überein.
An die Gleichrichteranordnung 1 ist ein Wechselrichter 2 angeschlossen, der in diesem Fall als transformatorisch gesteuerter Gegentaktzerhacker ausgebildet ist. Dieser wandelt die von der Gleichrichteranordnung 1 zugeführte stabilisierte Gleichspannung U+ in eine hochfrequente Impulsfolge um. Bei der in Figur 1 dargestellten Ausführungsform ist der auf hohem Potential liegende Ausgang der Gleichrichteranordnung 1 im Wechselrichter 2 über eine zweite Drossel L2 an den gemeinsamen Verbindungspunkt zweier Primärwicklungen T1/1 bzw. T1/2 eines Schwingübertragens T1 angeschlossen. Zweite Anschlüsse dieser Primärwicklungen T1/1 bzw. T1/2 sind zunächst untereinander über einen ihnen gemeinsam parallel liegenden Resonanzkondensator C1 verbunden. Ferner sind diese Anschlüsse jeweils über die Schaltstrecke eines von zwei weiteren Schaltern SW3 bzw. SW4 auf das Referenzpotential Uref gelegt. Schematisch ist in Figur 1 ein Ansteuernetzwerk 5 für diese beiden weiteren Schalter SW3 bzw. SW4 angegeben, zu dem Schaltungseinzelheiten in den weiteren Figuren 2 bzw. 3 dargestellt sind, wie noch zu beschreiben ist.
Auch die in Figur 1 dargestellte Grundschaltung für den Wechselrichter 2 mit dem symmetrisch aufgebauten Schwingübertrager T1 ist an sich bekannt, die Funktion des Wechselrichters 2 ist daher zusammenfassend wie folgt zu erläutern. Die Ansteuereinheit 5 ist so ausgelegt, daß sie alternativ einen der beiden weiteren Schalter SW3 bzw. SW4 leitend schaltet. Angenommen, der Schalter SW3 sei bei geschlossener Schaltstrecke leitend, so fließt Strom über die weitere Drossel L2 und die eine, diesem momentan leitenden Schalter SW3 zugeordnete Primärwicklung T1/1 des Schwingübertragers T1 zurück in die Gleichrichteranordnung 1. Damit wird zugleich der Resonanzkondensator C1 aufgeladen, wobei die Spannung am momentan nicht leitenden Schalter SW4 ansteigt. Mit dem nächsten Steuerimpuls der Ansteuereinheit 5 wird dieser Schalter SW4 leitend geschaltet, wobei sich der Resonanzkondensator C1 zunächst entlädt und aufgrund des Stromflusses durch die zweite Primärwicklung T1/2 in Gegenrichtung aufgeladen wird. Weil bildlich sehr treffend ausgedrückt, hat sich für eine derartige Schaltung auch im deutschen Sprachgebrauch der Ausdruck Push-Pull" - Schaltung eingebürgert.
Wie Figur 1 weiter zeigt, ist ein Lampenlastkreis 3 über eine Sekundärwicklung T1/4 des Schwingübertragers T1 induktiv an den Wechselrichter 2 angekoppelt. Darüber wird in den Lampenlastkreis 3 eine bipolare Impulsfolge eingekoppelt, deren Frequenz durch die Schaltperioden der beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 vorgegeben ist. Lediglich beispielhaft sind zwei Leuchtstofflampen La1, La2 im Lampenlastkreis vorgesehen. Dabei ist jeweils eine der Wendeln der Leuchtstofflampen La1 und. La2 über je einen Begrenzungskondensator C4 bzw. C5 an einen der Anschlüsse der Sekundärwicklung T1/4 angeschlossen. Die anderen Wendeln der Leuchtstofflampen sind gemeinsam mit dem zweiten Anschluß dieser Sekundärwicklung T1/4 unmittelbar verbunden.
In Figur 1 ist schließlich ferner ein dem Speicherkondensator C2 zugeordnetes Netzwerk dargestellt. Dieses enthält einen weiteren ohmschen Widerstand R1, der hinfort als Begrenzungswiderstand bezeichnet ist. Dieser Begrenzungswiderstand ist, in Serie mit dem Speicherkondensator C2 liegend, an den auf Referenzpotential Uref liegenden Rückleitungszweig in die Gleichrichteranordnung 1 angeschlossen. Der Verbindungspunkt des Speicherkondensators C2 mit dem Begrenzungswiderstand R1 ist über je eine Koppeldiode D6 und D7 an den Anschluß der weiteren Schalter SW3 bzw. SW4 angeschlossen, der mit der entsprechenden Primärwicklung T1/1 bzw. T1/2 des Schwingübertragers T1 verbunden ist. Eine weitere Diode D8 ist dem Begrenzungswiderstand R1 parallel geschaltet.
