EP0452716B1 - Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip, insbesondere Helligkeitsregler und Verwendung einer solchen Vorrichtung - Google Patents

Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip, insbesondere Helligkeitsregler und Verwendung einer solchen Vorrichtung Download PDF

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EP0452716B1
EP0452716B1 EP91104831A EP91104831A EP0452716B1 EP 0452716 B1 EP0452716 B1 EP 0452716B1 EP 91104831 A EP91104831 A EP 91104831A EP 91104831 A EP91104831 A EP 91104831A EP 0452716 B1 EP0452716 B1 EP 0452716B1
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EP
European Patent Office
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turn
pulse
circuit
switched
suggestions
Prior art date
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EP91104831A
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French (fr)
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EP0452716A2 (de
EP0452716A3 (en
Inventor
Dieter Dr. Draxelmayr
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Siemens AG
Siemens Corp
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Siemens AG
Siemens Corp
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Publication of EP0452716A3 publication Critical patent/EP0452716A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B39/00—Circuit arrangements or apparatus for operating incandescent light sources
    • H05B39/04—Controlling
    • H05B39/08—Controlling by shifting phase of trigger voltage applied to gas-filled controlling tubes also in controlled semiconductor devices

Definitions

  • the invention relates to a device for the stepless control of electrical consumers according to the leading edge principle according to the preamble of claim 1 and the use of such a device.
  • Devices for the stepless control of electrical consumers according to the phase gating principle are known in principle and are described, among other things, in DE-OS 23 62 225, DE-PS 24 29 763, DE-PS 25 43 370 and the article "electronic brightness controller with touch button" by Kern / Strehle, 8136 Component Report Siemens, year 15 / no. 5 (1977.10), pages 168 to 170.
  • Such devices usually have a semiconductor switching element, for example a triac, in the main current path. This semiconductor switching element is controlled by ignition pulses, so that the current in the main current path or the output current of this control device can be controlled as a function of the phase angle of the ignition pulse.
  • DE-OS 38 36 128 shows a brightness control circuit for incandescent lamps, a self-blocking field effect transistor being provided instead of a triac.
  • a transformer can be provided for converting the voltage.
  • the control device feeds the primary winding of the transformer as if the primary winding was a normal load.
  • the actual load operated with a different operating voltage is then arranged in the secondary circuit of this transformer.
  • Such a burden can be, for example, a halogen lamp which is operated at low voltage and is fed from a public network with, for example, 220 V alternating voltage via a transformer and can be steplessly controlled by a control device.
  • control devices for example a heat sensor being arranged on the transformer, which prevents further ignition pulses on the control device when a permissible transformer temperature is exceeded. It is also conceivable to detect the current flowing in the electrical consumer and to switch it off when a permissible maximum current is exceeded.
  • DE-OS 38 39 373 describes a brightness control circuit according to DE 38 36 128 with a protection and limiting circuit, the output current of the brightness control circuit being measured and being switched off when a limit value is exceeded.
  • protective circuits do not always react reliably in the event of a malfunction in the event of an unfavorable current conduction angle.
  • a reliable circuit of this type contains a fuse, which must be replaced in the event of a lamp failure, so that such a circuit is very uncomfortable.
  • a device with a semiconductor switching element for the stepless control of electrical consumers according to the phase gating principle is conceivable, which switches off reliably at high currents caused by the type of load, without the need to replace a fuse.
  • further control of the semiconductor switching element is prevented when the current flow duration of a half-wave exceeds a predetermined, maximum permissible value.
  • an impermissibly high current only occurs in one half-wave, which usually does not yet lead to the destruction of components.
  • the object of the invention is to improve known devices for controlling electrical consumers in such a way that the above-mentioned interference can be prevented with sufficient certainty without an impermissibly high current flowing.
  • the invention is based on the consideration that impermissibly high currents as a result of an inductive load component when the load is controlled by a device with a semiconductor switching element for the stepless control of electrical consumers according to the phase control principle can only occur if the period of time during which a semiconductor contained in the control device occurs Switching element leads a current corresponding to a current half-wave exceeds a value based on the supply voltage to be controlled, which corresponds to an angle of 180 °.
  • a device recognizes these two circumstances before the corresponding drive pulses are switched to the semiconductor switching element and can thus prevent the semiconductor switching element from being driven before a disturbingly large current flows.
  • control device may be desirable for the control device to automatically check the load state after an interruption of the control in the event of a load-related malfunction to be expected and for the control to automatically resume when an allowable load state is present. It may also be desirable for the control device to automatically carry out a certain number of start-up attempts after the activation has been interrupted, however, after several unsuccessful start-up attempts, i.e. if the load condition has not normalized within a certain period of time, a further start-up is only possible through external action. It may also be necessary to switch on only manually after a fault.
  • a control device can be designed such that it can either be switched on again only by external action after the control of the semiconductor switching element has been interrupted, or that it switches on again automatically when it detects a normal load state, or that it is present over a certain period of time when an impermissible load state is present no longer switches on automatically but must be switched on by external action.
  • an AC voltage source U feeds an electrical consumer 2.
  • a transformer 3 is shown here as an exemplary embodiment of an electrical consumer, the primary winding of which is fed by the AC voltage source U and an ohmic consumer, for example a lamp 4, is connected to its secondary winding.
  • the primary winding of the transformer 3 is connected directly to a connection terminal of the AC voltage source U and connected to the other connection terminal of this AC voltage source U via a control device 1.
  • a semiconductor switching element 5 switched in the current path between the alternating voltage source U and the electrical consumer 2 in such a way that it can control the current flow.
  • a triac is shown as a semiconductor switching element 5 in FIG. This triac is controlled by a control circuit 6 via an ignition pulse output terminal b.
  • the control circuit 6 is connected via a connection terminal a on one side of the semiconductor switching element 5 and via a connection terminal c on the other side of the semiconductor switching element 5.
  • the control circuit includes a detector F for detecting the polarity of the instantaneous output voltage of the voltage source U or the polarity of the instantaneous value of the alternating voltage to be switched by the semiconductor switching element 5.
  • a detector F provides a logic signal at its output, which is dependent on the instantaneous polarity of the supply voltage of the electrical consumer to be controlled.
  • a conceivable embodiment of such a detector consists of a Schmitt trigger fed by the alternating voltage source U or the polarity of the instantaneous value of the alternating voltage to be switched by the semiconductor switching element 5, which thus detects whether the alternating voltage to be switched has a positive or a negative half-wave . If, as shown in FIG. 1, this Schmitt trigger detects the voltage across the semiconductor switching element 5 via the connection terminals a and c, its hysteresis must be designed in such a way that the previously detected information is received at the Schmitt trigger output when the semiconductor switching element is activated remains.
  • control circuit 6 contains an ignition pulse pre-generator circuit VS which, depending on a preselected variable, such as, for example, the power of a motor or the brightness of a lamp and in dependence on the supply voltage provided by the AC voltage source U, generates ignition pulses with a specific control angle, based on the Zero crossing of the supply voltage, so to speak as a suggestion at its output.
  • the ignition pulse pre-generator circuit 6 can be implemented in a known manner, for example as it is in devices according to the above-mentioned state of the art Technology can be used. In such ignition pulse pre-generator circuits 6, the phase information of the AC voltage to be switched is often simulated via a phase locked loop, a so-called PLL, which then controls the phase angle in dependence on certain parameters.
  • the signal output of the ignition pulse pre-generator circuit VS and the signal output of the detector F are each connected to an input of a decision stage ES.
  • This decision stage ES is designed such that when two ignition pulse suggestions occur at the output of the ignition pulse pre-generator circuit VS within one half-wave of the supply voltage and in the absence of a ignition pulse suggestion at the output of the ignition pulse pre-generator circuit VS during at least one output at one output Lock signal delivers.
  • the control circuit 6 in FIG. 1 also includes a switching and driver unit DS, the output of which is connected to the ignition pulse output terminal b and thus to the control input of the semiconductor switching element 5.
  • One input of the switching and driver unit DS is connected to the output of the ignition pulse pre-generator circuit VS, another input of the switching and driver unit DS is connected to an output of the decision stage ES which provides a blocking signal in the event of a fault.
