EP0356818A2 - Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Last - Google Patents

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EP0356818A2
EP0356818A2 EP89115183A EP89115183A EP0356818A2 EP 0356818 A2 EP0356818 A2 EP 0356818A2 EP 89115183 A EP89115183 A EP 89115183A EP 89115183 A EP89115183 A EP 89115183A EP 0356818 A2 EP0356818 A2 EP 0356818A2
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EP
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circuit arrangement
switching transistor
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converter
transformer
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EP89115183A
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EP0356818A3 (de
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Walter Hirschmann
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating a load via a choke or a transformer according to the preamble of claim 1.
  • the circuit arrangement is used to operate gas discharge lamps. Since such circuit arrangements with line rectifiers generally generate harmonics in the line current, the circuit arrangement must have a passive or active harmonic filter, e.g. a boost converter.
  • a passive or active harmonic filter e.g. a boost converter.
  • Step-up converters require control with a clock generator for the switching transistor in order to limit the harmonic content of the current drawn by the network to the values permitted by VDE 0712. In the previously known circuits, this is done by an external controller, which can also include a complex sinusoidal control.
  • DE-AS 28 25 708 lists such a control circuit with a sinusoidal guide for a step-up converter.
  • the elaborately designed circuit arrangement for the control circuit includes a pulse generator and an operational amplifier.
  • a non-sinusoidal step-up converter with approximately sinusoidal current consumption for an electronic fluorescent lamp ballast is described in the treatise "New lights and ballasts with reduced connected load” by SIEMENS Energytechnik 3 (1981), volume 5.
  • This circuit arrangement comprises a step-up converter as a harmonic filter and a push-pull frequency generator for lamp control and has a triangle-like current consumption from the network which meets the prescribed harmonic limitation.
  • the frequency generator and the step-up converter have different clock frequencies, so that interference occurs between the two frequencies.
  • the object of the invention is to provide a circuit arrangement which makes no interference of frequencies possible and does not require a sine wave.
  • the control circuit should consist of a few components and should be inexpensive to manufacture.
  • a current saturation toroidal transformer is advantageously used as the transformer, since the losses are kept very low.
  • the drive winding of the current saturation toroidal transformer for the transistor of the push-pull frequency generator connected to the negative pole can simultaneously feed the base of the switching transistor of the step-up converter. This further simplifies the circuit arrangement.
  • the base control of the switching transistor in the step-up converter from the current saturation toroidal transformer takes place via a series resistor and a capacitor.
  • the base of the transistor is connected to its emitter via an adjustable resistor in order to set the duty cycle.
  • the step-up converter is bridged by a diode in the forward DC direction.
  • the voltage present at the output ie at the smoothing capacitor
  • the voltage present at the output is greater than that behind the mains rectifier in all operating states Peak value of the input voltage. If the switching transistor is blocked before the choke saturates, the reverse voltage in the choke drives the current through the diode into the smoothing capacitor until the energy content of the choke is no longer sufficient.
  • the inductor is supported on the latter, so that the energy content of the capacitor is added to the existing energy content of the inductor. All of this has the consequence that the output voltage of the step-up converter is greatly increased and the smoothing capacitor must be designed for a high operating voltage.
  • another switching transistor is therefore connected in series with the line rectifier with its collector-emitter path in the forward DC direction, the base of which is also controlled from the same current saturation toroidal transformer as the transistors of the push-pull frequency generator.
  • the base of the further switching transistor is connected to the emitter of the same via a limiting resistor and the control winding of the current saturation toroidal transformer, and at this connection point the cathode of a diode is connected, the anode of which is connected to the negative pole of the mains rectifier.
  • the inductance of the step-up converter is alternately supported on the input voltage or on the zero potential. This means that there is a sufficient voltage swing across the inductor available which ensures that the output voltage at the smoothing capacitor is only slightly above the line voltage peak at the back-up capacitor and that the current drawn by the network is very closely approximated to the sinusoidal form.
  • the necessary clock correspondence of both transistors is also achieved, and at the same time an additional control circuit for this further transistor can be dispensed with.
  • the collector-emitter path of the further switching transistor is bridged by a diode in the reverse DC direction. This prevents dangerous voltage peaks at the transistor during the switching breaks.
  • a control amplifier can be provided in the circuit arrangement for feeding a DC voltage via the adjustable resistor into the base of the switching transistor in the step-up converter.
