EP0173155B1 - Stromversorgung für Strahlungsquellen von frequenz-analogen optischen Sensoren - Google Patents

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EP0173155B1
EP0173155B1 EP85110083A EP85110083A EP0173155B1 EP 0173155 B1 EP0173155 B1 EP 0173155B1 EP 85110083 A EP85110083 A EP 85110083A EP 85110083 A EP85110083 A EP 85110083A EP 0173155 B1 EP0173155 B1 EP 0173155B1
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EP
European Patent Office
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fact
resistor
current supply
signal
supply according
Prior art date
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EP85110083A
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English (en)
French (fr)
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EP0173155A2 (de
EP0173155A3 (en
Inventor
Alfred Dr. Reule
Joachim Dipl.-Ing. Schröder
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Carl Zeiss SMT GmbH
Carl Zeiss AG
Original Assignee
Carl Zeiss SMT GmbH
Carl Zeiss AG
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Publication date
Application filed by Carl Zeiss SMT GmbH, Carl Zeiss AG filed Critical Carl Zeiss SMT GmbH
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Publication of EP0173155A3 publication Critical patent/EP0173155A3/de
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Publication of EP0173155B1 publication Critical patent/EP0173155B1/de
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Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/625—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc
    • G05F1/63—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is ac or dc using variable impedances in series with the load as final control devices
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits

Definitions

  • the present invention relates to a power supply for an LED or a semiconductor laser for frequency-analog optical, preferably Foseroptician, sensors for generating a modulation signal with a time-modulated, constant amplitude.
  • Frequency-analog optical sensors are characterized by the fact that they are less disturbed by environmental influences than other optical sensors that measure the intensity or phase of the light.
  • the radiation source is usually modulated with the measuring frequency. This is done most simply and therefore most often by modulating the feed current of the radiation source. Such a modulation is e.g. known from DE-OS 32 02 089 for a fiber optic temperature sensor.
  • the present invention is therefore based on the object of operating an LED or a semiconductor laser in such a way that the disadvantages mentioned are avoided or at least greatly reduced.
  • the object is achieved according to the invention in that a reference receiver is provided, to which part of the radiation from the LED or the semiconductor laser is supplied, and in that a variable resistor is connected in series with the LED or the semiconductor laser, the change in which increases the rise time of the modulation signal is kept constant.
  • rise time is understood to mean the time delay between the modulation signal and the reference signal.
  • rectangular modulation it corresponds to the size usually referred to as the rise time; with sinusoidal modulation it corresponds to the phase shift.
  • variable resistor is a photoresistor illuminated by a light source or a thermistor heated by a heating resistor or a potentiometer actuated by a motor.
  • variable resistor is a thermistor heated by its own current.
  • a circuit with suitable parallel and series resistors ensures that a suitable characteristic curve is created (as shown in FIG. 3a).
  • variable resistor does not change itself - as in the last-mentioned embodiment - a suitable control or regulating arrangement is required for the variation of the resistor.
  • a resistor is connected in series with the LED or the semiconductor laser to generate a control signal and is connected via a RC element for averaging the voltage to a differential amplifier, the second input of which is connected to a setting value transmitter.
  • a resistor in order to generate a control signal for the variable resistor, is connected in series with the LED or the semiconductor laser and is connected via a RC element for averaging the voltage to a network which has a non-linear characteristic.
  • the modulation signal can be both rectangular and e.g. be sinusoidal or triangular.
  • a differential amplifier for generating a control signal for the variable resistor in order to form a differential signal between the preset signal and the reference signal.
  • the output of this differential amplifier is compared in a second differential amplifier with the output of a set value and its difference is fed to an integrator, the output of which is connected to a sample and hold amplifier.
  • the integrator can be switched on on one or on both edges of the modulation signal.
  • the advantage of the present invention is that the ideal modulation signal, which is fundamentally unattainable, is replaced by a modulation signal which not only has a constant amplitude but also a constant rise time. This prevents disturbances and measurement inaccuracies caused by changes in the rise time.
  • 12a denotes an LED, the radiation of which is directed into the optical fiber 13f via the converging lenses 13a and 13b.
  • the radiation reflected on the inclined starting surface of the light guide 13f and on the surface 13e surrounding the starting surface is imaged by the converging lenses 13c and 13d onto the reference receiver 14a, for example a photodiode, and generates an electrical signal there.
  • This is amplified in amplifier 14b and then compared as reference signal 14 in differential amplifier 11a with preset signal 11.
  • the default signal should have the rectangular course shown in the time diagram in FIG. 2a.
  • a sinusoidal or triangular course would also be possible, for example.
  • the reference signal 11 has the course shown in solid lines in FIG. 2b due to the time constants of the radiation source and the time constants of the other components involved. It should be noted that the settling process shown at a frequency of approx. 1 kHz is shorter than 1/100 of the half period.
  • the signal curve shown in solid lines in the time diagram of FIG. 2c is produced. This signal is fed to the integrator 11b, at the output of which the signal curve shown in FIG. 2d arises, which is fed directly - or possibly via an amplifier - to the radiation source 12a.
  • the integrator output thus reaches a higher level and the current through the radiation source 12a is increased so that the reference voltage in FIG. 2b again reaches the same level after the transient response. In this way, a constant amplitude is achieved despite the change in the radiation yield of the radiation source 12a.
  • the regulation takes place so quickly that it regulates itself at the beginning of each modulation half-wave.
  • a variable resistor 12b and a fixed resistor 12d are connected in series with the radiation source 12a.
  • a voltage drop occurs across the resistor 12d which is proportional to the current through the radiation source 12a.
  • This voltage drop is averaged by the RC element 15a over many modulation periods, which is possible since temperature changes or aging processes are slow with respect to the modulation frequency.
  • the DC voltage generated by the RC element 15a - which is proportional to the average current through the radiation source 12a - is fed to a differential amplifier 16b, the second input of which is connected to the setting value transmitter 16a.
  • the value for the rise time that is to be kept constant by the control can be set by an adjustable voltage.
  • a light source 17b e.g. supplies an incandescent lamp which illuminates the photoresistor 12b. Together with the shunt 12c, this forms a purely ohmic variable series resistor for the radiation source 12a.
