DK169189B1 - Togrens modtager - Google Patents

Description

i DK 169189 B1

Opfindelsen angår en togrens modtager.

Togrens modtagere er kendt i sig selv og et eksempel er beskrevet i US patent specifikation 4633315 (PHN 10641). Interessen for togrens modtagere stammer 5 primært fra ønsket om at fremstille så meget som muligt af en radiomodtager som et integreret kredsløb. Et problem ved fremstillingen af et modtagerkredsløb ved integration er konstruktionen af filterkredsløbene eftersom det længe har været erkendt, at det ikke er let at 10 bygge et båndpasfilter, hvis gennemgangsbånd er meget smalt. I en artikel "Narrow Band-Pass Filter Using Modulation" Wireless Engineer, maj 1947, side 132 til 134 omtaler N.F. Barber et filter i hvilket et indkommende signal føres til to grene som hver omfatter tre trin 15 der består af (1) en modulator til frekvensnedblanding af det indkommende signal, (2) et lavpasfilter til at lade modulationens differenskomposant passere og (3) endnu en modulator til frekvensopblanding af det lavpasf iltrerede signal. Modulatorerne i de to grenes 20 første trin henholdsvis de to grenes andet trin er indbyrdes kvadraturforbundne. Udgangssignalerne fra modulatorerne i de to tredie trin rekombineres for at tilvejebringe et smalbåndpasfiltreret signal. Barber omtaler effekten af fejl, der skyldes fasesplitning og 25 forskelle i forstærkning i de to grene. I tilfælde af at man benytter dette filter i en FM-modtager, hvor modulationen efter det første trin foldes omkring frekvensen nul, kan mistilpasning af forstærkning og afvigelse fra ortogonalitet mellem de to signalgrene for-30 årsage dannelse af en uønsket spejlfrekvens. Dette vil resultere i forvrængning og sandsynligvis en fløjtetone i det demodulerede audioudgangssignal.

Fig. 1 i US specifikation 4633315 viser en togrens modtager for TV-signaler, der omfatter en første 35 og en anden gren henholdsvis I og Q, der består af en første og en tredie blander og en anden og en fjerde DK 169189 B1 2 blander, en signalindgangsterminal er forbundet med den første og den anden blander, til hvilke også er forbundet henholdsvis et fase- og et kvadraturudgangssignal fra et RF-lokaloscillatororgan. RF-oscillatorfrekven-5 sen (flj) er forskudt med fo i forhold til indgangsbærebølgefrekvensen fc, idet fo har en værdi i størrelsesordenen 100 til 200 Hz. Indgangssignalet blandes ned til et basisbånd, lavpasfiltreres og frekvensopblandes i den tredie og den fjerde blander ved brug af kvadra-10 turforbundne udgangssignaler fra et andet mellemfrek-venslokaloscillatororgan, fase- og kvadratursignalerne i den første og den anden gren påtrykkes et additionskredsløb og et subtraktionskredsløb, hvorved video- og lydsignalerne kan fremskaffes.

15 I US specifikation 4633315 tilvejebringes for stærknings- og fasestyring for at korrigere for ubalance mellem de to signalveje. Fejlsignaler til brug i styringen afledes fra afvigelser i amplitude og fase af de uønskede spejlkomposanter på udgangene af additions 20 og subtraktionskredsløbene. Den specielle udførelsesform omtalt i forbindelse med fig. 1 i den nævnte specifikation benytter billed (eller video) bærebølgesignalet V som reference. Dette bærebølgesignal påtrykkes en smalbåndet faselåst sløjfe (PLL), der som detektere-25 de bærebølger genererer en fasebærebølge og en 90® faseforskudt bærebølge. Disse to detektionsbærebølger påtrykkes respektive synkrone demodulatorer som også modtager udgangssignalet V fra subtraktionskredsløbet. Udgangssignalerne fra de synkrone demodulatorer lavpas-30 filtreres for at tilvejebringe DC-spændinger. DC-spæn-dingen, der er afledt ved brug af fasebærebølgen fra PLL·'en påtrykkes et amplitudestyrekredsløb som styrer blandingsforstærkningen i den fjerde blander ved at forstærke oscillatorblandesignalet der påtrykkes denne.