  • the switching and driver unit DS is designed in such a way that it may switch the ignition pulse suggestions provided at the output of the ignition pulse pre-generator circuit VS to the ignition pulse output terminal b, and at least when a blocking signal is present at its input connected to the decision stage ES, switching the Ignition pulse suggestion of the ignition pulse pre-generator circuit to the ignition pulse output terminal b prevented.
  • FIG. 1 shows a special exemplary embodiment of a control circuit 6, in which a holding stage HS is also included, which independently of the interruption of the control carried out by the switching and driver unit DS in a malfunction recognized by the decision stage ES of the semiconductor switching element 5 can also act on the ignition pulse pre-generator circuit VS. If such a holding stage HS is provided, it can prevent, for example, the issuance of further ignition pulse suggestions by the ignition pulse pre-generator circuit VS at least for a certain time or until the occurrence of any particular event.
  • the automatic restart of a device according to the invention can also be controlled with the aid of a holding stage HS, which is activated by the decision stage ES after an accident has been recognized.
  • a holding stage HS In order to interrupt the output of an ignition pulse to the ignition pulse output terminal b after the ignition pulse suggestion has been made by the ignition pulse pre-generator circuit VS and the malfunction subsequently determined by the decision stage ES, such a holding stage HS is not necessary.
  • a holding stage HS can also be part of the decision stage ES or, if an output signal is fed to the decision stage of the ignition pulse pre-generator circuit VS, it can be part of the ignition pulse pre-generator circuit VS.
  • phase information of the AC voltage to be switched is simulated via a PLL which controls the phase gating angles of the ignition pulse suggestions provided by the ignition pulse pre-generator circuit 6, it is recommended for a safe operation of a device according to the invention that the phase gating angles of the ignition pulses provided at the ignition pulse output terminal b can be changed continuously or in stages from a value causing a small current flow to a value causing a larger current flow until the desired phase angle is reached, that is to say that the control device 1 is not switched on immediately with the desired phase angle.
  • a small current flow causes a phase gating angle of almost 180 °, based on the previous zero crossing of the AC voltage to be switched.
  • the phase locked loop of the ignition pulse pre-generator circuit VS can namely only one Recognize zero crossing of the AC voltage to be switched when the current through the semiconductor switching element 5 has become zero or is almost zero.
  • the zero crossing of the AC voltage to be switched and the zero crossing of the switched current are the same.
  • the current zero crossing is delayed compared to the zero crossing of the AC voltage to be switched. The delay is dependent on the inductive portion of the load and on the phase angle of the ignition pulse that controls the semiconductor switching element 5.
  • the zero crossings detected by the phase-locked loop depend on the type of load and on the phase gating angle with which the semiconductor switching element 5 is driven.
  • phase gating angle with which the semiconductor switching element 5 is driven is dependent on the zero crossings detected by the phase locked loop of the ignition pulse pre-generator circuit VS.
  • This interaction which occurs at least in control devices 1 connected in two-wire arrangements, can advantageously be used in the circuits according to the invention.
  • the behavior of a control device according to the invention for different load states is considered below, on the condition that the control device starts up in the form of a so-called soft start after each switch-on, which means that each time the control device 1 is switched on, the control circuit 6 fires the semiconductor switching element 5 emits whose phase gating angle is changed such that immediately after switching on the current carrying time of the semiconductor switching element is short per half-wave and then increases continuously or gradually until the desired phase gating angle and thus the desired current flow in the semiconductor switching element 5 is reached.
  • control circuit 6 controls the semiconductor switching element 5 with increasing current without problems until the desired phase angle and thus the desired current is reached.
  • control device 1 Even if a control device 1 according to the invention controls an ohmic-inductive load or an inductive load as an electrical load 2 and the desired phase gating angle would not lead to an impermissibly high current when the selected load is controlled, the control device 1 also starts up smoothly and the control device is also operated the corresponding load at the corresponding, uncritical leading edge angle possible.
  • the desired phase gating angle would lead to an impermissibly high current, that is to say, at this phase gating angle either two firing pulses would be delivered to the semiconductor switching element 5 within one half-wave of the AC voltage to be controlled, or no firing pulse would be given to the semiconductor switching element, a soft start should be possible until a critical phase gating angle is reached if the phase-locked loop in the ignition pulse pre-generator circuit VS would snap directly onto the output voltage of the supplying AC voltage source U, which is possible with a three-wire arrangement.
  • control device 1 and the electrical consumer 2 are connected in a two-wire arrangement and there is the above-mentioned interaction between the alternating voltage to be switched and the phase angle of the ignition pulses connected to the semiconductor switching element, a control oscillation occurs in control devices 1 according to the invention with a phase locked loop, which oscillation occurs in a phase oscillation of the phase locked loop.
  • the decision stage ES recognizes a mains half-wave without an ignition pulse shortly after the start of the soft start. Since this is a criterion for recognizing a faulty operating state, the semiconductor switching element is controlled further via the switching and driver unit DS 5 at least temporarily prevented.
  • FIG. 2 shows in the form of a basic circuit diagram particularly favorable embodiments of a decision stage ES, a holding stage HS and the part of a switching and driver unit DS essential to the invention.
  • the decision stage ES shown in FIG. 2 has a signal input terminal d to which the output signal of the detector F of the polarity of the instantaneous output voltage of the voltage source U is applied.
  • the signal input terminal d is connected to the signal input D of a D flip-flop FF1 via an inverter IV1. This inverter is not necessary for the functioning of the circuit, but it does not interfere either.
  • the flip-flop FF1 and three further flip-flops FF2, FF3 and FF4 are D-flip-flops triggered on the rising edge.
  • the clock input CH of these four D flip-flops FF1, FF3 and FF4 is each connected to a signal input terminal e.
  • This signal input terminal E is acted upon by ignition pulse suggestions, which an ignition pulse pre-generator circuit from FIG. 1 provides.
  • the signal input D of the D flip-flop FF3 is connected to a signal input terminal g, which is permanently supplied with a potential defining a logic one.
  • the signal output QH of the D flip-flop FF3 is connected to the signal input D of the D flip-flop FF4.
  • the signal output QH of the D flip-flop FF4 is connected to an input of a first NAND gate 1.
  • the D flip-flop FF3 and the D flip-flop FF4 are resettable and each have a reset signal input RH. If an H is contained in the reference number in the logic circuits shown in FIG.
  • the reset signal inputs RH of the flip-flop FF3 and the flip-flop FF4 are connected together to a signal input terminal f which is acted upon with a logic signal depending on the switched-on state of the control device 1 according to FIG. 1 such that the flip-flops are switched on each time the control device is switched on FF3 and FF4 are reset. This ensures that after switching on the control device 1 according to FIG. 1 in a decision stage ES according to FIG.
  • an input of the first NAND gate NAND1 is only released via the flip-flop FF4 when the second ignition pulse proposal from an ignition pulse pre-generator circuit VS was connected to the signal input terminal e.
  • the signal output QH of the flip-flop FF1 in FIG 2 is connected directly to an inverting input of an EXNOR gate EXNOR. It is also connected via an inverted IV2 to the signal input D of the flip-flop FF2 and also to a non-inverting input of the EXNOR gate EXNOR. Another non-inverting input of the EXNOR gate EXNOR is connected to the signal output QH of the flip-flop FF2.
  • the inverter IV2 can be omitted in this case, the inverting input of the EXNOR gate EXNOR being omitted.
  • the signal output of the EXNOR gate EXNOR is connected to a second signal input of the first NAND gate NAND1.
  • the circuit described provides a logic zero at the signal output of the first NAND gate NAND1 whenever at least two ignition pulse suggestions have been made available at the signal input terminal e after the control device has been switched on and the flip-flops FF3 and FF4 have been reset, and if this has been accomplished the detector F is not connected to the signal input terminal d when there are two successive ignition pulse suggestions connected to the signal input terminal e differentiates its logic level.
  • the signal output of the first NAND gate NAND1 is therefore suitable as a signal output of a decision stage ES according to FIG. 1, a 1 at the output of this decision stage enabling the proposed ignition pulse to be switched through by the switching and driver unit DS.
  • the signal output of the decision stage ES connected to the switching and driver unit DS is formed by the signal output of an AND gate AND.
  • An input of this AND gate AND is connected to the output of the first NAND gate NAND1.
  • the other input of this AND gate AND is connected via an inverter IV3 to a signal input terminal h.