  • the resistor 12c serves to keep the load on the photoresistor low).
  • the photoresistor 12b is changed by the illumination with the light source 17b so that the change in the radiation source 12a is thus compensated for.
  • all other components in the control loop remain unaffected by the change in radiation source 12a.
  • the transient response becomes faster again, i.e. the rise time is shortened and thus brought to the value before the temperature jump.
  • the setting value transmitter 16a and the differential amplifier 16b produce a linear (but not proportional) relationship between the current through the radiation source 12a and the voltage for the light source 17b, the slope being so due to the degree of amplification of the differential amplifier 16b is set so that the rise time remains constant for different currents. (So it is not a regulation but a controller).
  • the linear relationship is a good and in practice in many cases sufficient approximation to keep the rise time constant.
  • the values R 12b of the variable resistor 12b have to be dependent on the current shown in FIG U 12d for the average voltage drop across the resistor 12d or correspond better to this dependency than is possible with a straight line for the voltage for the light source 17b.
  • the dependency shown in FIG. 3a can be calculated. It is better to carry out an experimental determination that can be made, for example, by inserting diaphragms or neutral glasses into the beam path between radiation source 12a and reference receiver 14a and thereby (with the amplitude control switched on) generating different currents for the radiation source 12a. By observing the reference signal (FIG. 2b), for example with an oscilloscope, the resistor 12b can be changed so that the rise time remains constant.
  • the values U 17b for the correct voltages of the incandescent lamp 17b, with which the exact changes in the resistance 12b are achieved, are also plotted in FIG. 3a.
  • the network shown in FIG. 3b, by which the course is approximated by a polygon of n + 1 straight line sections, is suitable for the best possible implementation of this course if n is the number of parallel branches in the network.
  • the known network of Figure 3b consists of a parallel connection of (adjustable) resistors R o to R n , which with increasing voltage U 12d take effect one after the other.
  • circuit part 7 of FIG. 1 can be replaced by the circuit parts 70 and 71 shown in FIGS. 7a and 7b.
  • the thermistor 73 is used as a variable resistor, which is heated by the heating resistor 72.
  • the rest of the structure and the function are the same as in FIG. 1.
  • a potentiometer controlled by the motor 75 is used as the variable resistor.
  • the tracking amplifier 79, the motor 75 and the potentiometer 77 which is operated with a constant voltage 76, form a known tracking system.
  • the tracking amplifier continuously compares the voltage from the tap of the potentiometer 77 with the output voltage of the differential amplifier 16b and moves the tap by driving the motor 75 so that these voltages are the same.
  • the tap of the resistor 78 is mechanically coupled to the tap of the potentiometer 77. In this way, the part of the resistor 78 which acts as a series resistor for the LED 12a depends on the voltage present at the output of the differential amplifier 16b.
  • the characteristic curve for the variable resistance as a function of the current through the radiation source 12a shown in FIG. 3a can also be realized by a thermistor which is only heated by its own current (which flows through it) will.
  • a particularly simple construction results which is shown in FIG.
  • the characteristic curve of the thermistor 81 has been adapted to the specified course (FIG. 3a) by means of the parallel resistor 82 and the series resistor 83 (whose resistance values are only slightly temperature-dependent).
  • the amplitude control via the reference receiver 14a with its amplifier 14b and the differential amplifier 11a and integrator 11b works as in FIG the description of Fig. 1 indicated.
  • FIG. 4 shows a further exemplary embodiment for keeping the rise time constant, in which the variable resistance - in contrast to FIG. 1 - is part of a control loop.
  • the reference signal 14 is compared with the preset signal 11 in the differential amplifier 41.
  • the two input signals are shown in full in the time diagrams of FIGS. 5a and b. (They correspond to FIGS. 2a and b for the amplitude control).
  • the output of the differential amplifier 41 is passed to a second differential amplifier 43, the second input of which is connected to the setting value transmitter 42.
  • the value for the rise time that is to be kept constant by the control can be set by an adjustable voltage.
  • the output signal of the second differential amplifier 43 is shown in solid lines in FIG. 5c. It is fed to the integrator 44 during the times shown in FIG. 5d, the output signal of which is shown in solid lines in FIG. 5e. This output signal is taken over by the sample and hold amplifier 45 outside the integration times. In the regulated state, a constant DC voltage is present at its output, which - if necessary after further amplification in the amplifier 17a - is fed to the light source 17b, as shown in FIG. 1, which illuminates the photoresistor 12b.
  • the reference signal After the temperature jump, the reference signal has the course shown in dashed lines in FIG. 5b. Due to the slower rise of this signal compared to the signal drawn in solid lines, the signal shown in dashed lines in FIG. 5c at the output of the second differential amplifier 43 also decreases more slowly and the output signal of the integrator 44 shown in FIG. 5e increases faster. Since the decrease of the integral is less than the increase within the integration time, the output voltage of the integrator does not reach the initial value again at the end of the integration time, but goes to a higher level. The light source 17b becomes brighter, the photoresistor 12b gets a lower resistance value and the rise time of the radiation source 12a becomes shorter.
  • the circuit part 7 with the light source 17b and the photoresistor 12b can also be shown in FIG. 4 by a combination of heating resistor 72 and thermistor 73, as shown in circuit part 70 of FIG. 7a, or by a potentiometer 78 with motor 75, such as shown in the circuit part 71 of Figure 7b, are replaced. It is possible to combine the various control and regulating arrangements with one another, it being possible for both the generation of the control and regulating signals and the various variable resistors to be combined with one another. It is particularly advantageous to combine the control according to FIG. 1 with the control according to FIG. 4. For this purpose, the output voltage of the amplifier 16b in FIG. 1 is added to the setting value 42 in FIG. 4.
  • the optical fiber of the fiber optic sensor designated 13f, consists of a core and an optical jacket, both of which are designated 61, and the protective coating 61a.
  • the optical fiber 13f is inserted into the holding part 62 without the protective coating 61a and is connected to it by the kit layer 62a.
  • the optical fiber was cut off at an angle of 45 ° to the optical axis and polished together with the surface 62b of the holding part 62 which is also inclined at 45 °.