Mit diesem Netzwerk wird der beim Schließen des Netzschalters SW1 im elektronischen Vorschaltgerät auftretende Einschaltstrom begrenzt. Bei diesem Einschaltvorgang laufen der Hochsetzsteller der Gleichrichteranordnung 1 sowie der Wechselrichter 2 erst mit Verzögerung an, da sich erst die Versorgungsspannungen für die entsprechenden Schalter SW2 bzw. SW3, SW4 aufbauen müssen. In dieser Einschaltphase wird der Speicherkondensator C2 auf den vorgegebenen Wert der stabilisierten Gleichspannung U+ aufgeladen. Der dabei fließende Einschaltstrom wird durch den mit dem Speicherkondensator C2 in Serie liegenden Begrenzungswiderstand R1 begrenzt. Sobald aber der Wechselrichter 2 angelaufen ist, ist alternierend jeweils einer seiner beiden Schalter SW3 bzw. SW4 leitend geschaltet. Somit liegt der Speicherkondensator C2 über den jeweils leitenden Schalter SW3 bzw. SW4 und die an dessen Schaltstrecke angeschlossene Koppeldiode D6 bzw. D7 auf Referenzpotential Uref. Im stationären Betrieb fließt somit der Ladestrom für den Speicherkondensator C2 nicht mehr über den Begrenzungswiderstand R1, sondern vorzugsweise über einen diesem parallel liegenden Zweig. Die dem Begrenzungswiderstand R1 parallel geschaltete weitere Diode D8 dient zum gesteuerten Entladen des Speicherkondensators C2 in den Wechselrichter 2. Dies ist dann der Fall, wenn die von der Netzseite momentan zugeführte Energie allein nicht mehr ausreicht, den Wechselrichter 2 zu betreiben, was im Bereich der Nulldurchgänge der Netzwechselspannung u der Fall ist.
In Figur 2 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel des elektronischen Vorschaltgerätes dargestellt. Dieses entspricht in seinem wesentlichen Aufbau dem bereits vorstehend anhand von Figur 1 dargestellten Beispiel. Gleichartige Schaltungselemente sind mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. In der weiteren Beschreibung ist daher lediglich auf die Unterschiede zum Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 einzugehen.
Zunächst ist in Figur 2 detaillierter gezeigt, wie die Ansteuereinheit 5 für die beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 ausgestaltet sein kann. Um die Versorgungsspannungen für diese beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 zu generieren, besitzt der Schwingübertrager T1 eine weitere Sekundärwicklung T1/3, die mit einem Anschluß unmittelbar auf Referenzpotential Uref gelegt ist. Ihr zweiter Anschluß ist über eine weitere Ladediode D9 mit einem zweiten Speicherkondensator C3 verbunden, der andererseits auf Referenzpotential Uref gelegt ist. Die Ladung dieses zweiten Speicherkondensators C3 liefert die Versorgungsspannungen für die beiden Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2, die in diesem Ausführungsbeispiel als Transistorschalter ausgebildet sind. Deren Basisanschlüsse bilden die Steuereingänge und sind jeweils an einen der Wicklungsanschlüsse einer weiteren Sekundärwicklung T1/5 des Schwingübertragers T1 einerseits und über je einen weiteren ohmschen Widerstand R2 bzw. R3 an den Verbindungspunkt des zweiten Speicherkondensators C3 mit der ihm zugeordneten Ladediode D9 angeschlossen. Dieser Verbindungspunkt ist über einen dieser beiden Widerstände, im Beispiel R2 und einen weiteren Widerstand R5 an den die stabilisierte Gleichspannung U+ liefernden Ausgang der Gleichrichteranordnung 1 angeschlossen. Im stationären Betrieb liefert die mit den Basisanschlüssen der Schalter SW3 bzw. SW4 des Wechselrichters 2 verbundene Sekundärwicklung T1/5 die Kommutatorspannung zum alternativen Aktivieren dieser beiden Schalter.