35 DC-spænd ingen, der afledes ved brug af det 90® faseforskudte PLL-signal benyttes til at tilvejebringe fa- DK 169189 B1 3 sestyring ved at realisere en afvigelse af fasekvadra-turforholdet mellem de to mellemfrekvensoscillator- blandesignaler.

Indførelse af den lille frekvensforskydning fo 5 mellem den første mellemfrekvenslokaloscillatorfrekvens flj_ og indgangssignalets bærebølgefrekvens fc forårsager, at det uønskede spejlsignal Du skilles fra det ønskede signal Dw. Fig. 1 på den vedlagte tegning viser signalkomposanterne på udgangen af subtraktionskredslø-10 bet, d.v.s. I-Q, idet det antages at den transmitterede bærebølge fc er umoduleret. På denne tegning er den ønskede signalkomposant Dw placeret ved frekvensen fl2 + fo, hvor fl2 er frekvensen for den anden lokaloscillator, mens den uønskede spejlkomposant Du er 15 placeret ved fl2-fo. Den ønskede og den uønskede kompo-sant kan let skelnes fra hinanden.

Situationen på udgangen af subtraktionskredsløbet bliver mere kompleks, hvis den transmitterede bærebølge er frekvensmoduleret. Når signalet moduleres, er 20 der flere signalkomposanter ved de harmoniske af modulationsfrekvensen, og deres niveauer styres af det anvendte modulationsindeks. Et problem opstår imidlertid, hvis modulationsfrekvensen fm og frekvensforskydningen fo bliver lige store, fordi de harmoniske af fm i den 25 ønskede signalkomposant Dw vil falde sammen med spejl-komposanten Du. Dette resulterer,i at det er umuligt at detektere spejlkomposanten Du uafhængigt af den ønskede komposant Dw i udgangssignalet fra subtraktionskredsløbet. Hvis dette forekommer,vil kompensationspla-30 nen for afvigelserne i forstærkning og fase mellem I og Q grenene, f.eks. som beskrevet i US patent specifikation 4633315, ophøre med at fungere korrekt, fordi den afhænger af, at de uønskede spejlkomposanter Du tilve-jebringer det nødvendige fejlsignal. Følgelig vil det 35 demodulerede udgangssignal fra modtageren være forvrænget.

DK 169189 B1 4

Et formål med opfindelsen er at undgå forvrængning i modtagerens udgangssignal.

Ifølge opfindelsen tilvejebringes en togrens modtager omfattende en signalindgangsterminal, der er 5 forbundet til en første og en anden gren, hvor den første gren omfatter en første og en tredie blander og den anden gren en anden og en fjerde blander, en første lokaloscillator til at frembringe et første lokaloscillatorsignal, der påtrykkes den første og anden blander 10 for frekvensned bl ånding af et indkommende signal, der påtrykkes indgangsterminalen, idet den første lokaloscillatorfrekvens er forskudt i forhold til bærebølgefrekvensen af det indkommende signal, et første 90e,s fasedrejningsled til at frembringe et fasekvadraturfor-15 hold mellem et af signalerne der påtrykkes den ene af første og anden blanderne og det tilsvarende signal, der påtrykkes den anden af anden og første blanderne, en anden lokaloscillator til at frembringe et andet lokaloscillatorsignal, som påtrykkes den tredie og 20 fjerde blander i kvadratur til frekvensopblanding af de kvadraturforbundne signaler, der er dannet af den første og anden blander, et additionskredsløb og et subtraktionskredsløb, hver med sine indgange forbundet til udgangene af den tredie og fjerde blander, og er ejen-25 dommelig ved, at omfatte et organ til frekvensmodulation af det første lokaloscillatorsignal med en sling-refrekvens der er lavere end frekvensforskydningen mellem den første lokaloscillatorfrekvens og den modtagne bærebølgefrekvens.

30 Opfindelsen baserer sig på erkendelsen af det faktum, at ved at slingre den første lokaloscillator-frekvens vil fejlsignalkomposanterne Du bortset fra to tidspunkter i perioden for slingresignalet, d.v.s. når amplituden for slingresignalet er nul, være adskilt fra 35 Dw med en frekvensmargin på (2 fo-fwj ), og kan således detekteres uafhængigt ud fra udgangssignalet fra subtraktionskredsløbet .