  • a mirror layer 62c is applied to the surface 62b, with known technology ensuring that the core remained free from the surface 61b of the optical fiber.
  • the optical fiber 13f is imaged, in the direction of the arrow 69 and thus reflected on the receiver 14a. In this way - in contrast to the known arrangements with beam splitters - it is avoided that the coupling-out of the reference light is associated with an energy loss of the radiation coupled into the optical fiber.
  • FIG. 6a The arrangement described with FIG. 6a has the disadvantage that the optical fiber 13f is firmly connected to the holding part 62, so that when the optical fiber is changed, the holding part is also removed and the adjustment to the lenses 13b and 13c is lost. This is avoided in the exemplary embodiments shown in FIGS. 6b and 6c.
  • the optical fiber 13f is secured in the coupling part 63 by the kit layer 63b without a protective jacket 61a.
  • the coupling part 63 is removably seated in the holding part 64, which is firmly connected to the plane plate 65, on the inside of which the mirror layer 65a is applied. After a single adjustment to the lenses 13b and 13c, the holding part 64 can be permanently fixed.
  • FIG. 6c shows an embodiment in which the optical fiber 13f, in turn without a protective cover 61a, is fastened in a coupling part 66 by the kit layer 66a.
  • This coupling part is releasably and centrally pressed onto the holding part 67 with a mechanical device (not shown).
  • An optical fiber 68 with the same core and optical cladding diameters as the optical fiber 13f is cemented into the holding part 67. It has been processed and mirrored together with the optical fiber in the same way as the holding part 62 of FIG. 6a.
  • the detachable connection to the coupling part 66 it can also be permanently fixed after a single adjustment.
  • the light reflected in the direction 69 (FIG. 6a) with the aid of one of the described coupling-out devices is concentrated on the reference receiver 14a by the converging lenses 13c and 13d (FIGS. 1 and 4). In order to reduce the influence of stray light, it may be advantageous to tilt the reference receiver.
  • the spectral distribution of the measuring light must be evaluated by the reference receiver if possible with the same function which is decisive for the effect triggered by the measuring light. This is e.g. in the temperature sensor described in DE-OS 32 02 089 the fluorescence excitation. A precise spectral adjustment of the receiver sensitivity to such a function by means of filters with an unchangeable transmission curve is difficult and would have to be carried out individually with different spectral sensitivity of the receiver. It is therefore expedient to arrange a filter with variable spectral characteristics in the reference beam path. For this purpose, in particular, as shown in FIG. 4, an interference gradient filter 46, which can be displaced perpendicular to the beam path, or, as shown in FIG.
  • an interference filter 13g which can be rotated about an axis perpendicular to the beam path, is suitable.
  • the dependence on the radiation power of the radiation source 12a can be used as the setting criterion. For this, e.g. changed the temperature of the radiation source and selected the filter position with the least dependence on the temperature of the radiation source.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Stromversorgung für eine LED oder einen Halbleiterlaser für frequenz-analoge optische, vorzugsweise foseroptische, Sensoren zur Erzeugung eines Modulationssignales mit zeitlich modulierter, konstanter Amplitude.
  • Frequenz-analoge optische Sensoren zeichnen sich dadurch aus, daß sie im Vergleich zu anderen optischen Sensoren, die die Intensität oder die Phase des Lichtes messen, weniger durch Umgebungseinflüsse gestört werden. In frequenz-analogen optischen Sensoren wird in der Regel die Strahlungsquelle mit der Meßfrequenz moduliert. Dies erfolgt am einfachsten und deswegen auch am häufigsten durch Modulation des Speisestroms der Strahlungsquelle. Eine derartige Modulation ist z.B. aus der DE-OS 32 02 089 für einen faseroptischen Temperatursensor bekannt.
  • Die Meßgenauigkeit von frequenz-analogen optischen Sensoren wird jedoch durch folgende Eigenschaften der Strahlungsquelle begrenzt:
    • a) Nichtlinearität des Zusammenhanges zwischen Speisestrom und Strahlungsleistung,
    • b) Temperaturabhängigkeit der Strahlungsleistung bei konstantem Strom,
    • c) Zeitabhängigkeit der Strahlungsleistung bei konstantem Strom über kurze Zeiten, z.B. infolge der Eigenerwärmung durch den Betriebsstrom,
    • d) Zeitabhängigkeit der Strahlungsleistung bei konstantem Strom über lange Zeiten durch die Alterung der Strahlungsquelle,
    • e) Wellenlängenabhängigkeit der Eigenschaften a) bis d),
    • f) Änderung des Frequenzganges des Modulationsverstärkers und der Strahlungsquelle bei unterschiedlicher Aussteuerung oder Verstärkung.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine LED oder einen Halbleiterlaser so zu betreiben, daß die genannten Nachteile vermieden oder mindestens stark reduziert werden.
  • Die gestellte Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Referenzempfänger vorgesehen ist, dem ein Teil der Strahlung der LED oder des Halbleiterlasers zugeführt wird, und daß mit der LED oder dem Halbleiterlaser ein variabler Widerstand in Reihe geschaltet ist, durch dessen Änderung die Anstiegszeit des Modulationssignales konstant gehalten wird.
  • Unter Anstiegszeit wird im folgenden die zeitliche Verzögerung zwischen dem Modulationssignal und dem Referenzsignal verstanden. Bei rechteckförmiger Modulation entspricht sie der üblicherweise als Anstiegszeit bezeichneten Größe; bei sinusförmiger Modulation entspricht sie der Phasenverschiebung.
  • Bei einer bevorzugten Ausführung ist der variable Widerstand ein durch eine Lichtquelle beleuchteter Photowiderstand oder ein durch einen Heizwiderstand erwärmter Heißleiter oder ein durch einen Motor betätigten Potentiometer.
  • In einer anderen bevorzugten Ausführung ist der variable Widerstand ein durch seinen eigenen Strom erwärmter Heißleiter. Dabei wird durch eine Beschaltung mit geeigneten Parallel- und Reihenwiderständen dafür gesorgt, daß eine geeignete Kennlinie entsteht (wie sie in Figur 3a dargestellt ist).