  • the control amplifier receives its control signal and its voltage supply from a secondary winding, which is attached to the choke in the load circuit, to the current saturation toroidal transformer or to the choke of the step-up converter.
  • the control amplifier can also receive its signal and its voltage supply from the center tap of the push-pull frequency generator via a DC-decoupled transformer.
  • FIG. 1 shows the exact circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention with a step-up converter for operating a low-pressure discharge lamp.
  • a rectifier GL At the network input of the circuit arrangement there is a rectifier GL, to whose DC output a backup capacitor C1 is connected in parallel.
  • the self-regulating push-pull frequency generator consists of the two transistors T1, T2 with the reverse current diodes D3, D4, the series resistors R5 to R8, the control transformer and the starting generator with the resistors R4, R9, the starting capacitor C3, the diode D2, the diac D1 and the capacitor C4.
  • the control transformer works according to the feedback principle and is composed of the primary winding RK 1 and the two secondary windings RK2 and RK3, which sit on a common toroid.
  • the low-pressure discharge lamp LP is connected with a connection of the electrode E1 to the center tap M between the two transistors T1, T2 and with a connection of the other electrode E2 to the positive pole of
  • a series resonance circuit comprising resonance inductance L1 coupling capacitor G5 and resonance capacitor C6 is provided, resonance inductance L1 and coupling capacitor C5 between primary winding RK1 of the control transformer and the corresponding connection of electrode E1 and resonance capacitor C6 between the connections of electrodes E1 and E2 are switched.
  • a boost converter is connected between the support capacitor C1 and the starting generator of the push-pull frequency generator, which is composed of a choke L2, a diode D5, a switching transistor T3 and a smoothing capacitor C2.
  • the function of a step-up converter can be found in any book on switching power supplies, such as the book “Switching Power Supplies - Motor Controls” by Otto Macek.
  • the base of the transistor T3 is connected to a tap between the drive winding RK3 of the transistor T2 and the series resistor R6 via a series connection of a coupling capacitor C7 and a resistor R1.
  • the base of transistor T3 is connected to its emitter via an adjustable resistor R2.
  • the series connection of the choke L2 and the diode D5 is also a diode D6 in the forward DC direction connected in parallel.
  • the transistor of the step-up converter is switched in the same cycle as the transistors of the push-pull frequency generator.
  • Resistor R1 is used to limit the current
  • resistor R2 is used to set the duty cycle of the transistor and thus to set the DC voltage at smoothing capacitor C2.
  • the supply voltage for the push-pull frequency generator is set.
  • the diode D6 is used to bypass the step-up converter in the event of a brief overload of the frequency generator.
  • FIG. 2 shows a further circuit arrangement according to the invention for operating a low-pressure discharge lamp.
  • a further switching transistor T4 with its collector-emitter path is connected in the forward DC direction between the positive pole of the rectifier GL and the choke L3 of the step-up converter.
  • the base of transistor T4 is connected to its emitter via a series resistor R3 and via a further secondary winding RK4 of the control transformer.
  • a diode 8 is connected at the connection point between the base and the emitter of the switching transistor T4 and is connected in the reverse direction of the direct current to the negative pole on the mains rectifier GL.
  • the collector-emitter path of the switching transistor T4 is also bridged in the reverse DC direction by a diode D7.
  • FIG. 3 shows a circuit arrangement corresponding to FIG. 1, a control amplifier RV being additionally provided.
  • the control amplifier is connected to the base of the switching transistor T3 via the adjustable resistor R2.
  • the control amplifier RV receives its voltage supply from a secondary winding L4 which is connected to the choke L1 of the load circuit.
  • the control amplifier is also connected to the negative pole of the mains rectifier.
  • variable resistor R2 is supplied with a DC voltage, through which the supply voltage (for the push-pull frequency generator) on the capacitor C2 is constantly regulated by means of the transistor T3.
  • a high-pressure discharge lamp such as e.g. a metal halide high pressure mercury discharge lamp can be operated.