DK 169189 B1 5

Slingrefrekvensen fw er lav og kan f.eks. være i størrelsesordenen 100 Hz. En sådan lille variation af frekvensforskydningen har en fordel i forhold til fx en stor variation af frekvensforskydningen, fordi det 5 ikke er nødvendigt at tilvejebringe en væsentlig forøgelse af båndbredden af lavpasselektivitetsfiltrene i udgangskredsløbene for den første og den anden blan der. Slingrefrekvensen kan dannes af et sinusformet signal, et trekantsignal eller et rampesignal.

10 I en udførelsesform ifølge opfindelsen er den første lokaloscillator en spændingsstyret oscillator med en frekvensstyreindgang. Frekvensmodulationsorganet omfatter et organ til at påtrykke en slingresignalspæn-ding på en d.c. frekvensstyrespænding, der påtrykkes 15 frekvensstyreindgangen på den spændingsstyrede oscillator.

Hvis ønsket kan modtageren omfatte et automatisk forstærkningsstyringsorgan og et automatisk fasestyringsorgan til kompensering for forstærknings- og 20 faseforskelle, der skyldes transmissionsforskelle i den første og anden gren.

Opfindelsen forklares i det følgende ved et udførelseseksempel og med henvisning til den vedlagte tegning, hvor: 25 fig. 1 viser signalkomposanterne i udgangssigna let fra et subtraktionskredsløb i en modtager, der ikke har slingrefrekvens på den første lokaloscillatorfrekvens, og hvor den modtagne bærebølge er umoduleret, fig. 2 og 3 respektive signalkomposanter på ud-30 gangene af subtraktionskredsløbene ved tilstedeværelse af modulationen med en enkelt sinusformet frekvens fm, hvor fm<fo (fig·' 2) og fm=fo (fig. 3), fig. 4 et skematisk blokdiagram af en modtager i overensstemmelse med opfindelsen, 35 fig. 5 forholdene i frekvensplanen mellem den ønskede signalkomposant og spejlsignalkomposanten hen- DK 169189 B1 6 holdsvis Dw og Du, når frekvensforskydningen varierer, og modulationen fm i det væsentlige er lig med den nominelle frekvensforskydning fo, fig. 6 og 7 sammenligningskurver for forvræng-5 ning som funktion af modulationsindeks β for audiofre-kvenser på 300 og 800 Hz og uden henholdsvis med sling-refrekvens, og fig. 8 et blokdiagram af en i det væsentlige komplet togrens modtager lavet i overensstemmelse med 10 opfindelsen.

På tegningerne er samme referencecifre blevet benyttet til at indikere modsvarende egenskaber.

Idet der i første omgang henvises til fig. 4,omfatter togrens modtageren en første og anden gren 12, 15 14, som er forbundet med en indgangsterminal 10. Den første gren 12 omfatter en første blander 16, hvori indgangssignalet frekvensnedblandes, et lavpasfilter 18, som selekterer den nedblandede komposant i udgangssignalet fra den første blander 16 og en tredie blan- 20 der 20, i hvilken udgangssignalet fra filteret 18 remoduleres eller frekvensopblandes. Den anden gren 14 omfatter en anden blander 17, som danner et kvadraturrelateret frekvensnedblandet signal, et lavpasfilter 19, som selekterer den nedblandede komposant i udgangs-25 signalet fra den anden blander 17 og en fjerde blander 21, som danner et kvadraturrelateret frekvensop-blandet signal. Signalgrenen 12 kaldes fasegrenen I og signalerne på udgangene af kredsløbselementerne 16, 18 og 20 er indikeret henholdsvis II, 12 og 13. Sig- 30 nalgrenen 14 kaldes kvadraturgrenen Q og signalerne på udgangene af kredsløbselementerne 17, 19 og 21 er indikeret henholdsvis Ql, Q2 og Q3. Signalerne 13 og Q3 påtrykkes additions- og subtraktionskredsløb henholdsvis 22 og 24, som tilvejebringer SUM og DIFF signaler.

35 En frekvensdetektor 26 er forbundet med udgangssignalet fra kredsløbet 24 for at danne f.eks. et audioud-gangssignal.

DK 169189 B1 7

Den første og anden blander 16 og 17 forsynes fra en første lokaloscillator 28 med kvadraturforbundne første lokaloscillatorsignaler fl^som er forskudt lidt, f.eks. 100 Hz i forhold til bærebølgefre-5 kvensen fc for indgangssignalet. Det er selvfølgelig muligt at fasedreje indgangssignalet i grenen 14 90° og påtrykke lokaloscillatorsignaler med samme fase på begge blandere 16 og 17. En anden lokaloscillator 30 danner kvadraturforbundne anden lokaloscillatorsig-10 naler fl2 på en mellemfrekvens på f.eks. 100 kHz, som påtrykkes den tredie og fjerde blander 20 og 21.