  • Wenn der variable Widerstand sich nicht - wie bei der letztgenannten Ausführung - selbst verändert, ist eine geeignete Steuer- oder Regelanordnung für die Variation des Widerstandes notwendig.
  • In einer zweckmäßigen Ausführung ist zur Erzeugung eines Steuersignales in Reihe mit der LED oder dem Hableiterlaser ein Widerstand geschaltet, der über ein RC-Glied zur Spannungsmittelung mit einem Differenzverstärker verbunden ist, dessen zweiter Eingang an einen Einstellwertgeber angeschlossen ist.
  • In einer anderen zweckmäßigen Ausführung ist zur Erzeugung eines Steuersignals für den variablen Widerstand in Reihe mit der LED oder dem Halbleiterlaser ein Widerstand geschaltet, der über ein RC-Glied zur Spannungsmittelung mit einem Netzwerk verbunden ist, das eine nichtlineare Kennlinie hat.
  • Bei den obigen Ausführungen kann das Modulationssignal sowohl rechteckförmig als auch z.B. sinus- oder dreiecksförmig sein.
  • In einer besonders vorteilhaften Ausführung bei rechteckförmiger Modulation ist zur Erzeugung eines Regelsignales für den variablen Widerstand ein Differenzverstärker zur Bildung eines Differenzsignales zwischen Vorgabesignal und Referenzsignal vorgesehen. Der Ausgang dieses Differenzverstärkers wird in einem zweiten Differenzverstärker mit dem Ausgang eines Einstellwerts verglichen und seine Differenz einem Integrator zugeführt, dessen Ausgang an einen Abtast- und Halteverstärker angeschlossen ist. Der Integrator kann an einer oder an beiden Flanken des Modulationssignales eingeschaltet sein.
  • Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen und den Erläuterungen zu den Figuren hervor.
  • Der Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß das grundsätzlich nicht erreichbare ideale Modulationssignal ersetzt wird durch ein Modulationssignal, das nicht nur eine konstante Amplitude, sondern auch eine konstante Anstiegszeit hat. Dadurch werden Störungen und Meßungenauigkeiten, welche durch Veränderungen der Anstiegszeit entstehen, vermieden.
  • Die folgenden Ausführungsbeispiele sind wegen der besseren Anschaulichkeit für eine rechteckförmige Modulation beschrieben. Die Ausführungsbeispiele der Figuren 1 und 8 gelten jedoch ebenso für andere Modulationsformen, z.B. für eine sinus- oder dreiecksförmige Modulation.
  • Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren 1 bis 8 dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Dabei zeigen:
    • Fig. 1
    ein Blockschaltbild für eine Steuerung des Stromes der Strahlungsquelle,
    Fig. 2a-e
    Zeitdiagramme zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der Steuerung von Figur 1,
    Fig. 3a
    Kennlinien für den variablen Widerstand und die Glühlampenspannung,
    Fig. 3b
    ein Netzwerk als Ergänzung zu Figur 1,
    Fig. 4
    ein Blackschaltbild für eine Regelung des Stromes der Strahlungsquelle,
    Fig. 5a-e
    Zeitdiagramme zur Veranschaulichung der Wirkungsweise der Regelung von Figur 4,
    Fig. 6a-c
    Ausführungsbeispiele für die Auskopplung des Referenzlichtes,
    Fig. 7a-b
    Ausführungsbeispiele für den variablen Widerstand und
    Fig. 8
    ein Blackschaltbild für eine Steuerung des Stromes der Strahlungsquelle mit einem durch seinen eigenen Strom erwärmten Heißleiter.
  • In Figur 1 ist mit 12a eine LED bezeichnet, deren Strahlung über die Sammellinsen 13a und 13b in die Lichtleitfaser 13f geleitet wird. Die an der schrägen Anfangsfläche des Lichtleiters 13f und an der die Anfangsfläche umgebenden Fläche 13e reflektierte Strahlung wird durch die Sammellinsen 13c und 13d auf den Referenzempfänger 14a, z.B. eine Photodiode, abgebildet und erzeugt dort ein elektrisches Signal. Dieses wird im Verstärker 14b verstärkt und anschließend als Referenzsignal 14 im Differenzverstärker 11a mit dem Vorgabesignal 11 verglichen. Für die folgende Beschreibung soll das Vorgabesignal den im Zeitdiagramm der Figur 2a dargestellten rechteckförmigen Verlauf haben. Wie bereits erwähnt, wäre aber z.B. auch ein sinus- oder dreiecksförmiger Verlauf möglich.
  • Wenn das Vorgabesignal 11 den in Figur 2a dargestellten Verlauf hat, dann hat das Referenzsignal infolge der Zeitkonstanten der Strahlungsquelle und der Zeitkonstanten der anderen beteiligten Bauelemente den in Figur 2b ausgezogen dargestellten Verlauf. Dabei ist zu beachten, daß der dargestellte Einschwingvorgang bei einer Frequenz von ca. 1 kHz kürzer als 1/100 der Halbperiode ist. Am Ausgang des Differenzverstärkers 11a entsteht der im Zeitdiagramm der Figur 2c ausgezogen dargestellte Signalverlauf. Dieses Signal wird dem Integrator 11b zugeführt, an dessen Ausgang der in Figur 2d dargestellte Signalverlauf entsteht, welcher direkt - oder gegebenenfalls über einen Verstärker - der Strahlungsquelle 12a zugeführt wird.
  • Wird nun, z.B. infolge einer Temperaturerhöhung der Strahlungsquelle 12a, die der Einfachheit halber als sprunghaft angenommen werden soll, die Strahlungsemission geringer, dann wird der Anstieg des Referenzsignales am Beginn der Modulationsperiode langsamer, wie das in Figur 2b gestrichelt dargestellt ist. Dadurch nimmt die in Figur 2c gestrichelt dargestellte Spannung am Ausgang des Differenzverstärkers 11a langsamer ab und die in Figur 2d gestrichelt dargestellte Spannung am Ausgang des Integrators 11b nimmt schneller zu und sie läuft bis die Amplitude der Referenzstrahlung (Figur 2b) auf den Wert des Vergleichssignales (Figur 2a) gekommen ist auf einen höheren Wert als vor dem Temperatursprung. Der Integratorausgang erreicht also ein höheres Niveau und der Strom durch die Strahlungsquelle 12a wird so vergrößert, daß die Referenzspannung in Figur 2b nach dem Einschwingen wieder das gleiche Niveau erreicht. Auf diese Weise wird eine konstante Amplitude trotz Änderung der Strahlungsausbeute der Strahlungsquelle 12a erreicht. Die Regelung erfolgt dabei so schnell, daß sie bereits am Anfang jeder Modulationshalbwelle ausregelt.