  • the input terminal h can be supplied with a logic signal which always represents a logic one when the semiconductor switching element 5 is in the ignited state.
  • information about the state of the AC voltage to be switched is present at the signal input terminal d in FIG.
  • the two flip-flops FF1 and FF2 form a shift register in which this information is shifted on.
  • An ignition pulse proposal provided by the ignition pulse pre-generator circuit VS forms the shift clock.
  • the decision stage ES provides a logic one or a logic zero at its output. Since a correct accident detection by the decision stage ES is only possible after the control device 1 is switched on after the second ignition pulse, the output of the decision stage ES is blocked via the flip-flops FF3 and FF4 for the first ignition pulse after the control device 1 is switched on.
  • the embodiment of a decision stage ES shown in FIG. 2 also has a signal output for connection to a holding stage HS on.
  • the signal output of the first NAND gate NAND1 could be provided as the signal output.
  • the signal level indicating a fault can be erroneously briefly present at the output of the first NAND gate NAND1.
  • the signal output of a NOR gate NOR is provided as a signal output for loading the holding stage HS, an input of this NOR gate being connected to the signal input terminal e and the other input of this NOR gate is connected to the output of the first NAND gate NAND1. This prevents the holding stage HS from being activated during a pushing operation, that is to say when a high level is present at the signal input terminal e.
  • the switching and driver unit DS shown in FIG. 2 represents only a basic circuit diagram of the part of the switching and driver unit DS that is essential to the invention. It is assumed that the resettable D flip-flop FF5 shown is suitable at its signal output QH, which is the Ignition pulse output terminal b forms an ignition pulse required to drive a semiconductor switching element.
  • the signal input D of the D flip-flop FF5 is connected to the output of the AND gate of the decision stage ES.
  • the clock input CH of the flip-flop FF5 is connected via an inverter IV4 to the signal input terminal e and is thus acted upon by the ignition pulse suggestions from the ignition pulse pre-generator circuit VS from FIG. 1.
  • the reset signal input RH of the flip-flop FF5 is connected to a signal input terminal i.
  • the signal input terminal i is acted upon by a clock signal which is coupled to the clock of the ignition pulse pre-generator circuit VS in such a way that it is suitable for resetting the flip-flop FF5 after switching through each ignition pulse.
  • the flip-flop FF5 then only switches an ignition pulse proposal pending at the signal input terminal e to the ignition pulse output terminal b, if the decision stage ES switches a corresponding signal to the signal input D of the D flip-flop FF5, if the decision stage ES therefore does not detect a fault.
  • the embodiment of a holding stage HS shown in FIG. 2 consists primarily of a resettable counter which locks at a certain counter reading and only starts to run again after a reset signal has occurred.
  • the embodiment shown uses four counter basic elements CE1, CE2, CE3 and CE4, which are each formed from a resettable D flip-flop, the signal output QH of which is fed back to the signal input D via an inverter, the signal input D being the output of the Basic counter element CE1, ... forms and the clock input CH of a basic counter element CE2, CE3 and CE4 is connected to the signal output of the previous basic counter element CE1, CE2 or CE3, and the clock input CH of the first basic counter element CE1 is connected to a Clock signal is applied.
  • An output terminal 1 is provided as the output of the holding stage HS, which is connected to the signal output of a second NAND gate NAND2 and is also connected to a signal input of a third NAND gate NAND3.
  • the other input of this third NAND gate NAND3 is connected to a signal input terminal k, to which a clock signal is applied.
  • This clock signal should usually have a fixed relationship to the frequency of the AC voltage to be switched.
  • the output of the third NAND gate NAND3 is connected to the clock input CH of the first basic counter element CE1. It is thereby achieved that a blocking signal at the output terminal 1 of the holding stage HS prevents the counter from counting further.
  • the signal inputs of the second NAND gate NAND2 are each connected to signal outputs QH of flip-flops contained in basic counter elements CE2, CE4.
  • FIG. 2 shows only exemplary embodiments of possible logic circuits. Of course, the person skilled in the art can implement the same logical relationships by using any logic elements. If only one connection is shown in FIG. 1 and FIG. 2 as the ignition pulse output terminal b, this does not exclude that, depending on the type of semiconductor switching element 5 that should be controlled by this ignition pulse output terminal, a terminal with two connections can also be provided.
  • the holding stage HS can be activated upon detection of a malfunction by the decision stage ES and can prevent a further output of ignition pulse suggestions by the ignition pulse pre-generator circuit VS for the time of its activation. This process can be limited in time by a corresponding design of the holding stage HS, so that after a certain time, the ignition pulse pre-generator circuit VS again delivers ignition pulse suggestions and the control circuit 6 thus attempts to start up. If there is still a fault during this start-up attempt, no ignition pulses are switched to the ignition pulse output terminal b and the holding stage HS once again prevents the issuing of ignition pulse suggestions by the ignition pulse pre-generator circuit VS for a certain time. If there is no longer a fault when switching on again after the blocking time specified in holding stage HS has elapsed, control device 1 can operate in normal operation.
  • a device according to the invention is used for the stepless control of an electric motor based on the phase gating principle, then the automatic restart after a fault may be advisable, at least for a limited number of restart attempts.
  • a device according to the invention for the stepless control of incandescent lamps is used according to the phase gating principle, that is to say as a brightness controller, the control circuit must be switched on again after detection of an accident according to the invention, at least when the incandescent lamp is actuated via a transformer, this does not always make sense. If a malfunction is detected due to a defective incandescent lamp and the control of the semiconductor switching element 5 was prevented in a device according to the invention, it may be desirable that after the defective incandescent lamp is replaced by an intact incandescent lamp, it does not immediately after being inserted into the socket is controlled. In this case, it makes sense that the control circuit 6 does not switch on again automatically after an accident occurs.

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Description

  • Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 sowie die Verwendung einer solchen Vorrichtung.
  • Vorrichtungen zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip sind prinzipiell bekannt und unter anderem beschrieben in der DE-OS 23 62 225, der DE-PS 24 29 763, der DE-PS 25 43 370 sowie dem Artikel "elektronischer Helligkeitsregler mit Berührtaste" von Kern/ Strehle, 8136 Bauteile-Report Siemens, Jahrgang 15/Nr. 5 (1977.10), Seiten 168 bis 170. Solche Vorrichtungen weisen üblicherweise im Hauptstromweg ein Halbleiter-Schaltelement, beispielsweise ein Triac auf. Dieses Halbleiter-Schaltelement wird durch Zündimpulse angsteuert, so daß der Strom im Hauptstromweg bzw. der Ausgangsstrom dieser Steuervorrichtung in Abhängigkeit vom Phasenwinkel des Zündimpulses steuerbar ist. Die DE-OS 38 36 128 zeigt eine Helligkeitssteuerungsschaltung für Glühlampen, wobei anstelle eines Triacs ein selbstsperrender Feldeffekttransistor vorgesehen ist.
  • Wenn die elektrische Last, die von einer solchen Vorrichtung angesteuert wird, eine andere Betriebsspannung aufweist als die Netzspannung von der diese besagte Vorrichtung gespeist wird, so kann zum Umsetzen der Spannung ein Transformator vorgesehen werden. Bei solchen Schaltungen speist die Steuervorrichtung die Primärwicklung des Transformators so, als ob die Primärwicklung eine übliche Last darstellen würde. Im Sekundärkreis dieses Transformators ist dann die eigentliche, mit einer anderen Betriebsspannung betriebene Last angeordnet. Eine solche Last kann beispielsweise eine Halogenlampe sein, die mit Niederspannung betrieben wird und aus einem öffentlichen Netz mit beispielsweise 220 V Wechselspannung über einen Transformator gespeist wird und von einer Steuervorrichtung stufenlos steuerbar ist. Bei ordnungsgemäß funktionierender Lampe stellt eine Schaltungsanordnung, bestehend aus einer Lampe im Sekundärkeis eines Transformators und mit der Primärwicklung dieses Transformators als Last für die Steuervorrichtung eine nahezu ohmsche Last dar. Spannung und Strom sind in Phase, ein Betrieb mit konventionellen oben beschriebenen Steuervorrichtungen ist somit möglich.