En kilde 32 for slingresignaler er forbundet til lokaloscillatoren 28 for at frekvensmodulere lokaloscillatorsignalerne. Slingrefrekvensen er i dette 15 eksempel nominelt 20 Hz og har en maksimal afvigelse på 100 Hz. Afvigelsen styres af spidsamplituden Aw for slingresignalet. En lav slingrefrekvens er valgt, således at båndbredden for lavpasfiltrene 18, 19 forbliver i det væsentlige uændrede eller ikke udvides bety-20 deligt. Slingresignalet kan være et sinusformet signal, et trekantsignal eller et rampesignal.

For at forstå formålet med at slingre den første lokaloscillatorfrekvens, beskrives først situationer, hvor der ikke er nogen slinger i frekvensen fl^.

25 Den situation, der forekommer når der ikke er modulation af bærebølgefrekvensen,er allerede beskrevet med henvisning til fig. 1 og beskrivelsen gentages derfor ikke.

Fig. 2 udvider diskussionen i fig. 1 ved at be-30 tragte situationen på udgangen af subtraktionskredsløbet 24, når den transmitterede bærebølge er frekvensmoduleret med et sinusformet signal med frekvensen fm, hvor fm er mindre end frekvensforskydningen fo, således at indgangssignalet rt er 35 rt = A sinus (2vfct + β sin(2nfmt)) hvor A er spid s ampi i tud en for det modtagne signal og β er modulationsindeks.

DK 169189 B1 8

De resulterende signalkomposanter på udgangen af subtraktionskredsløbet 24, under tilstedeværelse af afvigelser i forstærkning og fase i grenene 12, 14, kan repræsenteres i frekvensdomænet vist i fig. 2. På 5 grund af modulationen er der flere signalkomposanter ved de harmoniske af den modulerende frekvens fm og deres niveauer, indikeret ved de relative højder af pilene i fig. 2, er styret af det anvendte modulations indeks β. For at lette illustrationen er kun tre harmo-10 niske komposanter for det ønskede signal Dw og det u-ønskede spejlsignal Du vist i fig. 2. Det er klart ud fra en analyse af fig. 2, at så længe modulationsfrekvensen fm afviger fra frekvensforskydningen fo, vil Dw og Du signalerne være adskilt med en frekvensmargin på 15 (2| fo-fmj ) og kan følgelig skelnes fra hinanden.

Fig. 3 viser situationen når fm = fo. Harmoniske af fm i Dw vil i frekvensdomænet falde sammen med spejlsignalet Du. Som et resultat er det umuligt at detektere spejlsignalet Du uafhængigt af signalet Dw 20 ud fra DIFF udgangssignalet som vist i fig. 3. Hvis dette forekommer vil kompensationsplanerne for afvigelserne i forstærkning og fase mellem I og Q kanalerne (eller grenene 12, 14), som beskrevet i US patent specifikation 3633315 eller senere heri i forbindelse med 25 fig. 8 i den vedlagte tegning, ophøre med at fungere korrekt, fordi de afhænger af, at spejlsignalet Du tilvejebringer det nødvendige fejlsignal. Følgelig vil det démodulerede audioudgangssignal lide af alvorlige forvrængninger, som er uacceptable.

30 I modtageren lavet i overensstemmelse med opfin delsen er spejlsignalet Du gjort adskilleligt fra Dw for i det væsentlige alle modulationsfrekvenser fm, ved kontinuerligt at variere forskydningsfrekvensen fo. Dette opnås ved at slingre den første lokaloscillator-35 frekvens flj som allerede beskrevet med henvisning til fig. 4.

DK 169189 B1 9

Fig. 5 viser relationerne i frekvensdomænet mellem Dw og Du for det i fig. 3 viste tilfælde men med slinger på forskydningsfrekvensen fo.