  • Die geschilderte Regelung der Konstanz der Amplitude hat jedoch den Nachteil, daß (wie die Figur 2b zeigt) das Einschwingverhalten, bzw. die Anstiegszeit des Modulationssignales verändert wird und damit die Genauigkeit von frequenz-analogen optischen Sensoren negativ beeinflußt wird.
  • Um zusätzlich zu einer konstanten Amplitude auch eine konstante Anstiegszeit zu erreichen, ist in dem in Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel in Reihe mit der Strahlungsquelle 12a ein variabler Widerstand 12b und ein fester Widerstand 12d geschaltet. Am Widerstand 12d entsteht ein Spannungsabfall der dem Strom durch die Strahlungsquelle 12a proportional ist. Dieser Spannungsabfall wird von dem RC-Glied 15a über viele Modulationsperioden gemittelt, was möglich ist, da Temperaturänderungen oder Alterungsvorgänge langsam gegenüber der Modulationsfrequenz verlaufen. Die vom RC-Glied 15a erzeugte Gleichspannung - welche dem mittleren Strom durch die Strahlungsquelle 12a proportional ist - wird einem Differenzverstärker 16b zugeführt, dessen zweiter Eingang mit dem Einstellwertgeber 16a verbunden ist. An letzterem kann durch eine einstellbare Spannung derjenige Wert für die Anstiegszeit eingestellt werden, der durch die Steuerung konstant gehalten werden soll.
  • Vom Ausgang des Differenzverstärkers wird - gegebenenfalls über einen weiteren Verstärker 17a - eine Lichtquelle 17b, z.B. eine Glühlampe versorgt, welche den Photowiderstand 12b beleuchtet. Dieser bildet zusammen mit dem Nebenwiderstand 12c einen rein ohmschen variablen Vorwiderstand für die Strahlungsquelle 12a. (Der Widerstand 12c dient dazu, die Belastung des Photowiderstandes klein zu halten). Der Photowiderstand 12b wird durch die Beleuchtung mit der Lichtquelle 17b so verändert, daß damit die Änderung der Strahlungsquelle 12a kompensiert wird. Dadurch bleiben alle anderen Bauteile im Regelkreis von der Änderung der Strahlungsquelle 12a unbeeinflußt. Durch die Verkleinerung des Widerstandes 12b wird das Einschwingverhalten wieder schneller, d.h. die Anstiegszeit wird verkürzt und damit auf den Wert vor dem Temperatursprung gebracht.
  • In dem in Figur 1 dargestellten Ausführungsbeispiel wird durch den Einstellwertgeber 16a und den Differenzverstärker 16b ein linearer (aber nicht proportionaler) Zusammenhang zwischen dem Strom durch die Strahlungsquelle 12a und der Spannung für die Lichtquelle 17b hergestellt, wobei durch den Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers 16b die Steigung so eingestellt wird, daß für verschiedene Ströme die Anstiegszeit konstant bleibt. (Es handelt sich also um keine Regelung sondern um eine Steuerung). Der lineare Zusammenhang ist eine gute und für die Praxis in vielen Fällen ausreichende Näherung zur Konstanthaltung der Anstiegszeit.
  • Bei höheren Ansprüchen an die Genauigkeit müssen die Werte R12b des variablen Widerstandes 12b die in Figur 3a dargestellte Abhängigkeit vom Strom durch die Strahlungsquelle 12a bzw. von den Werten U12d für den mittleren Spannungsabfall am Widerstand 12d haben oder dieser Abhängigkeit besser entsprechen als dies mit einer Geraden für die Spannung für die Lichtquelle 17b möglich ist. Die in Figur 3a dargestellte Abhängigkeit läßt sich berechnen. Besser ist eine experimentelle Bestimmung, die z.B. dadurch erfolgen kann, daß Blenden oder Neutralgläser in den Strahlengang zwischen Strahlungsquelle 12a und Referenzempfänger 14a gesteckt werden und dadurch (bei eingeschalteter Amplitudenregelung) verschiedene Ströme für die Strahlungsquelle 12a erzeugt werden. Durch Beobachtung des Referenzsignales (Figur 2b) z.B. mit einem Oszilloskop kann der Widerstand 12b jeweils so verändert werden, daß die Anstiegszeit konstant bleibt.
  • In Figur 3a sind außerdem die Werte U17b für die richtigen Spannungen der Glühlampe 17b aufgetragen, mit denen die exakten Änderungen des Widerstandes 12b erreicht werden. Für eine möglichst gute Realisierung dieses Verlaufes eignet sich z.B. das in Figur 3b dargestellte Netzwerk, durch das der Verlauf durch ein Polygon aus n+1 Geradenabschnitten angenähert wird, wenn n die Anzahl der Parallelzweige im Netzwerk ist. Das bekannte Netzwerk der Figur 3b besteht aus einer Parallelschaltung von (einstellbaren) Widerständen Ro bis Rn, die mit wachsender Spannung U12d nacheinander wirksam werden. Solange U12d kleiner ist als die am Abgriff des Potentiometers P₁ einstellbare Spannung U₁ ist nur Ro wirksam, weil die Dioden D₁ bis Dn einen Stromfluß in die Eingangsleitung verhindern. Liegt der Wert der Spannung U12d zwischen U₁ und U₂ > U₁, dann ist die Parallelschaltung von Ro und R₁ wirksam usw. Der über den Widerstand Ra gegengekoppelte Operationsverstärker Op dient als Impendanzwandler für den aus dem Netzwerk fließenden Strom und vermeidet damit einen Spannungsabfall zwischen dem Netzwerkausgang (-Eingang des Operationsverstärkers) und dem Erdpotential.