  • Wenn bei einer solchen Anordnung die Lampe ausfällt, kann es zu folgenden Störungen kommen:
    • In Abhängigkeit vom Zündzeitpunkt der Steuervorrichtung kann ein sehr hoher Magnetisierungsstrom im Transformator fließen. Wenn das wiederholt, beispielsweise in Folge mehrerer aufeinanderfolgender Zündimpulse am Leistungsschalter auftritt, so kann dadurch unter anderem der Transformator zerstört werden.
    • Wenn aufgrund eines ungünstigen Zündzeitpunktes bei der Aufmagnetisierung der Transformatorkern magnetisch gesättigt ist, führt dies in Folge der dann nur noch ohmschen Last der Wicklung zu Stromspitzen, insbesondere wenn die Sekundärwicklung leer läuft. Auch dadurch kann der Transformator zerstört werden. Solche Störungen werden von bekannten Vorrichtung zur Steuerung einer elektrischen Last zumindest dann, wenn diese in Zweidraht-Technik arbeitet, nicht mit ausreichender Sicherheit verhindert.
  • Es sind Applikationsbeispiele für die Verwendung von bekannten Steuervorrichtungen denkbar, wobei beispielsweise ein Wärmefühler am Transformator angeordnet ist, der bei Überschreiten einer zulässigen Transformatortemperatur weitere Zündimpulse an der Steuervorrichtung unterbindet. Außerdem ist es denkbar, den im elektrischen Verbraucher fließenden Strom zu detektieren und bei Überschreiten eines Zulässigen Maximalstromes abzuschalten.
  • Die DE-OS 38 39 373 beschreibt eine Helligkeitssteuerschaltung nach der DE 38 36 128 mit einer Schutz- und Begrenzungsschaltung, wobei der Ausgangsstrom der Helligkeitssteuerschaltung gemessen wird und bei Überschreiten eines Grenzwertes abgeschaltet wird. Solche Schutzschaltungen reagieren allerdings bei ungünstigem Stromführungswinkel im Störfall nicht immer zuverlässig. Eine zuverlässige solche Schaltung enthält eine Schmelzsicherung, die bei einem Lampenausfall jeweils ausgetauscht werden muß, so daß eine solche Schaltung sehr unkomfortabel ist.
  • Es ist eine Vorrichtung mit Halbleiter-Schaltelement zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip denkbar, die bei durch die Art der Last bedingten hohen Strömen sicher abschaltet, ohne daß eine Sicherung ausgetauscht werden muß. Bei einer solchen Vorrichtung wird ein weiteres Ansteuern des Halbleiter-Schaltelementes dann unterbunden, wenn die Stromflußdauer einer Halbwelle einen vorgegebenen, maximal zulässigen Wert überschreitet. Bei einer solchen Vorrichtung tritt ein unzulässig hoher Strom nur in einer Halbwelle auf, was üblicherweise noch nicht zur Zerstörung von Bauelementen führt. Diese Vorrichtung ist Gegenstand einer parallel eingereichten Patentanmeldung.
  • Alle oben beschriebenen Vorrichtungen zur Verhinderung von Störungen aufgrund zu großer Ströme, die durch eine induktive Last oder eine ohmsch-induktive Last hervorgerufen werden, haben gemeinsam, daß sie erst ein weiteres Ansteuern der Last verhindern, wenn zumindest kurzzeitig ein zu großer Strom fließt.
  • Die Aufgabe der Erfindung ist es, bekannte Vorrichtungen zur Steuerung elektrischer Verbraucher dahingehend zu verbessern, daß die oben genannten Störungen mit ausreichender Sicherheit verhindert werden, ohne daß ein unzulässig hoher Strom fließt.
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruches 1. Günstige Ausgestaltungsformen sind Gegenstand von Unteransprüchen.
  • Die Erfindung geht von der Überlegung aus, daß unzulässig hohe Ströme infolge einer induktiven Lastkomponente bei Ansteuerung der Last durch eine Vorrichtung mit Halbleiterschaltelement zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittsprinzip nur dann auftreten können, wenn die Zeitdauer, während der ein in der Steuervorrichtung enthaltenes Halbleiter-Schaltelement einen einer Stromhalbwelle entsprechenden Strom führt bezogen auf die zu steuernde Versorgungsspannung einen Wert übersteigt, der einem Winkel von 180° entspricht. Dies kann einerseits dann geschehen, wenn innerhalb zweier aufeinanderfolgender Zündimpulse, die in der Regel zueinander um 180° versetzt sind, sich die Information über die zu steuernde Versorgungsspannung nicht ändert, oder wenn sich die Polarität der zu steuernden Versorgungsspannung zweimal ändert, so daß ein nachfolgender Zündimpuls sehr früh in einer Spannungshalbwelle kommen würde, was zwangsläufig zu einem unerwünscht großen Strom führen würde. Als Kriterium für das Erkennen eines möglichen Störfalles wird deshalb erfindungsgemäß angesehen, wenn zwei aufeinanderfolgende Ansteuerimpulse innerhalb der gleichen Halbperiode der zu steuernden Versorgungsspannung auftreten würden sowie wenn innerhalb einer Halbperiode der zu steuernden Versorgungsspannung kein Ansteuerimpuls auftreten würde.
  • Eine erfindungsgemäße Vorrichtung erkennt diese beiden Umstände, bevor die entsprechenden Ansteuerimpulse an das Halbleiterschaltelement geschaltet werden und kann somit ein Ansteuern des Halbleiterschaltelementes verhindern, bevor ein störend großer Strom fließt.
  • Je nach Anwendungsfall einer erfindungsgemäßen Steuervorrichtung kann es hierbei wünschenswert sein, daß die Steuervorrichtung den Lastzustand nach Unterbrechung der Ansteuerung bei einem zu erwartenden lastbedingten Störfall selbsttätig überprüft und bei Vorliegen eines zulässigen Lastzustandes die Ansteuerung automatisch wieder aufnimmt. Es kann auch wünschenswert sein, daß die Steuervorrichtung nach Unterbrechung der Ansteuerung eine bestimmte Anzahl von Anlaufversuchen selbsttätig vornimmt, jedoch nach mehreren erfolglosen Anlaufversuchen, wenn sich also der Lastzustand nicht innerhalb eines bestimmten Zeitraumes normalisiert hat, ein weiteres Anlaufen nur durch äußeres Einwirken möglich ist. Ebenso kann es erforderlich sein, daß nach einem Störfall ein Einschalten nur manuell erfolgen darf.
  • Eine erfindungsgemäße Steuervorrichtung kann so ausgebildet sein, daß sie nach Unterbrechung der Ansteuerung des Halbleiterschaltelementes entweder nur durch äußeres Einwirken wieder einschaltbar ist oder daß sie selbsttätig wieder einschaltet, wenn sie einen normalen Lastzustand erkennt, oder daß sie bei Vorliegen eines unzulässigen Lastzustandes über einen bestimmten Zeitraum nicht mehr selbsttätig einschaltet sondern durch äußeres Einwirken eingeschaltet werden muß.
  • Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert. Funktionsgleiche Schaltungsteile sind in den Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Die einzelnen Bezugszeichen entsprechen hierbei folgenden Schaltungseinheiten:
    • 1
    Steuervorrichtung (Vorrichtung zur Steuerung von 2)
    2
    Elektrischer Verbraucher
    3
    Transformator
    4
    Ohmsche Last, Lampe
    5
    Halbleiter-Schaltelement, Triac
    6
    Ansteuerschaltung
    U
    Wechselspannungsquelle
    ES
    Entscheidungsstufe
    HS
    Haltestufe
    F
    Detektor der Polarität der momentanen Ausgangsspannung der Spannungsquelle U
    DS
    Schalt- und Treibereinheit
    VS
    Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung
    CE1,...
    Zähler-Grundelement
    IV1,...
    Invertierer
    AND
    AND-Gatter
    NOR
    NOR-Gatter
    EXNOR
    EXNOR-Gatter
    NAND1,...
    NAND-Gatter
    FF1,...