  • a change in the respective circuit structure is not necessary for this.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
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Abstract

Bei einer Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Last über eine Drossel (L1) oder einen Transformator mit einem Hochsetzsteller und einem Gegentaktfrequenz­generator wird die Basis des Schalttransistors (T3) des Hochsetzstellers aus demselben Übertrager wie die Transistoren (T1, T2) des Gegentaktfrequenzgenerators angesteuert. Vorteilhaft besteht der Übertrager aus einem Stromsättigungs-Ringkerntrafo, wobei die Ansteuerwicklung (RK3) für den am Nullpotential ange­schlossenen Transistor (T2) des Gegentaktfrequenz­generators gleichzeitig die Basis des Schalttran­sistors (T3) des Hochsetzstellers speist. Dadurch wird ein Interferieren von Frequenzen bei der Schaltungs­anordnung unterbunden.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Last über eine Drossel oder einen Transformator entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
  • Insbesondere dient die Schaltungsanordnung zum Betrieb von Gasentladungslampen. Da solche Schal­tungsanordnungen mit Netzgleichrichter grundsätzlich Oberschwingungen im Netzstrom erzeugen, muß die Schaltungsanordnung ein passives oder aktives Oberwellenfilter, wie z.B. einen Hochsetzsteller, enthalten.
  • Hochsetzsteller benötigen eine Ansteuerung mit einem Taktgeber für den Schalttransistor, um den Ober­schwingungsgehalt des vom Netz aufgenommenen Stroms auf die nach VDE 0712 zulässigen Werte zu begrenzen. Bei den bisher bekannten Schaltungen erfolgt dies durch eine Fremdsteuerung, wobei diese gleichzeitig eine aufwendige Sinusführung beinhalten kann.
  • In der DE-AS 28 25 708 ist eine solche Steuerschal­tung mit einer Sinusführung für einen Hochsetz­steller aufgeführt. Die aufwendig gestaltete Schal­tungsanordnung für die Steuerschaltung beinhaltet dabei unter anderem einen Pulsgenerator und einen Operationsverstärker.
  • Ein nicht sinusgeführter Hochsetzsteller mit annähernd sinusförmiger Stromaufnahme für ein elek­tronisches Leuchtstofflampen-Vorschaltgerät ist in der Abhandlung "Neue Leuchten und Vorschaltgeräte mit reduzierter Anschlußleistung" der SIEMENS Energie­technik 3 (1981), Heft 5, beschrieben. Diese Schaltungsanordnung umfaßt einen Hochsetzsteller als Oberwellenfilter und einen Gegentaktfrequenzgenerator zur Lampensteuerung und weist eine dreieckähnliche Stromaufnahme aus dem Netz auf, die die vorgeschrie­bene Oberwellenbegrenzung erfüllt. Allerdings be­sitzen der Frequenzgenerator und der Hochsetzsteller unterschiedliche Taktfrequenzen, so daß es zu Inter­ferenzen zwischen beiden Frequenzen kommt.
  • Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanord­nung zu schaffen, die kein Interferieren von Frequenzen möglich macht und ohne Sinusführung auskommt. Die Ansteuerschaltung sollte dabei aus wenigen Bauteilen bestehen und kostengünstig herzustellen sein.
  • Die Aufgabe wird durch das kennzeichnende Merkmal des 1. Anspruchs gelöst. Weitere vorteilhafte Ausge­staltungen der Schaltungsanordnung sind den Unteran­sprüchen zu entnehmen.
  • Durch die Basisansteuerung des Schalttransistors des Hochsetzstellers aus demselben Übertrager wie die Transistoren des Gegentaktfrequenzgenerators erhält man einen gemeinsamen Taktgeber für die Transistoren des Gegentaktfrequenzgenerators und für den Schalt­transistor des Hochsetzstellers, der eine Interferenz beider ausschließt. Außerdem wird keine zusätzliche Ansteuerschaltung für den Schalttransistor des Hoch­setzstellers mit einer großen Zahl von Schaltungs­elementen benötigt, da die Ansteuerung für den Gegentaktfrequenzgenerator diese Funktion mitüber­nehmen kann.
  • Vorteilhaft wird als Übertrager ein Stromsättigungs­Ringkerntrafo verwendet, da hierbei die Verluste sehr gering gehalten werden. Bei geeigneter Wahl der Schaltungselemente kann die Ansteuerwicklung des Stromsättigungs-Ringkerntrafos für den am Minuspol angeschlossenen Transistor des Gegentaktfrequenzgene­rators gleichzeitig die Basis des Schalttransistors des Hochsetzstellers speisen. Dadurch wird eine weitere Vereinfachung der Schaltungsanordnung erreicht.