  • Wenn in Figur 1 der Schaltungsteil 3 (mit dem Einstellwertgeber 16a und dem Differenzverstärker 16b) durch das in Figur 3b mit 30 bezeichnete Netzwerk ersetzt wird, dann wird eine Genauigkeit für die Änderung des variablen Widerstandes 12b erreicht, die lediglich durch die Anzahl der Parallelzweige im Netzwerk begrenzt ist.
  • Bei der mit Figur 1 beschriebenen Steuerung für den variablen Widerstand muß dieser nicht aus dem Photowiderstand 12b bestehen. Vielmehr kann der Schaltungsteil 7 der Figur 1 durch die in den Figuren 7a und 7b dargestellten Schaltungsteile 70 und 71 ersetzt werden.
  • In Figur 7a wird als variabler Widerstand der Heißleiter 73 benutzt, der durch den Heizwiderstand 72 erwärmt wird. Abgesehen von einer etwas anderen Dimensionierung des Ausganges des Verstärkers 74 ist der übrige Aufbau und die Funktion genauso wie in Figur 1.
  • In Figur 7b wird als variabler Widerstand ein durch den Motor 75 gesteuertes Potentiometer benutzt. Der Nachlaufverstärker 79, der Motor 75 und das Potentiometer 77, das mit einer Konstantspannung 76 betrieben wird, bilden ein bekanntes Nachlaufsystem. Der Nachlaufverstärker vergleicht fortlaufend die Spannung vom Abgriff des Potentiometers 77 mit der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 16b und bewegt durch Ansteuerung des Motors 75 den Abgriff so, daß diese Spannungen gleich sind. Mit dem Abgriff des Potentiometers 77 ist der Abgriff des Widerstandes 78 mechanisch gekoppelt. Auf diese Weise hängt der als Vorwiderstand für die LED 12a wirkende Teil des Widerstandes 78 von der am Ausgang des Differenzverstärkers 16b vorhandenen Spannung ab.
  • Wenn es nicht auf eine sehr hohe Meßgenauigkeit ankommt, kann die in Figur 3a dargestellte Kennlinie für den variablen Widerstand als Funktion des Stromes durch die Strahlungsquelle 12a auch durch einen Heißleiter, der lediglich durch seinen eigenen (durch ihn selbst fließenden) Strom erwärmt wird, realisiert werden. In diesem Fall ergibt sich ein besonders einfacher Aufbau, der in Figur 8 dargestellt ist. Die Kennlinie des Heißleiters 81 ist dabei durch den Parallelwiderstand 82 und den Reihenwiderstand 83 (deren Widerstandswerte nur wenig temperaturabhängig sind) dem vorgegebenen Verlauf (Figur 3a) angepaßt worden. Die Amplitudenregelung über den Referenzempfänger 14a mit seinem Verstärker 14b und den Differenzverstärker 11a und Integrator 11b arbeitet wie in der Beschreibung zu Fig. 1 angegeben.
  • Tritt nun beispielsweise eine Temperaturänderung der Strahlungsquelle ein, die der Einfachheit halber wieder als sprunghaft angenommen werden soll, so wird die Regelung den Strom wie ebenfalls in der Beschreibung zu Fig. 1 angegeben, erhöhen, wobei die Einstellzeit größer wird. Infolge des erhöhten Stroms sinkt jetzt der Widerstand des Heißleiters gerade so weit, daß die ursprüngliche Einstellzeit wieder erreicht wird. Da in der Praxis Temperaturänderungen der Strahlungsquelle oder Alterungsvorgänge langsam verlaufen, reicht die Geschwindigkeit der Widerstandsänderung aus, um die Einstellzeit konstant zu halten.
  • Figur 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für die Konstanthaltung der Anstiegszeit, bei dem der variable Widerstand - im Gegensatz zu Figur 1 - Teil eines Regelkreises ist. In diesem Fall wird das Referenzsignal 14 mit dem Vorgabesignal 11 im Differenzverstärker 41 verglichen. Die beiden Eingangssignale sind in den Zeitdiagrammen der Figuren 5a und b ausgezogen dargestellt. (Sie entsprechen den Figuren 2a und b für die Amplitudenregelung). Der Ausgang des Differenzverstärkers 41 wird auf einen zweiten Differenzverstärker 43 gegeben, dessen zweiter Eingang mit dem Einstellwertgeber 42 verbunden ist. An letzterem kann durch eine einstellbare Spannung derjenige Wert für die Anstiegszeit eingestellt werden, der durch die Regelung konstant gehalten werden soll.
  • Das Ausgangssignal des zweiten Differenzverstärkers 43 ist in Figur 5c ausgezogen dargestellt. Es wird während der in Figur 5d dargestellten Zeiten dem Integrator 44 zugeführt, dessen Ausgangssignal in Figur 5e ausgezogen dargestellt ist. Dieses Ausgangssignal wird außerhalb der Integrationszeiten von dem Abtast- und Halteverstärker 45 (Sample and hold circuit) übernommen. An dessen Ausgang liegt im eingeregelten Zustand eine konstante Gleichspannung, die - gegebenenfalls nach einer weiteren Verstärkung im Verstärker 17a - wie in Figur 1 der Lichtquelle 17b zugeführt wird, welche den Photowiderstand 12b beleuchtet.
  • Wird nun z.B. infolge einer Temperaturerhöhung der Strahlungsquelle 12a, die der Einfachheit halber wieder als sprunghaft angenommen werden soll, die Strahlungsemission geringer, dann wird - ebenso wie bei Figur 1 und dort beschrieben - über den Differenzverstärker 11a und den Integrator 11b für eine konstante Amplitude des Modulationssignales gesorgt. Die zusätzliche Konstanz der Anstiegszeit wird durch folgende Regelung erreicht, die ebenfalls langsamer als die Amplitudenregelung ist.