    D-Flip-Flop
    D
    Signaleingang eines D-Flip-Flop
    CH
    Clock-Eingang eines D-Flip-Flop
    QH
    Signalausgang eines D-Flip-Flop
    RH
    Rücksetzsignal-Eingang eines D-Flip-Flop
    a, c
    Anschlußklemme
    b
    Zündimpuls-Ausgangsklemme
    l
    Ausgangsklemme
    d, e, f,
    Signaleingangsklemme
    g, h, i, k,
    Signaleingangsklemme
  • Es zeigt:
    • Figur 1
    als Prinzipschaltbild eine Vorrichtung 1 zur Steuerung eines elektrischen Verbrauchers nach dem Phasenanschnittsprinzip, die in Zweidrahtanordnung mit einem elektrischen Verbraucher 2 in Serie geschaltet ist und eine diese speisende Wechselspannungsquelle U. Hierbei weist die Steuervorrichtung 1 ein Halbleiter-Schaltelement 5 und eine dieses ansteuernde Ansteuerschaltung 6 auf.
    Figur 2
    als Prinzipschaltbild eine mögliche Ausführungsform der erfindungsrelevanten Schaltungsteile einer Ansteuerschaltung 6 nach Figur 1.
  • In Figur 1 speist eine Wechselspannungsquelle U einen elektrischen Verbraucher 2. Als Ausführungsbeispiel eines elektrischen Verbrauchers ist hierbei ein Transformator 3 gezeigt, dessen Primärwicklung von der Wechselspannungsquelle U gespeist wird und an dessen Sekundärwicklung ein ohmscher Verbraucher, beispielsweise eine Lampe 4 angeschlossen ist. Die Primärwicklung des Transformators 3 ist hierbei unmittelbar an eine Anschlußklemme der Wechselspannungsquelle U angeschlossen und über eine Steuervorrichtung 1 an die andere Anschlußklemme dieser Wechselspannungsquelle U geschaltet. Hierbei ist ein Halbleiter-Schaltelement 5 derart in den Strompfad zwischen Wechselspannungsquelle U und elektrischem Verbraucher 2 geschaltet, daß es den Stromfluß steuern kann. In Figur 1 ist als Halbleiter-Schaltelement 5 ein Triac dargestellt. Dieses Triac wird von einer Ansteuerschaltung 6 über eine Zündimpuls-Ausgangsklemme b angesteuert. Die Ansteuerschaltung 6 ist über eine Anschlußklemme a auf der einen Seite des Halbleiter-Schaltelements 5 angeschlossen und über eine Anschlußklemme c auf der anderen Seite des Halbleiter-Schaltelementes 5 angeschlossen. Die Ansteuerschaltung beinhaltet einen Detektor F zum Detektieren der Polarität der momentanen Ausgangsspannung der Spannungsquelle U bzw. die Polarität des Momentanwertes der durch das Halbleiter-Schaltelement 5 zu schaltenden Wechselspannung. Ein solcher Detektor F stellt an seinem Ausgang ein Logiksignal bereit, das abhängig ist von der momentanen Polarität der zu steuernden Versorgungsspannung des elektrischen Verbrauchers. Eine denkbare Ausführungsform eines solchen Detektors besteht aus einem von der Wechselspannungsquelle U bzw. die Polarität des Momentanwertes der durch das Halbleiter-Schaltelement 5 zu schaltenden Wechselspannung gespeisten Schmitt-Trigger, der somit erkennt, ob die zu schaltende Wechselspannung eine positive oder eine negative Halbwelle aufweist. Wenn, wie in Figur 1 gezeigt, dieser Schmitt-Trigger die über dem Halbleiterschaltelement 5 anstehende Spannung über die Anschlußklemmen a und c detektiert, muß seine Hysterese derart ausgelegt sein, daß bei durchgesteuertem Halbleiterschaltelement die vorher detektierte Information jeweils am Schmitt-Trigger-Ausgang erhalten bleibt. Außerdem beinhaltet die Ansteuerschaltung 6 eine Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS, die in Abhängigkeit von einer vorgewählten Größe, wie z.B. der Leistung eines Motors oder der Helligkeit einer Lampe und in Abhängigkeit von der durch die Wechselspannungsquelle U bereitgestellten Versorgungsspannung Zündimpulse mit einem bestimmten Ansteuerwinkel, bezogen auf den Nulldurchgang der Versorgungsspannung, sozusagen als Vorschlag an ihrem Ausgang bereitstellt. Die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung 6 kann hierbei in bekannter Weise ausgeführt sein, beispielsweise derart, wie sie in Vorrichtungen nach dem obengenannten Stande der Technik verwendet werden. Häufig wird bei solchen Zündimpuls-Vorerzeugerschaltungen 6 die Phaseninformation der zu schaltenden Wechselspannung über eine Phasenregelschleife, eine sogenannte PLL, nachgebildet, die dann den Phasenanschnittswinkel in Abhängigkeit von bestimmten Parametern steuert.
  • Der Signalausgang der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS und der Signalausgang des Detektors F sind an je einen Eingang einer Entscheidungsstufe ES geschaltet. Diese Entscheidungsstufe ES ist derart ausgebildet, daß sie bei Auftreten von zwei Zündimpuls-Vorschlägen am Ausgang der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS innerhalb einer Halbwelle der Versorgungsspannung und bei fehlendem Zündimpulsvorschlag am Ausgang der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS während einer gesamten Halbwelle der Versorgungsspannung an mindestens einen Ausgang ein Sperrsignal liefert. Die Ansteuerschaltung 6 in Figur 1 beinhaltet außerdem eine Schalt- und Treibereinheit DS, deren Ausgang an die Zündimpuls-Ausgangsklemme b und somit an den Steuereingang des Halbleiterschaltelementes 5 geschaltet ist. Ein Eingang der Schalt- und Treibereinheit DS ist mit dem Ausgang der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS zusammengeschaltet, ein weiterer Eingang der Schalt- und Treibereinheit DS ist mit einem im Störfall ein Sperrsignal bereitstellenden Ausgang der Entscheidungsstufe ES verbunden. Die Schalt- und Treibereinheit DS ist derart ausgebildet, daß sie die am Ausgang der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS bereitgestellten Zündimpuls-Vorschläge eventuell verstärkt an die Zündimpuls-Ausgangsklemme b weiterschaltet und mindestens bei Vorliegen eines Sperrsignales an ihrem mit der Entscheidungsstufe ES verbundenen Eingang ein Durchschalten des Zündimpuls-Vorschlages der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung an die Zündimpuls-Ausgangsklemme b verhindert.
  • Die Figur 1 zeigt insofern ein besonderes Ausführungsbeispiel einer Ansteuerschaltung 6, als in dieser auch eine Haltestufe HS enthatlen ist, die unabhängig von der durch die Schalt- und Treibereinheit DS in einem von der Entscheidungsstufe ES erkannten Störfall vorgenommenen Unterbrechung der Ansteuerung des Halbleiter-Schaltelementes 5 außerdem auf die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS einwirken kann. Wenn eine solche Haltestufe HS vorgesehen ist, so kann diese beispielsweise das Ausgeben von weiteren Zündimpulsvorschlägen durch die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS zumindest für eine bestimmte Zeit oder bis zum Eintreten irgendeines bestimmten Ereignisses verhindern. Mit Hilfe einer Haltestufe HS, die nach dem Erkennen eines Störfalles durch die Entscheidungsstufe ES aktiviert wird, kann auch das selbsttätige Wiederanlaufen einer erfindungsgemäßen Vorrichtung gesteuert werden. Zum Unterbrechen der Ausgabe eines Zündimpulses an die Zündimpuls-Ausgangsklemme b nach erfolgtem Zündimpulsvorschlag durch die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS und daraufhin festgestelltem Störfall durch die Entscheidungsstufe ES ist eine solche Haltestufe HS nicht erforderlich. Eine Haltestufe HS kann in einer denkbaren Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Vorrichtung auch Teil der Entscheidungsstufe ES sein oder, wenn ein Ausgangssignal der Entscheidungsstufe der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS zugeführt wird, kann sie Teil der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS sein.