I fig. 5 kan det ses, at da fl^ ændrer sin fre-5 kvens med en hastighed, der styres af fw, vil Du kompo-santerne kun helt falde sammen med Dw komposanterne på to tidspunkter i perioden for slingresignalet, d.v.s. når amplituden Aw for slingresignalet bliver nul. På andre tidspunkter vil fejlsignalkomposanterne Du være 10 adskilt fra Dw med en frekvensmargin på (2J fo-fwj ) og kan således detekteres uafhængigt ud fra DIFF udgangssignalet. Ved et passende valg af slingresignalet og tidskonstanterne for korrektionssløjferne, der er beskrevet med henvisning til fig. 8, er det muligt at mi-15 nimere antallet af tidspunkter, hvor Du bliver druknet af Dw, som normalt har en meget større amplitude.

I en udførelsesform frekvensmoduleres fl1 med et slingresignal med en frekvens fw på 20 Hz med en maksimal frekvensafvigelse på 100 Hz. De nominelt anvendte 20 forskydningsfrekvenser fo er 300 Hz og 800 Hz og de tilsvarende modulationsfrekvenser fm er henholdsvis 300 Hz og 800 Hz. I begge tilfælde er frekvenserne for det modulerende sinusformede signal og den nominelle forskydningsfrekvens gjort ens. De målte forvrængninger i 25 procent udtrykt som en funktion af modulationsindeks β er vist i fig. 6 og 7. I eksperimenterne forekommer der, når forskydningsfrekvensen fo holdes fast, alvorlige forvrængninger i det demodulerede audioudgangssig-nal, kurver (1). Når lokaloscillatorfrekvensen slingres 30 omkring udgangsfrekvensen fo, er forvrængningerne imidlertid blevet meget reducerede, kurver (2).

Det benyttede slingresignal behøver ikke at være begrænset til at være en sinusformet kurve men kunne også være et hvilket som helst passende signal,som ikke 35 vil forårsage en væsentlig udvidelse i båndbredde af de to lavpasselekteringsfiltre 18, 19, fig. 4. Også det DK 169189 B1 10 tilføjede slingresignal vil forårsage et demoduleret udgangssignal og dette skal frafiltreres ved udgangen af frekvensdetektoren 26, fig. 4. I det ovennævnte eksempel er fw valgt til at være 20 Hz, således at det 5 kan filtreres fra af det båndpasfilter, der normalt anvendes efter detektoren. Dette filter er nødvendigt for at filtrere det normale audiosignal og har for mobilradio en nedre afskæringsfrekvens på 300 Hz. I dette tilfælde er ingen yderligere filtrering nødvendig for at 10 fjerne det demodulerede signalled, der forårsages af slingresignalet.

Selvom der kun har været refereret til DIFF udgangssignalet i beskrivelsen ovenfor,sker der det samme med SUM udgangssignalet i fig. 4.

15 Fig. 8 viser en komplet modtager lavet i over ensstemmelse med opfindelsen,hvilken modtager har organer til at aflede styresignaler til korrektion af forstærknings- og faseafvigelser.

Den første og anden gren 12, 14 er som beskre-20 vet med henvisning til fig. 4. Den første lokaloscillator 28 er vist forbundet med et 90° fasedrejningsled 29 med kvadraturudgange. Den anden lokaloscillator 30 er vist forbundet med et justerbart fasedrejningsled 31, som reagerer på et styresignal, hvorved den varie-25 rer den relative fase af udgangssignalerne for at kompensere for faseafvigelser. En forstærker med varierbar forstærkning 34 er forbundet i den første gren 12 ved udgangen af den tredie blander 20 og en forstærker med fast forstærkning 35 er forbundet i den anden 30 gren 14 ved udgangen af den fjerde blander 21. Forstærkeren med varierbar forstærkning 34 reagerer på et styresignal for at udligne forstærkningen i grenen 12 med forstærkningen i grenen 14.

Spejlsignalet i hvert af udgangssignalerne fra 35 additionskredsløbet 22 (SUM) eller subtraktionskredsløbet 24 (DIFF) kunne benyttes som mål for amplituden DK 169189 B1 11 af afvigelsen i forstærkning og fase. Til illustration er DIPP signalet blevet valgt til dette formål. DIPP signalet båndpasfiltreres i et filter 60 og får amplituden justeret, hvis dette er nødvendigt, i en for-5 stærker 62 med varierbar forstærkning og multipliceres med sig selv i en første multiplikator 46. DC-signalerne, der dannes ved denne multiplikation med sig selv, blokeres af et højpasfilter 47, medens signaler centreret omkring 2fl2 frafiltreres af et lavpasfilter 10 48. I praksis realiseres filtrene 47, 48 som hen holdsvis et RC-højpasnetværk og et RC-lavpasnetværk.