  • Die Basisansteuerung des Schalttransistors im Hoch­setzsteller aus dem Stromsättigungs-Ringkerntrafo erfolgt über einen in Reihe liegenden Begrenzungs­widerstand und einen Kondensator. Außerdem ist zur Einstellung der Tastzeit des Transistors dessen Basis mit seinem Emitter über einen einstellbaren Widerstand verbunden.
  • Für den Fall einer Überlastung durch den Gegentakt­frequenzgenerator sowie für den Einschaltvorgang ist der Hochsetzsteller durch eine Diode in Gleichstrom­vorwärtsrichtung überbrückt.
  • Bei einem Hochsetzsteller, wie er oben beschrieben ist, ist die am Ausgang, d.h. am Glättungskondensator vorliegende Spannung in allen Betriebszuständen größer als der hinter dem Netzgleichrichter liegende Spitzenwert der Eingangsspannung. Wird der Schalt­transistor vor der Sättigung der Drossel gesperrt, so treibt die Gegenspannung in der Drossel den Strom über die Diode so lange weiter in den Glättungs­kondensator, bis der Energieinhalt der Drossel dafür nicht mehr ausreicht. Bei einem parallel zum Gleich­richter nachgeschalteten Kondensator stützt sich die Drossel an diesem ab, so daß der Energieinhalt des Kondensators zum vorhandenen Energieinhalt der Drossel noch hinzukommt. Dies alles hat zur Folge, daß die Ausgangsspannung des Hochsetzstellers stark erhöht wird und der Glättungskondensator für eine hohe Betriebsspannung ausgelegt sein muß.
  • Vor den Hochsetzsteller ist daher in Reihe zum Netz­gleichrichter ein weiterer Schalttransistor mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in Gleichstrom­vorwärtsrichtung geschaltet, wobei auch dessen Basis aus demselben Stromsättigungs-Ringkerntrafo ange­steuert wird wie die Transistoren des Gegentaktfre­quenzgenerators. Die Basis des weiteren Schalt­transistors ist dazu über einen Begrenzungswiderstand und die Ansteuerwicklung des Stromsättigungs-Ring­kerntrafos mit dem Emitter desselben verbunden und an diesem Verbindungspunkt die Kathode einer Diode angeschlossen, deren Anode mit dem Minuspol des Netzgleichrichters verbunden ist.
  • Mit Hilfe dieses weiteren Schalttransistors sowie der Diode in Gleichstromrückwärtsrichtung stützt sich die Induktivität des Hochsetzstellers alternierend an der Eingangsspannung oder am Nullpotenial ab. Dadurch ist ein ausreichender Spannungshub an der Induktivität vorhanden der gewährleistet daß die Ausgangsspan­nung am Glättungskondensator nur wenig über der Netz­spannungsspitze am Stützkondensator liegt und der vom Netz aufgenommene Strom sehr gut der Sinusform an­genähert wird. Durch die Ansteuerung aus dem Strom­sättigungs-Ringkerntrafo wird außerdem die notwendige Taktübereinstimmung beider Transistoren erreicht, wobei gleichzeitig auf eine zusätzliche Ansteuer­schaltung für diesen weiteren Transistor verzichtet werden kann.
  • Die Kollektor-Emitter-Strecke des weiteren Schalt­transistors ist durch eine Diode in Gleichstrom­rückwärtsrichtung überbrückt. Dadurch werden gefährliche Spannungsspitzen am Transistor in den Schaltpausen verhindert.
  • In einer weiteren Ausführung kann bei der Schaltungs­anordnung ein Regelverstärker zur Einspeisung einer Gleichspannung über den einstellbaren Widerstand in die Basis des Schalttransistors im Hochsetzsteller vorgesehen sein. Der Regelverstärker erhält dabei sein Regelsignal und seine Spannungsversorgung von einer sekundären Wicklung, die an der Drossel im Lastkreis, am Stromsättigungs-Ringkerntrafo oder an der Drossel des Hochsetzstellers angebracht ist. Wahlweise kann der Regelverstärker sein Signal und seine Spannungsversorgung auch über einen gleich­stromentkoppelten Transformator vom Mittenabgriff des Gegentaktfrequenzgenerators erhalten. Durch Ein­speisen einer so gewonnenen Gleichspannung wird mit Hilfe des Schalttransistors eine Netzspannungsaus­regelung am Glättungskondensator ermöglicht, ohne daß sich dabei die Kurvenform des Netzstromes unzulässig ändert.