  • Wenn bei einer erfindungsgemäßen Vorrichtung die Phaseninformation der zu schaltenden Wechselspannung über eine PLL nachgebildet wird, die die Phasenanschnittwinkel der von der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung 6 abgegebenen Zündimpulsvorschläge steuert, ist für einen sicheren Betrieb einer erfindungsgemäßen Vorrichtung empfehlenswert, daß bei jedem Einschalten der Vorrichtung die Phasenanschnittwinkel der an der Zündimpuls-Ausgangsklemme b bereitgestellten Zündimpulse jeweils von einen kleinen Stromfluß bewirkenden Werten zu einen größeren Stromfluß bewirkenden Werten kontinuierlich oder stufenweise verändert werden bis der gewünschte Phasenanschnittwinkel erreicht ist, d. h., daß die Steuervorrichtung 1 nicht mit dem gewünschten Phasenanschnittwinkel unmittelbar eingeschaltet wird. Einen kleinen Stromfluß bewirkt hierbei ein Phasenanschnittwinkel von nahezu 180°, bezogen auf den vorhergehenden Nulldurchgang der zu schaltenden Wechselspannung. Die Phasenregelschleife der Zündimpulsvorerzeugerschaltung VS kann nämlich erst einen Nulldurchgang der zu schaltenden Wechselspannung erkennen, wenn der Strom durch das Halbleiter-Schaltelement 5 Null geworden ist bzw. nahezu Null ist. Bei einer ohmschen Last ist der Nulldurchgang der zu schaltenden Wechselspannung und der Nulldurchgang des geschalteten Stromes gleich. Bei induktivem Lastanteil erfolgt der Stromnulldurchgang gegenüber dem Nulldurchgang der zu schaltenden Wechselspannung verzögert. Die Verzögerung ist hierbei abhängig von dem induktiven Anteil der Last und von dem Phasenanschnittwinkel des Zündimpulses, der das Halbleiter-Schaltelement 5 steuert. Demzufolge sind die von der Phasenregelschleife detektierten Nulldurchgänge von der Art der Last und vom Phasenanschnittwinkel, mit dem das Halbleiter-Schaltelement 5 angesteuert wird, abhängig. Andererseits ist der Phasenanschnittwinkel, mit dem das Halbleiter-Schaltelement 5 angesteuert wird abhängig von den von der Phasenregelschleife der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS detektierten Nulldurchgängen. Diese zumindest bei in Zweidrahtanordnungen geschalteten Steuervorrichtungen 1 auftretende Wechselwirkung kann bei erfindungsgemäßen Schaltungen vorteilhaft ausgenutzt werden. Hierzu wird nachfolgend das Verhalten einer erfindungsgemäßen Steuervorrichtung für verschiedene Lastzustände betrachtet, unter der Bedingung, daß die Steuervorrichtung nach jedem Einschalten in Form eines sogenannten Sanftanlaufes hochläuft, das bedeutet, daß bei jedem Einschalten der Steuervorrichtung 1 die Ansteuerschaltung 6 Zündimpulse an das Halbleiter-Schaltelement 5 abgibt, deren Phasenanschnittwinkel derart verändert wird, daß unmittelbar nach dem Einschalten die Stromführungsdauer des Halbleiterschaltelementes je Halbwelle kurz ist und dann kontinuierlich oder stufenweise größer wird, bis der gewünschte Phasenanschnittwinkel und somit der gewünschte Stromfluß im Halbleiter-Schaltelement 5 erreicht wird.
  • Ist unter den genannten Bedingungen eine erfindungsgemäße Steuervorrichtung 1 zum Ansteuern eines elektrischen Verbrauchers 2 in Form einer ohmschen Last vorgesehen, so steuert die Ansteuerschaltung 6 das Halbleiterschaltelement 5 problemlos mit größer werdendem Strom an bis der gewünschte Phasenanschnittwinkel und somit der gewünschte Strom erreicht wird.
  • Weder in der Anlaufphase noch im weiteren Betrieb mit dem gewünschten Phasenanschnittwinkel detektiert die Entscheidungsstufe ES einen Störfall, der zur Unterbrechung der Ansteuerung des Halbleiter-Schaltelementes 5 führen würde.
  • Auch wenn eine erfindungsgemäße Steuervorrichtung 1 als elektrischen Verbraucher 2 eine ohmsch-induktive Last oder eine induktive Last ansteuert und der gewünschte Phasenanschnittwinkel bei Ansteuerung des gewählten Verbrauchers zu keinem unzulässig hohem Strom führen würde, ist ein Sanftanlauf der Steuervorrichtung 1 und auch ein Betrieb der Steuervorrichtung mit der entsprechenden Last bei dem entsprechenden, unkritischen Phasenanschnittwinkel möglich.
  • Wenn bei einer induktiven Last oder bei einer ohmsch-induktiven Last der gewünschte Phasenanschnittwinkel zu einem unzulässig hohen Strom führen würde, wenn also bei diesem Phasenanschnittwinkel entweder innerhalb einer Halbwelle der zu steuernden Wechselspannung entweder zwei Zündimpulse an das Halbleiter-Schaltelement 5 abgegeben würden oder kein Zündimpuls an das Halbleiter-Schaltelement abgegeben würde, so müßte ein Sanftanlauf bis zum Erreichen eines kritischen Phasenanschnittwinkels möglich sein, falls die Phasenregelschleife in der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS unmittelbar auf die Ausgangsspannung der speisenden Wechselspannungsquelle U einrasten würde, was bei einer Dreidrahtanordnung möglich ist. Wenn die Steuervorrichtung 1 und der elektrische Verbraucher 2 jedoch in Zweidrahtanordnung geschaltet sind und die obengenannte Wechselwirkung zwischen der zu schaltenden Wechselspannung und dem Phasenanschnittwinkel der an das Halbleiter-Schaltelement geschalteten Zündimpulse besteht, tritt in erfindungsgemäßen Steuervorrichtungen 1 mit Phasenregelschleife eine Regelschwingung auf, die sich in einer Phasenschwingung der Phasenregelschleife bemerkbar macht. Dadurch wird von der Entscheidungsstufe ES bereits kurz nach Beginn des Sanftanlaufes eine Netzhalbwelle ohne Zündimpuls erkannt. Da dies ein Kriterium zur Erkennung eines fehlerhaften Betriebszustandes ist, wird über die Schalt- und Treibereinheit DS ein weiteres Ansteuern des Halbleiter-Schaltelementes 5 zumindest vorübergehend unterbunden.
  • Würde eine Vorrichtung 1 zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher nach dem Phasenanschnittprinzip mit einer Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS, die eine Phasenregelschleife enthält, ohne Sanftanlauf abrupt eingeschaltet, so könnte dies aufgrund des entstehenden Einschwingverhaltens der Phasenregelschleife auch bei rein ohmscher Last zu einer irrtümlichen Fehlererkennung durch die Entscheidungsstufe ES führen.
  • FIG 2 zeigt in Form eines Prinzipschaltbildes besonders günstige Ausgestaltungsformen einer Entscheidungsstufe ES, einer Haltestufe HS sowie des erfindungswesentlichen Teiles einer Schalt- und Treibereinheit DS.