  • Nach dem Temperatursprung hat das Referenzsignal den in Figur 5b gestrichelt gezeichneten Verlauf. Durch den langsameren Anstieg dieses Signales gegenüber dem ausgezogen gezeichneten Signal nimmt auch das in Figur 5c gestrichelt dargestellte Signal am Ausgang des zweiten Differenzverstärkers 43 langsamer ab und das in Figur 5e dargestellte Ausgangssignal des Integrators 44 nimmt schneller zu. Da jetzt innerhalb der Integrationszeit die Abnahme des Integrales geringer ist als die Zunahme, erreicht die Ausgangsspannung des Integrators am Ende der Integrationszeit nicht wieder den Anfangswert, sondern geht auf ein höheres Niveau. Die Lichtquelle 17b wird heller, der Photowiderstand 12b bekommt einen geringeren Widerstandswert und die Anstiegszeit der Strahlungsquelle 12a wird kürzer. (Für die Konstanz der Amplitude während dieses Vorganges sorgt die Amplitudenregelung über den Differenzverstärker 11a und den Integrator 11b). Infolgedessen ist die am Abfall 51 der Modulationsperiode (Fig. 5b) dargestellte Abweichung zwischen dem ausgezogenen und dem gestrichelten Signal schon geringer geworden und die nächste Änderung des Ausgangssignales am Integrator 44 (Fig. 5e) ist ebenfalls geringer geworden. Nach einer gewissen Zeit nach dem Temperatursprung der Strahlungsquelle 12a ist die Spannung am Ausgang des Integrators 44 am Anfang und Ende der Integrationszeit wieder gleichgroß und am Ausgang des Abtast- und Halteverstärkers 45 liegt wieder eine gleichbleibende Spannung, die jetzt aber ein höheres Niveau als vor dem Temperatursprung hat. Zweckmäßigerweise erfolgt die Regelung der Anstiegszeit über viele Modulationsperioden, so daß die Änderung nicht so rasch erfolgt, wie dies am Abfall 51 der ersten Modulationsperiode zur besseren Anschaulichkeit dargestellt wurde.
  • Ebenso wie in Figur 1 kann auch in Figur 4 der Schaltungsteil 7 mit der Lichtquelle 17b und dem Photowiderstand 12b durch eine Kombination von Heizwiderstand 72 und Heißleiter 73, wie im Schaltungsteil 70 der Figur 7a dargestellt, oder durch ein Potentiometer 78 mit Motor 75, wie im Schaltungsteil 71 der Figur 7b dargestellt, ersetzt werden. Es ist möglich, die verschiedenen Steuerungs- und Regelanordnungen miteinander zu kombinieren, wobei sowohl die Erzeugung der Steuer- und Regelsignale als auch die verschiedenen variablen Widerstände miteinander kombiniert werden können. Besonders vorteilhaft ist es, die Steuerung nach Figur 1 mit der Regelung nach Figur 4 zu kombinieren. Dazu wird die Ausgangsspannung des Verstärkers 16b in Figur 1 zu dem Einstellwert 42 in Figur 4 addiert.
  • Bei der beschriebenen Steuerung und Regelung sollte für den Referenzempfänger 14a möglichst viel Strahlung zur Verfügung stehen, ohne die für die Messung verfügbare Strahlung zu vermindern. Am einfachsten kann dies durch zwei gleiche, in Reihe geschaltete LEDs oder Halbleiterlaser erreicht werden. Dabei können jedoch die individuellen Unterschiede der einzelnen Exemplare stören. Diese Unterschiede sind geringer, wenn man jeweils zwei auf einem gemeinsamen Chip integrierte Strahlungsquellen verwendet. Keine Unterschiede erhält man, wenn man eine einzige Strahlungsquelle für Meß- und Referenzstrahlung verwendet. Um dabei trotzdem möglichst gute Energieverhältnisse für Meß- und Referenzstrahlung zu erreichen, wird ein mit den Figuren 6a bis c erläutertes Prinzip für die Auskopplung des Referenzlichtes angewendet.
  • In allen drei Figuren besteht die (ebenso wie in den Figuren 1 und 4) mit 13f bezeichnete Lichtleitfaser des faseroptischen Sensors aus einem Kern und einem optischen Mantel, welche beide zusammen mit 61 bezeichnet sind, und dem Schutzüberzug 61a.
  • In Figur 6a ist die Lichtleitfaser 13f ohne den Schutzüberzug 61a in das Halteteil 62 eingesetzt und mit ihm durch die Kittschicht 62a verbunden. An ihrem Ende 61b wurde die Lichtleitfaser unter einem Winkel von 45° zur optischen Achse abgeschnitten und zusammen mit der ebenfalls unter 45° geneigten Oberfläche 62b des Halteteiles 62 poliert. Auf die Oberfläche 62b ist eine Spiegelschicht 62c aufgebracht, wobei mit bekannter Technik dafür gesorgt wurde, daß von der Oberfläche 61b der Lichtleitfaser der Kern frei blieb. Durch die Spiegelschicht 62c wird daher alle Strahlung, welche nicht von der Linse 13b - infolge von Abbildungsfehlern und infolge der Ausdehnung der Strahlungsquelle 12a - in den Kern der Lichtleitfaser 13f abgebildet wird, in Richtung des Pfeil es 69 und damit auf den Empfänger 14a reflektiert. Auf diese Weise wird - im Gegensatz zu den bekannten Anordnungen mit Strahlenteilern - vermieden, daß die Auskopplung des Referenzlichtes mit einem Energieverlust der in die Lichtleitfaser eingekoppelten Strahlung verbunden ist.
  • Die mit Figur 6a beschriebene Anordnung hat den Nachteil, daß die Lichtleitfaser 13f mit dem Halteteil 62 fest verbunden ist, so daß bei einem Wechsel der Lichtleitfaser auch das Halteteil entfernt wird und damit die Justierung zu den Linsen 13b und 13c verloren geht. Dies wird bei den in den Figuren 6b und 6c dargestellten Ausführungsbeispielen vermieden.
  • In Figur 6b ist die Lichtleitfaser 13f ohne Schutzmantel 61a in dem Koppelteil 63 durch die Kittschicht 63b befestigt. Das Koppelteil 63 sitzt herausnehmbar in dem Halteteil 64, welches fest mit der Planplatte 65 verbunden ist, auf deren Innenseite die Spiegelschicht 65a aufgebracht ist. Das Halteteil 64 kann nach einmaliger Justierung zu den Linsen 13b und 13c dauerhaft fixiert werden.