  • Die Erfindung ist anhand der nachfolgenden Figuren näher veranschaulicht.
    • Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Niederdruckentladungslampe
    • Figur 2 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Niederdruckentladungslampe
    • Figur 3 zeigt eine Schaltungsanordnung entsprechend Figur 1 mit einem zusätzlichen Regelverstärker zur Netzspannungsausregelung am Glättungs­kondensator
  • In Figur 1 ist das genaue Schaltbild einer erfindungs­gemäßen Schaltungsanordnung mit Hochsetzsteller zum Betrieb einer Niederdruckentladungslampe dargestellt. Am Netzeingang der Schaltungsanordnung liegt ein Gleichrichter GL, zu dessen Gleichstromausgang ein Stützkondensator C1 parallelgeschaltet ist. Der selbststeuernde Gegentaktfrequenzgenerator besteht aus den beiden Transistoren T1, T2 mit den Rückstromdioden D3, D4, den Vorschaltwiderständen R5 bis R8, dem Steuerübertrager und dem Anlaufgenerator mit den Widerständen R4, R9, dem Startkondensator C3, der Diode D2, dem Diac D1 sowie dem Kondensator C4. Der Steuerübertrager arbeitet nach dem Rückkopplungs­prinzip und setzt sich aus der Primärwicklung RK 1 sowie den beiden Sekundärwicklungen RK2 und RK3 zu­sammen, die auf einem gemeinsamen Ringkern sitzen. Die Niederdruckentladungslampe LP ist mit einem Anschluß der Elektrode E1 mit dem Mittenabgriff M zwischen den beiden Transistoren T1, T2 und mit einem Anschluß der anderen Elektrode E2 mit dem Pluspol des Netzgleich­richters GL verbunden.
  • Außerdem ist ein Serienresonanzkreis aus Resonanz­induktivität L1 Koppelkondensator G5 und Resonanz­kondensator C6 vorgesehen, wobei die Resonanzinduk­tivität L1 und der Koppelkondensator C5 zwischen die Primärwicklung RK1 des Steuerübertragers und den ent­sprechenden Anschluß der Elektrode E1 und der Reso­nanzkondensator C6 zwischen die auf der Heizkreisseite liegenden Anschlüsse der Elektroden E1 und E2 geschal­tet sind.
  • Die Funktionsweise einer solchen Schaltungsanordnung mit Gegentaktfrequenzgenerator und Serienresonanz­kreis zum Zünden und Betrieb einer Niederdruckent­ladungslampe kann dem Buch "Elektronikschaltungen" von W. Hirschmann (Siemens AG.), Seite 148, entnommen werden und soll hier nicht näher ausgeführt werden.
  • Zwischen den Stützkondensator C1 und den Anlaufgene­rator des Gegentaktfrequenzgenerators ist ein Hoch­setzsteller geschaltet, der sich aus einer Drossel L2, einer Diode D5, einem Schalttransistor T3 und einem Glättungskondensator C2 zusammensetzt. Die Funktions­weise eines Hochsetzstellers kann jedem beliebigen Buch über Schaltnetzteile, wie z.B. dem Buch "Schalt­netzteile - Motorsteuerungen" von Otto Macek, ent­nommen werden. Die Basis des Transistors T3 ist über eine Reihenschaltung eines Koppelkondensators C7 und eines Widerstands R1 an einem Abgriff zwischen der Ansteuerwicklung RK3 des Transistors T2 und dem Vor­widerstand R6 angeschlossen. Außerdem ist die Basis des Transistors T3 über einen einstellbaren Wider­stand R2 mit seinem Emitter verbunden. Der Reihen­schaltung aus der Drossel L2 und der Diode D5 ist außerdem eine Diode D6 in Gleichstromvorwärtsrichtung parallelgeschaltet. Durch eine solche Verschaltung wird der Transistor des Hochsetzstellers im gleichen Takt wie die Transistoren des Gegentaktfrequenzge­nerators geschaltet. Der Widerstand R1 dient zur Strombegrenzung, der Widerstand R2 zur Einstellung der Tastzeit des Transistors und damit zur Einstellung der Gleichspannung am Glättungskondensator C2. Gleich­zeitig wird damit die Versorgungsspannung für den Gegentaktfrequenzgenerator eingestellt. Die Diode D6 dient zu einer Überbrückung des Hochsetzstellers für den Fall einer kurzzeitigen Überlastung des Frequenz­generators.