  • Die in FIG 2 gezeigte Entscheidungsstufe ES weist eine Signaleingangsklemme d auf, die mit dem Ausgangssignal des Detektors F der Polarität der momentanen Ausgangsspannung der Spannungsquelle U beaufschlagt wird. Die Signaleingangsklemme d ist im gezeigten Ausführungsbeispiel über einen Invertierer IV1 an den Signaleingang D eines D-FlipFlops FF1 geschaltet. Dieser Invertierer ist für die Funktionsweise der Schaltung nicht erforderlich, er stört jedoch auch nicht. Das Flip-Flop FF1 sowie drei weitere Flip-Flops FF2, FF3 und FF4 sind auf die steigende Flanke getriggerte D-Flip-Flops. Der Clock-Eingang CH dieser vier D-Flip-Flops FF1, FF3 und FF4 ist jeweils an eine Signaleingangsklemme e geschaltet. Diese Signaleingangsklemme E wird mit Zündimpulsvorschlägen beaufschlagt, die eine Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung aus FIG 1 bereitstellt. Der Signaleingang D des D-Flip-Flops FF3 ist mit einer Signaleingangsklemme g verbunden, die permanent mit einem eine logische Eins definierenden Potential beaufschlagt ist. Der Signalausgang QH des D-Flip-Flops FF3 ist mit den Signaleingang D des D-Flip-Flops FF4 zusammengeschaltet. Der Signalausgang QH des D-Flip-Flops FF4 ist an einen Eingang eines ersten NAND-Gatters 1 geschaltet. Das D-Flip-Flop FF3 und das D-Flip-Flop FF4 sind rücksetzbar und weisen hierzu jeweils einen Rücksetzsignaleingang RH auf. Wenn bei den gezeigten Logikschaltungen in FIG 2 im Bezugszeichen ein H enthalten ist, so bedeutet dies, daß dieser Eingang mit einem Highpegel aktiviert wird bzw. daß dieser Ausgang im aktivierten Zustand einen Highpegel liefert. Die Rücksetzsignaleingänge RH des Flip-Flops FF3 und des Flip-Flops FF4 sind gemeinsam an eine Signaleingangsklemme f geschaltet, die derart in Abhängigkeit vom Einschaltzustand der Steuervorrichtung 1 nach FIG 1 mit einem Logiksignal beaufschlagt ist, daß nach jedem Einschalten der Steuervorrichtung die Flip-Flops FF3 und FF4 zurückgesetzt werden. Dadurch ist gewährleistet, daß nach einem Einschalten der Steuervorrichtung 1 nach FIG 1 in einer Entscheidungsstufe ES nach FIG 2 ein Eingang des ersten NAND-Gatters NAND1 erst dann über das Flip-Flop FF4 freigegeben wird, wenn der zweite Zündimpulsvorschlag von einer Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS an die Signaleingangsklemme e geschaltet wurde. Der Signalausgang QH des Flip-Flops FF1 in FIG 2 ist unmittelbar an einen invertierenden Eingang eines EXNOR-Gatters EXNOR geschaltet. Außerdem ist er über einen Invertierter IV2 an den Signaleingang D des Flip-Flops FF2 und außerdem an einen nichtinvertierenden Eingang des besagten EXNOR-Gatters EXNOR geschaltet. Ein weiterer nichtinvertierender Eingang des EXNOR-Gatters EXNOR ist mit dem Signalausgang QH des Flip-Flops FF2 zusammengeschaltet. Bei entsprechender Wahl der logischen Zusammenhänge kann in diesem Falle der Inverter IV2 entfallen, wobei der invertierende Eingang des EXNOR-Gatter EXNOR entfällt. Der Signalausgang des EXNOR-Gatters EXNOR ist mit einem zweiten Signaleingang des ersten NAND-Gatters NAND1 zusammengeschaltet. Die beschriebene Schaltung stellt am Signalausgang des ersten NAND-Gatters NAND1 immer dann eine logische Null bereit, wenn nach dem Einschalten der Steuervorrichtung und somit dem Rücksetzen der Flip-Flops FF3 und FF4 mindestens zwei Zündimpulsvorschläge an der Signaleingangsklemme e bereitgestellt wurden und wenn sich das durch den Detektor F an die Signaleingangsklemme d geschaltete Signal bei zwei aufeinanderfolgenden, an die Signaleingangsklemme e geschalteten Zündimpulsvorschlägen nicht in seinem Logikpegel unterscheidet. Somit ist der Signalausgang des ersten NAND-Gatters NAND1 als Signalausgang einer Entscheidungsstufe ES nach FIG 1 geeignet, wobei eine 1 am Ausgang dieser Entscheidungsstufe ein Durchschalten des vorgeschlagenen Zündimpulses durch die Schalt- und Treibereinheit DS ermöglicht.
  • In der in FIG 2 gezeigten Ausführungsform ist der an die Schalt- und Treibereinheit DS angeschlossene Signalausgang der Entscheidungsstufe ES gebildet durch den Signalausgang eines UND-Gatters AND. Ein Eingang dieses UND-Gatters AND ist hierbei mit dem Ausgang des ersten NAND-Gatters NAND1 zusammengeschaltet. Der andere Eingang dieses AND-Gatters AND ist über einen Inverter IV3 an eine Signaleingangsklemme h geschaltet. Die Eingangsklemme h kann hierbei in einer besonderen Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Steuervorrichtung mit einem Logiksignal beaufschlagt werden, daß immer dann eine logische Eins darstellt, wenn das Halbleiter-Schaltelement 5 im gezündetem Zustand ist.
  • An der Signaleingangsklemme d in FIG 2 liegt bei erfindungsgemäßen Vorrichtungen eine Information über den Zustand der zu schaltenden Wechselspannung an. Die beiden Flip-Flops FF1 und FF2 bilden ein Schieberegister, in dem diese Information weitergeschoben wird. Den Schiebetakt bildet ein von der Zündimpulsvorerzeugerschaltung VS bereitgestellter Zündimpulsvorschlag. Je nach Zustand des EXNOR-Gatters EXNOR stellt die Entscheidungsstufe ES an ihrem Ausgang eine logische Eins oder eine logische Null bereit. Da eine korrekte Störfallerkennung durch die Entscheidungsstufe ES nach einem Einschalten der Steuervorrichtung 1 erst nach dem zweiten Zündimpuls möglich ist, wird der Ausgang der Entscheidungsstufe ES über die Flip-Flops FF3 und FF4 für den ersten Zündimpuls nach Einschalten der Steuervorrichtung 1 gesperrt.
  • Die in FIG 2 gezeigte Ausführungsform einer Entscheidungsstufe ES weist auch einen Signalausgang zum Anschluß an einer Haltestufe HS auf. Als Signalausgang könnte hierbei der Signalausgang des ersten NAND-Gatters NAND1 vorgesehen werden. Während des Schiebevorganges im Schieberegister, das durch die Flip-Flops FF1 und FF2 gebildet wird, kann jedoch fälschlicherweise kurzzeitig am Ausgang des ersten NAND-Gatters NAND1 der einen Störfall anzeigende Signalpegel anstehen. Um zu verhindern, daß in diesem Falle die Haltestufe HS aktiviert wird, ist in der gezeigten Ausführungsform der Entscheidungsstufe ES als Signalausgang zum beaufschlagen der Haltestufe HS der Signalausgang eines NOR-Gatters NOR vorgesehen, wobei ein Eingang dieses NOR-Gatters an die Signaleingangsklemme e angeschlossen ist und der andere Eingang dieses NOR-Gatters mit dem Ausgang des ersten NAND-Gatters NAND1 zusammengeschaltet ist. Dadurch wird verhindert, daß während eines Schiebevorganges, also wenn an der Signaleingangsklemme e ein High-Pegel anliegt, die Haltestufe HS aktiviert wird.
  • Die in der FIG 2 gezeigte Schalt- und Treibereinheit DS stellt nur ein Prinzipschaltbild des erfindungswesentlichen Teiles der Schalt- und Treibereinheit DS dar. Es wird vorausgesetzt, daß das dargestellte rücksetzbare D-Flip-Flop FF5 geeignet ist, an seinem Signalausgang QH, der die Zündimpuls-Ausgangsklemme b bildet einen zum Ansteuern eines Halbleiter-Schaltelementes benötigten Zündimpuls zu liefern. Der Signaleingang D des D-Flip-Flops FF5 ist mit dem Ausgang des AND-Gatters der Entscheidungsstufe ES zusammengeschaltet. Der Clockeingang CH des Flip-Flops FF5 ist über einen Inverter IV4 an die Signaleingangsklemme e angeschlossen und wird somit mit den Zündimpulsvorschlägen der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS aus FIG 1 beaufschlagt. Der Rücksetzsignal-Eingang RH des Flip-Flops FF5 ist an eine Signaleingangsklemme i angeschlossen. Die Signaleingangsklemme i wird mit einem Taktsignal beaufschlagt, das derart mit dem Takt der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS gekoppelt ist, daß es geeignet ist, das Flip-Flop FF5 nach Durchschalten eines jeden Zündimpulses wieder rückzusetzen. Das Flip-Flop FF5 schaltet nur dann einen an der Signaleingangsklemme e anstehenden Zündimpulsvorschlag an die Zündimpuls-Ausgangsklemme b, wenn die Entscheidungsstufe ES ein entsprechendes Signal an den Signaleingang D des D-Flip-Flops FF5 schaltet, wenn die Entscheidungsstufe ES also keinen Störfall detektiert.