Ferner sind in dem Ausführungsbeispiel von Figur 2 anstelle der beiden Koppeldioden D6 und D7 des Ausführungsbeispieles von Figur 1 durch einen weiteren Transistorschalter Q1 ersetzt dessen Schaltstrecke dem Begrenzungswiderstand R1 parallel liegt. Auch dieser weitere Transistorschalter Q1 ist über einen Basiswiderstand R4 an den zweiten Speicherkondensator C3 angeschlossen. Sobald also der zweite Speicherkondensator C3 genügend aufgeladen, d.h. der Betriebszustand des Wechselrichters 2 erreicht ist, wird dieser weitere Transistorschalter Q1 leitend gesteuert und schließt den Begrenzungswiderstand R1 kurz.
In Figur 3 ist eine weitere Ausführungsform des elektronischen Vorschaltgerätes dargestellt, das sich von dem Ausführungsbeispiel in Figur 2 lediglich im Hinblick auf die Ansteuerung des weiteren, mit seiner Schaltstrecke dem Begrenzungswiderstand R1 parallel geschalteten Transistorschalters Q1 unterscheidet. Bei dieser Alternative sind die beiden Emitter der Transistorschalter SW3, SW4 des Wechselrichters 2 über eine Klemmdiode D10 auf das Referenzpotential Uref gelegt. Diese Diode liegt ferner parallel zur Emitter-Basis-Strecke des weiteren Schalttransistors Q1. Auch in diesem Ausführungsbeispiel sorgt der Begrenzungswiderstand R1 für eine Begrenzung des Einschaltstromes während des Einschaltvorganges. Sobald aber der Wechselrichter 2 angelaufen ist, fließt über die wechselseitig leitend geschalteten Transistorschalter SW3 bzw. SW4 Strom, der über die Klemmdiode D10 fließt. Der dadurch an der Klemmdiode D10 bedingte Spannungsabfall schaltet den weiteren Transistorschalter Q1 leitend, der seinerseits den Begrenzungswiderstand R1 kurz schließt.
Die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele lehren, daß man bei einem elektronischen Vorschaltgerät mit einer Gleichrichteranordnung, die mittels eines aktiven Hochsetzstellers eine stabilisierte Gleichspannung liefert, eine einfache und kostengünstige Lösung für die Begrenzung des Einschaltstromes realisieren kann. Sicherzustellen ist dabei lediglich, daß eine ständige Masseverbindung, d.h. leitende Verbindung zum Referenzpotential im Betrieb gegeben ist. Wie erläutert, läßt sich dies mittels eines Wechselrichters in Push-Pull" - Schaltung erreichen.

Claims (9)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät
    mit einer durch Netzwechselspannung (u) gespeisten Gleichteranordnung (1) mit aktivem Hochsetzsteller, in deren Ausgangsstufe ein Speicherkondensator (C2) zwischen zwei, auf hohem Gleichspannungspotential (U+) bzw. auf Referenzpotential (Uref) liegenden Ausgängen angeordnet ist,
    mit einem an die Ausgänge der Gleichrichteranordnung angeschlossenen Wechselrichter (2) zum Umsetzen der darüber zugeführten Gleichspannung in eine hochfrequente Impulsfolge, - mit einem auf der Ausgangsseite des Wechselrichters angeordneten Lastkreis (3) mit mindestens einer Leuchtstofflampe (La1 bzw. La2) und
    mit einem Netzwerk zum Begrenzen eines Einschaltstromes,
    dadurch gekennzeichnet, daß
    der Wechselrichter ein zwischen Gleichspannungspotential (U+) bzw. Referenzpotential (Uref) angeordnetes Umformernetzwerk (T1/1, T1/2, C1, SW3, SW4) mit zwei Brückenzweigen aufweist die im stationären Betriebszustand alternativ auf das Referenzpotential durchgeschaltet sind und daß das Schaltnetzwerk zum Begrenzen des Einschaltstromes durch einen Begrenzungswiderstand (R1) gebildet ist, der in Serie mit dem Speicherkondensator (C2) liegend, mit seinem weiteren Anschluß auf Referenzpotential gelegt ist, wobei der Verbindungspunkt des Speicherkondensators mit dem Begrenzungswiderstand mit den beiden Brückenzweigen des Umformernetzwerkes gekoppelt ist.