  • Figur 2 zeigt eine weitere erfindungsgemäße Schal­tungsanordnung zum Betrieb einer Niederdruckentla­dungslampe. Bei dieser Schaltungsanordnung sind zu der in Figur 1 aufgeführten Schaltungsanordnung weitere Schaltungsteile hinzugefügt. So ist zwischen den Pluspol des Gleichrichters GL und die Drossel L3 des Hochsetzstellers ein weiterer Schalttransistor T4 mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in Gleichstromvor­wärtsrichtung geschaltet. Die Basis des Transistors T4 ist über einen Vorwiderstand R3 und über eine weitere Sekundärwicklung RK4 des Steuerübertragers mit seinem Emitter verbunden. Am Verbindungspunkt der Basis mit dem Emitter des Schalttransistors T4 ist eine Diode 8 angeschlossen und in Gleichstromrückwärtsrichtung mit dem Minuspol am Netzgleichrichter GL verbunden. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors T4 ist außerdem durch eine Diode D7 in Gleichstromrückwärts­richtung überbrückt.
  • Durch die zusätzlichen Schaltungsteile stützt sich die Drossel L2 bei ihrer Entladung auf Nullpotential ab. Damit wird ein ausreichender Spannungshub beibehalten, der bei gleichbleibenden Tastzeiten mit
    Figure imgb0001
    = 0,5T eine ausreichende Sinusform garantiert und die Spannung am Glättungskondensator C2 nur gering über die Netzspannung ansteigen läßt. Im Fall des Wegfalls der Diode D6 lassen sich am Kondensator C2 auch Span­nungen niedriger als die Netzspannung erreichen.
  • In der folgenden Bestückungsliste sind die Schaltungs­elemente für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung entsprechend der Figur 2 zum Betrieb einer 36 W-­Leuchtstofflampe an 220 V Wechselspannung zusammen­gestellt:
    GL : B 250, C 1000
    C1, C5 : 47 nF
    T1 - T4 : BUV 93
    D3 - D8 : 1 N 4937
    R1, R3 : 4,7Ω
    R2 : 1 kΩ
    R4 : 470Ω
    L2 : EF 20, 2,85 mH
    C2, C7 : 4,7 µF
    C3 : 100 nF
    D1 : A 9903
    D2 : 1 N 4004
    R5, R6 : 10Ω
    R7, R8 : 1,5Ω
    C4 : 4,7 nF
    R9 : 230 kΩ
    L1 : EF 20, 2,3 mH
    C6 : 6,8 nF
    RK1-RK4 : RK 13x7x5, n1 = Windungen n2-n4 = 2 Windungen
  • Figur 3 zeigt eine der Figur 1 entsprechende Schal­tungsanordnung, wobei zusätzlich ein Regelverstärker RV vorgesehen ist. Der Regelverstärker ist über den einstellbaren Widerstand R2 mit der Basis des Schalt­transistors T3 verbunden. Seine Spannungsversorgung erhält der Regelverstärker RV von einer sekundären Wicklung L4, die an der Drossel L1 des Lastkreises angeschlossen ist. Außerdem ist der Regelverstärker mit dem Minuspol des Netzgleichrichters verbunden.
  • Mit Hilfe des Regelverstärkers wird dem veränderbaren Widerstand R2 eine Gleichspannung zugeführt, durch die mittels des Transistors T3 die Versorgungsspannung (für den Gegentaktfrequenzgenerator) am Kondensator C2 konstant geregelt wird.
  • Anstelle der Niederdruckentladungslampe kann mit den in den Figuren 1 bis 3 aufgeführten Schaltungsan­ordnungen auch eine Hochdruckentladungslampe, wie z.B. eine Metallhalogenid-Quecksilberhochdruckent­ladungslampe, betrieben werden. Abgesehen von einer gegebenenfalls benötigten Zündeinrichtung ist eine Änderung des jeweiligen Schaltungsaufbaus dafür nicht erforderlich.