  • Figur 6c zeigt eine Ausführung, bei welcher die Lichtleitfaser 13f, wiederum ohne Schutzüberzug 61a in einem Koppelteil 66 durch die Kittschicht 66a befestigt ist. Dieses Koppelteil wird mit einer - nicht gezeichneten, mechanischen - Vorrichtung lösbar und zentriert an das Halteteil 67 angedrückt. In das Halteteil 67 ist eine Lichtleitfaser 68 mit den gleichen Durchmessern für Kern und optischen Mantel wie die Lichtleitfaser 13f eingekittet. Es ist zusammen mit der Lichtleitfaser ebenso bearbeitet und verspiegelt worden wie das Halteteil 62 von Figur 6a. Infolge der lösbaren Verbindung zum Kopplungsteil 66 kann es ebenfalls nach einmaliger Justierung dauerhaft fixiert werden.
  • Das mit Hilfe einer der beschriebenen Auskoppeleinrichtungen in die Richtung 69 (Figur 6a) reflektierte Licht wird durch die Sammellinsen 13c und 13d (Figuren 1 und 4) auf dem Referenzempfänger 14a konzentriert. Dabei kann es zur Verminderung des Einflußes von Streulicht günstig sein, den Referenzempfänger schräg zu stellen.
  • Die spektrale Verteilung des Meßlichtes muß vom Referenzempfänger möglichst mit derselben Funktion bewertet werden, die für die vom Meßlicht ausgelöste Wirkung maßgebend ist. Das ist z.B. bei dem in der DE-OS 32 02 089 beschriebenen Temperatursensor die Fluoreszenzanregung. Ein genauer spektraler Angleich der Empfängerempfindlichkeit an eine derartige Funktion durch Filter mit unveränderbarer Durchlaßkurve ist schwierig und müßte bei unterschiedlicher spektraler Empfindlichkeit der Empfänger individuell vorgenommen werden. Es ist daher zweckmäßig, in dem Referenzstrahlengang ein Filter mit veränderlicher spektraler Charakteristik anzuordnen. Hierfür sind insbesondere, wie in Figur 4 dargestellt, ein Interferenz-Verlauffilter 46, das senkrecht zum Strahlengang verschiebbar ist, oder, wie in Figur 1 dargestellt, ein Interferenz-Filter 13g, das um eine Achse senkrecht zum Strahlengang drehbar ist, geeignet. Als Einstellkriterium kann die Abhängigkeit von der Strahlungsleistung der Strahlungsquelle 12a benutzt werden. Dazu wird z.B. die Temperatur der Strahlungsquelle geändert und jene Filterstellung ausgesucht, bei der die geringste Abhängigkeit von der Temperatur der Strahlungsquelle besteht.

Claims (9)

  1. Stromversorgung für eine LED oder einen Halbleiterlaser für frequenzanaloge optische, vorzugsweise faseroptische, Sensoren zur Erzeugung eines Modulationssignales mit zeitlich modulierter, konstanter Amplitude, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzempfänger (14a) vorgesehen ist, dem ein Teil der Strahlung der LED (12a) oder des Halbleiterlasers zugeführt wird, und daß mit der LED (12a) oder dem Halbleiterlaser ein variabler Widerstand (12b,73,78,81) in Reihe geschaltet ist, durch dessen Änderung die Anstiegszeit des Modulationssignales konstant gehalten wird.
  2. Stromversorgung noch Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der variable Widerstand ein durch eine Lichtquelle (17b) beleuchteter Photowiderstand (12b) oder ein durch einen Heizwiderstand (72) erwärmter Heißleiter (73) oder ein durch einen Motor (75) betätigtes Potentiometer (78) ist.
  3. Stromversorgung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der variable Widerstand ein durch seinen eigenen Strom erwärmter Heißleiter (81) ist.
  4. Stromversorgung noch Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung eines Steuersignals für den variablen Widerstand ( 12b,73, 78) in Reihe mit der LED (12a) oder dem Halbleiterlaser ein Widerstand (12d) geschaltet ist, der über ein RC-Glied (15a) zur Spannungsmittelung mit einem Differenzverstärker ( 16b) verbunden ist, dessen zweiter Eingang an einen Einstellwertgeber (16a) angeschlossen ist.
  5. Stromversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung eines Steuersignals für den variablen Widerstand (12b,73, 78) in Reihe mit der LED (12a) oder dem Halbleiterlaser ein Widerstand (12d) geschaltet ist, der über ein RC-Glied (15a) zur Spannungsmittelung mit einem Netzwerk (30) verbunden ist.
  6. Stromversorgung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung eines Regelsignals für den variablen Widerstand ( 12b,73, 78) ein Differenzverstärker (41) zur Bildung eines Differenzsignales zwischen Vorgabesignal (11) und Referenzsignal (14) vorgesehen ist, daß ein zweiter Differenzverstärker (43) zur Bildung eines weiteren Differenzsignales zwischen dem Ausgang des ersten Differenzverstärkers (41) und dem Ausgang eines Einstellwertgebers (42) vorgesehen ist und daß der Ausgang des zweiten Differenzverstärkers (43) mit einem Integrator (44) verbunden ist, dessen Ausgang an einen Abtast- und Halteverstärker (45) angeschlossen ist.
  7. Stromversorgung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (44) an einer oder an beiden Flanken des Modulationssignales eingeschaltet ist.
  8. Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Eintrittsfläche (61b,68b) der Lichtleitfaser ( 13f) abgeschrägt ist und bündig in der Oberfläche (62b,65a,67b) eines Halteteiles (62,64,67) angeordnet ist und daß die Oberfläche (62b, 65a,67b) und die Eintrittsfläche (61b,68b) der Lichtleitfaser ( 13f) so von einer Spiegelschicht (62c,65a,67c) bedeckt sind, daß nur der Kern der Lichtleitfaser (13f) freigelassen ist.
  9. Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Referenzempfänger (14a) eine optische Einrichtung (13g,46) zur Veränderung der spektralen Verteilung der Referenzstrahlung angeordnet ist.
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