  2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter (2), als Gegentaktinverter ausgebildet, einen symmetrischen Schwingübertrager (T1) mit zwei gleichartigen Primärwicklungen (T1/1, T1/2) besitzt, deren erste Wicklungsanschlüsse gemeinsam mit dem auf hohem Potential (U+) liegenden Ausgang des Hochsetzstellers (1) gekoppelt sind und deren zweite Wicklungsanschlüsse einerseits über einen Resonanzkondensator (C1) untereinander sowie andererseits über jeweils einen von zwei alternierend geschlossenen Schaltern (SW3 bzw. SW4) an Referenzpotential (Uref) liegen.
  3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (SW3, SW4) des Wechselrichters (2) als bipolare Transistoren (Q2 bzw. Q3) ausgebildet sind, über deren Schaltstrecken jeweils die zweiten Wicklungsanschlüsse der beiden Wicklungen (T1/1, T1/2)) des Schwingübertragers (T1) auf Referenzpotential (Uref) gelegt sind und daß der Wechselrichter ferner ein transformatorisch an den Schwingübertrager angekoppeltes Ansteuernetzwerk (T1/3, T1/4, D7, C3, R2, R3, R5) für die beiden Transistoren aufweist.
  4. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingübertrager (T1) eine dritte Wicklung (T1/3) aufweist, die mit einem ersten Wicklungsanschluß auf Referenzpotential (Uref) gelegt ist und deren zweiter Wicklungsanschluß über eine in Vorwärtsrichtung gepolte Diode (D9) sowie einen über einen Verbindungspunkt damit in Serie liegenden zweiten Speicherkondensator (C3) auf Referenzpotential gelegt ist, daß dieser Verbindungspunkt über je einen weiteren Widerstand (R2 bzw. R3) jeweils an die Basis eines der beiden Transistoren (SW3 bzw. SW4) sowie über einen dieser weiteren Widerstände (z. B. R2) an das hohe Gleichspannungspotential (U+) angeschlossen ist und daß eine weitere Wicklung (T1/4) des Schwingübertragers mit je einem ihrer Wicklungsanschlüsse an die Basis eines der beiden Transistoren angeschlossen ist.
  5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingübertrager (T1) zum Ankoppeln des Lastkreises (3) an den Wechselrichter (2) eine weitere Wicklung (T1/5) aufweist und die mindestens eine Leuchtstofflampe (La1, La2) mit ihren Wendeln unmittelbar bzw. über einen Kondensator (C4 bzw. C5) mit beiden Wicklungsanschlüssen dieser weiteren Wicklung verbunden ist.
  6. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Begrenzungswiderstand (R1) eine in Gegenrichtung gepolte Diode (D8) parallel geschaltet ist.
  7. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verbindungspunkt zwischen dem Speicherkondensator (C2) der Gleichrichteranordnung (1) und dem Begrenzungswiderstand (R1) über jeweils eine Koppeldiode (D6 bzw. D7) jeweils mit dem Anschluß der weiteren Schalter (SW3 bzw. SW4) verbunden ist, der an einen der zweiten Wicklungsanschlüsse der beiden Primärwicklungen (T1/1 bzw. T1/2) des Schwingübertragers (T1) angeschlossen ist.
  8. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Netzwerk zum Begrenzen des Einschaltstromes ein bipolarer Schalttransistor (Q1) vorgesehen ist, der mit seiner Schaltstrecke dem Begrenzungswiderstand (R1) parallel liegend angeordnet ist und mit seiner Basis über einen weiteren Widerstand (R4) an den Verbindungspunkt des zweiten Speicherkondensators (C3) mit der diesem zugeordneten Diode (D9) angeschlossen ist.
  9. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die auf niedrigem Potential liegenden Anschlüsse der beiden bipolaren Transistoren (SW3 bzw. SW4) des Wechselrichters (2), parallel geschaltet, über eine weitere in Gegenrichtung gepolte Diode (D9) auf Referenzpotential (Uref) gelegt sind und daß in dem Netzwerk zum Begrenzen des Einschaltstromes ein bipolarer Schalttransistor (Q1) vorgesehen ist, der mit seiner Schaltstrecke dem Begrenzungswiderstand (R1) parallel liegend angeordnet ist und mit seiner Emitter-Basis-Strecke der weiteren Diode (D9) parallel liegend angeordnet ist.
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