Claims (13)

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Last über eine Drossel (L1) oder einen Transformator, beste­hend aus einem Netzgleichrichter (GL) mit parallel dazu geschaltetem Stützkondensator (C1) und einem Gegentaktfrequenzgenerator zur Erzeugung einer höheren Frequenz, wobei die Ansteuerung der alter­nierend schaltenden Transistoren (T1, T2) des Gegen­taktfrequenzgenerators über Rückkopplung mit einem Übertrager erfolgt und zwischen den Stützkondensator (C1) und den Gegentaktfrequenzgenerator ein Oberwel­lenfilter in Form eines Hochsetzstellers geschaltet ist, der sich aus einem Schalttransistor (T3), einer Drossel (L2), einer Diode (D5) und einem Glättungs­kondensator (C2) zusammensetzt, dadurch gekennzeich­net, daß die Basis des Schalttransistors (T3) des Hochsetzstellers aus demselben Übertrager wie die Transistoren (T1, T2) des Gegentaktfrequenzgenerators angesteuert wird.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge­kennzeichnet, daß der Übertrager ein Stromsättigungs­Ringkerntrafo ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch ge­kennzeichnet, daß die Ansteuerwicklung (RK3) des Stromsättigungs-Ringkerntrafos für den am Null­potential angeschlossenen Transistor (T2) des Gegen­taktfrequenzgenerators gleichzeitig die Basis des Schalttransistors (T3) des Hochsetzstellers speist.
4. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Basisansteuerung des Schalttransistors (T3) im Hochsetzsteller aus dem Stromsättigungs-Ringkerntrafo über einen in Reihe liegenden Begrenzungswiderstand (R1) und einen Kondensator (C7) erfolgt.
5. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Schalttransistors (T3) mit dem Emitter über einen einstellbaren Widerstand (R2) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge­kennzeichnet, daß die Drossel (L2) und die Diode (D5) des Hochsetzstellers durch eine Diode (D6) in Gleich­stromvorwärtsrichtung überbrückt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch ge­kennzeichnet, daß in Reihe zum Netzgleichrichter (GL) vor den Hochsetzsteller ein weiterer Schalttransistor (T4) mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke in Gleich­stromvorwärtsrichtung geschaltet ist, wobei die Basis dieses Schalttransistors (T4) ebenfalls aus demselben Übertrager, wie die Transistoren (T1, T2) des Gegen­taktfrequenzgenerators angesteuert wird.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des weiteren Schalt­transistors (T4) über einen Begrenzungswiderstand (R3) und eine Ansteuerwicklung (RK4) des Stromsätti­gungs-Ringkerntrafos mit dem Emitter desselben Schalttransistors (T4) verbunden ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß an dem Verbindungspunkt der Basis mit dem Emitter des weiteren Schalttransistors (T4) die Kathode einer Diode (D8) angeschlossen ist, deren Anode mit dem Minuspol des Netzgleichrichters (GL) verbunden ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch ge­kennzeichnet, daß die Kollektor-Emitter-Strecke des weiteren Schalttransistors (T4) durch eine Diode (D7) in Gleichstromrückwärtsrichtung überbrückt ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelverstärker (RV) zur Einspeisung einer Gleich­spannung über den einstellbaren Widerstand (R2) in die Basis des Schalttransistors (T3) vorgesehen ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch ge­kennzeichnet, daß der Regelverstärker (RV) sein Regelsignal und seine Spannungsversorgung von einer sekundären Wicklung (L4) erhält, die an der Drossel (L1) im Lastkreis, dem Stromsättigungs-Ringkerntrafo oder der Drossel des Hochsetzstellers angebracht ist.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelverstärker (RV) sein Regelsignal und seine Spannungsversorgung über einen gleichstromentkoppelten Transformator vom Mittenab­griff des Gegentaktfrequenzgenerators erhält.
EP89115183A 1988-08-30 1989-08-17 Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Last Expired - Lifetime EP0356818B1 (de)

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DE3829388 1988-08-30

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Publication Number Publication Date
EP0356818A2 true EP0356818A2 (de) 1990-03-07
EP0356818A3 EP0356818A3 (de) 1991-09-18
EP0356818B1 EP0356818B1 (de) 1995-06-07

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ID=6361886

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