  • Die in FIG 2 gezeigte Ausführungsform einer Haltestufe HS besteht in erster Linie aus einem rücksetzbarem Zähler, der sich bei einem bestimmten Zählerstand verriegelt und erst nach Auftreten eines Rücksetzsignales wieder zu laufen beginnt. Die gezeigte Ausführungsform benutzt hierzu vier Zähler-Grundelemente CE1, CE2, CE3 und CE4, die jeweils gebildet werden aus einem rücksetzbaren D-Flip-Flop, dessen Signalausgang QH über einen Inverter an den Signaleingang D rückgekoppelt ist, wobei der Signaleingang D den Ausgang des Zähler-Grundelementes CE1,... bildet und der Clockeingang CH eines Zähler-Grundelementes CE2, CE3 und CE4 jeweils mit dem Signalausgang des vorhergehenden Zähler-Grundelementes CE1, CE2 bzw. CE3 zusammengeschaltet ist und wobei der Clockeingang CH des ersten Zählergrundelementes CE1 mit einem Taktsignal beaufschlagt wird. Als Ausgang der Haltestufe HS ist eine Ausgangsklemme 1 vorgesehen, die mit dem Signalausgang eines zweiten NAND-Gatters NAND2 zusammengeschaltet ist und außerdem an einen Signaleingang eines dritten NAND-Gatters NAND3 angeschlossen ist. Der andere Eingang dieses dritten NAND-Gatters NAND3 ist an eine Signaleingangsklemme k angeschlossen, die mit einem Taktsignal beaufschlagt wird. Dieses Taktsignal sollte üblicherweise in fester Beziehung zu der Frequenz der zu schaltenden Wechselspannung stehen. Der Ausgang des dritten NAND-Gatters NAND3 ist an den Clock-Eingang CH des ersten Zählergrundelementes CE1 angeschlossen. Dadurch wird erreicht, daß ein Sperrsignal an der Ausgangsklemme 1 der Haltestufe HS ein weiteres Zählen des Zählers verhindert. Die Signaleingänge des zweiten NAND-Gatters NAND2 sind jeweils an Signalausgängen QH von in Zähler-Grundelementen CE2, CE4 enthaltenen Flip-Flops angeschlossen. Die Auswahl der Zähler-Grundelemente CE1, CE2,..., an deren Flip-Flop-Signalausgang QH die Eingänge des zweiten NAND-Gatters NAND2 angeschlossen sind, legt den Zählerstand fest, bei dem der Ausgang 1 der Haltestufe HS mit einem Sperrsignal beaufschlagt wird.
  • FIG 2 zeigt lediglich Ausführungsbeispiele möglicher Logikschaltungen. Selbstverständlich kann der Fachmann die gleichen logischen Zusammenhänge durch die Verwendung beliebiger Logik-Elemente realisieren. Wenn in FIG 1 und FIG 2 als Zündimpuls-Ausgangsklemme b nur ein Anschluß dargestellt ist, so schließt das nicht aus, daß je nach Art des Halbleiterschaltelementes 5, das von dieser Zündimpulsausgangsklemme angesteuert werden sollte, auch eine Klemme mit zwei Anschlüssen vorgesehen sein kann.
  • Die Haltestufe HS kann bei Erkennen eines Störfalles durch die Entscheidungsstufe ES aktiviert werden und für die Zeit ihrer Aktivierung eine weitere Ausgabe von Zündimpulsvorschlägen durch die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS unterbinden. Dieser Vorgang kann durch eine entsprechende Ausbildung der Haltestufe HS zeitlich begrenzt sein, so daß nach Ablauf einer bestimmten Zeit von der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS wieder Zündimpulsvorschläge geliefert werden und die Ansteuerschaltung 6 somit einen Anlaufversuch unternimmt. Liegt bei diesem Anlaufversuch immer noch eine Störung vor, so werden keine Zündimpulse an die Zündimpuls-Ausgangsklemme b geschaltet und die Haltestufe HS unterbindet nocheinmal für eine bestimmte Zeit die Ausgabe von Zündimpulsvorschlägen durch die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung VS. Liegt bei einem Wiedereinschalten nach Ablauf der in der Haltestufe HS vorgegebenen Sperrzeit keine Störung mehr vor, so kann die Steuervorrichtung 1 im Normalbetrieb arbeiten.
  • Wird eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung eines Elektromotors nach dem Phasenanschnittprinzip eingesetzt, so kann das selbsttätige Wiedereinschalten nach einem Störfall, zumindest für eine begrenzte Anzahl von Wiedereinschaltversuchen empfehlenswert sein.
  • Wird eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur stufenlosen Steuerung von Glühlampen nach dem Phasenanschnittsprinzip, also als Helligkeitsregler verwendet, so ist ein Wiedereinschalten der Ansteuerschaltung nach einem erfindungsgemäßen Detektieren eines Störfalles zumindest bei Ansteuerung der Glühlampe über einen Transformator nicht in jedem Fall sinnvoll. Wenn aufgrund einer defekten Glühlampe ein Störfall detektiert wird und die Ansteuerung des Halbleiter-Schaltelementes 5 in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung unterbunden wurde, kann es eventuell wünschenswert sein, daß nach dem Ersetzen der defekten Glühlampe durch eine intakte Glühlampe diese nicht unmittelbar nach dem Einsetzen in die Fassung angesteuert wird. In diesem Falle ist es sinnvoll, daß nach Auftreten eines Störfalles die Ansteuerschaltung 6 nicht selbsttätig wieder einschaltet. Um bei Auftreten anderer, vorübergehender Störungen ein Wiedereinschalten nicht von manuellen Eingriffen abhängig zu machen kann es sinnvoll sein, nach dem Unterbinden der Ansteuerung des Halbleiter-Schaltelementes 5 im Störfall eine begrenzte Anzahl von selbsttätigen Wiedereinschaltversuchen durchzuführen und nach einer bestimmten Anzahl erfolgloser Wiedereinschaltversuche ein selbsttätiges Wiedereinschalten zu verhindern.

Claims (5)

  1. Vorrichtung (1) zur stufenlosen Steuerung elektrischer Verbraucher (2) nach dem Phasenanschnittprinzip mit einem Halbleiterschaltelement (5) und einer Ansteuerschaltung (6) zum Bereitstellen von für die Ansteuerung des Halbleiterschaltelementes (5) vorgesehenen Zündimpulsen, wobei diese Ansteuerschaltung (6) mindestens einen Detektor (F) zum detektieren der Polarität des Momentanwertes einer zu schaltenden Wechselspannung, eine Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) zum Bereitstellen von Zündimpuls-Vorschlägen und eine Schalt- und Treibereinheit (DS) beeinhaltet,
    dadurch gekennzeichnet, daß als Teil der Ansteuerschaltung (6) eine Entscheidungsstufe (ES) vorgesehen ist, die in Abhängigkeit davon, ob zwischen zwei von der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) abgegebenen Zündimpulsvorschlägen das Ausgangssignal des Detektors (F) seine Polarität gewechselt hat ein Durchschalten der von der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) abgegebenen Zündimpulsvorschläge an das Halbleiter-Schaltelement (5) zuläßt oder unterbindet.
  2. Vorrichtung (1) nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß die Entscheidungsstufe (ES) bei fehlendem Zündimpuls-Vorschlag der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) während einer gesamten Halbwelle der zu schaltenden Wechselspannung an mindestens einem Eingang ein Sperrsignal liefert, das ein Durchschalten der von der Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) abgegebenen Zündimpulsvorschläge an das Halbleiter-Schaltelement (5) unterbindet.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) eine Phasenregelschleife enthält, dadurch gekennzeichnet, daß bei jedem Einschalten der Vorrichtung (1) die Phasenanschnittwinkel der für die Ansteuerung des Halbleiter-Schaltelementes vorgesehenen Zündimpulse jeweils von einen kleinen Stromfluß bewirkenden Werten zu einen größeren Stromfluß bewirkenden Werten verändert werden.
  4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerschaltung (6) eine Haltestufe (HS) enthält, die nach Auftreten eines Sperrsignales am Ausgang der Entscheidungsstufe (ES) eine Ausgabe von Zündimpulsvorschlägen durch die Zündimpuls-Vorerzeugerschaltung (VS) zumindest vorübergehend unterbindet.
  5. Verwendung einer Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Steuerung der Helligkeit einer Glühlampe (4), wobei die Glühlampe an die Sekundärwicklung eines Transformators (3) angeschlossen ist, wobei ein Anschluß der Primärwicklung des Transformators (3) an einen Pol einer Wechselspannungsquelle (U) angeschlossen ist, wobei der andere Anschluß der Primärwicklung des Transformators (3) an eine Hauptelektrode des Halbleiter-Schaltelementes (5) angeschlossen ist und wobei die andere Hauptelektrode dieses Halbleiter-Schaltelementes (5) an den anderen Pol der Wechselspannungsquelle (U) geschaltet ist.
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