Det filtrerede produkt af DIFP signalet multipliceret med sig selv omfatter et signal centreret ved 2fo, som benyttes til afledning af de nødvendige styresignaler.

15 En anden samtidig funktion omfatter multiplika tion af DIFP signalet med SUM signalet i en anden multiplikator 49. Til dette formål formes det båndpas-filtrerede DIPP signal i en begrænser 63 og påtrykkes via faseudgangssignalet fra en bredbåndet faselåst 20 sløjfe 54 på en indgang af den anden multiplikator 49. SUM signalet båndpasfiltreres i et filter 61, formes i en begrænser 64 og påtrykkes en anden indgang af den anden multiplikator 49. DC-signalerne, der dannes ved multiplikation i multiplikatoren 49, blokeres 25 af et andet højpasfilter 50, mens signaler centreret omkring 2fl2 filtreres af et andet lavpasfilter 51, således at signaler centreret omkring 2fo er tilbage.

Signalerne centreret omkring 2fo i udgangssignalerne fra filtrene 48, 51 multipliceres med hinanden 30 i en yderligere multiplikator 52 og produktet lavpas-filtreres i et filter 53 for at tilvejebringe et DC-signal som påtrykkes forstærkeren 34 som forstærkningsstyringssignal .

Fasestyringssignalet fås ved at fasedreje fasen 35 af enten DIFF eller SUM signalet med 90° (i det illustrerede eksempel fasedrejes DIFF signalet) og multi- DK 169189 B1 12 plicere det med det andet signal. 90°'s udgangssignalet fra den faselåste sløjfe 54 tilvejebringer det 90“ fasedrejede DIFF signal til en indgang af en tredie multiplikator 55, hvis anden indgang er forbundet til 5 at modtage det bølgeformede SUM signal. Produktet filtreres i et tredie højpasfilter 56 og i et tredie lavpasfilter 57, igen for at tilvejebringe signaler centreret omkring 2fo. Udgangssignalerne fra lavpasfiltrene 48, 57 multipliceres i en yderligere multipli-10 kator 58 og udgangssignalet lavpasfiltreres i et filter 59 for at tilvejebringe et DC- fasestyringssignal, som påtrykkes fasedrejningsleddet 31.

Kilden 32 for slingresignalet er indrettet til at påvirke den første lokaloscillator 28, som i den 15 illustrerede udførelsesform er implementeret som en spændingsstyret oscillator forbundet med et 90“ fasedrejningsled 29. En automatisk frekvensstyring af den første lokaloscillator er nødvendig for at bevare en vis nøjagtighed i den specificerede frekvensforskydning 20 fo. I praksis er værdien af fo normalt styret af et DC-referencesignal. For at slingre fo er det blot nødvendigt at introducere slingresignalet som et tillæg til dette DC-referencesignal. Det kombinerede signal benyttes så til automatisk at styre frekvensen af den 25 første lokaloscillator 28.

For at implementere denne automatiske frekvensstyring, påtrykkes udgangssignalet fra en forskydningsfrekvensdetektor, såsom udgangssignalet fra en frek-vensdiskriminator i PLL 54, på en indgang 68 af en 30 komparator 70. Et DC-referencesignal for tilvejebringelse af den nominelle forskydningsfrekvens påtrykkes den ene indgang 72 af et summationskredsløb 74. En kilde for et slingresignal (ikke vist) påtrykkes på en anden indgang 76 af summationskredsløbet 74. Summa-35 tionskredsløbet 74 har en udgang forbundet til en anden indgang 78 af komparatoren 70. Udgangssignalet DK 169189 B1 13 fra komparatoren 70 udgør et AFC-signal for den første lokaloscillator 28.

I tilfælde af at den første lokaloscillators signal er syntesefremstillet i et frekvenssyntesekreds-5 løb, kan en nominel forskydningsfrekvens indbygges. Yderligere kan slingresignalet indføres i forbindelse med en frekvens- eller fasemodulationsdel i syntesekredsløbet, hvis udgangssignal danner et indgangssignal for en spændingsstyret oscillator i frekvenssyntese-10 kredsløbet.

Kilden for slingresignalet kan omfatte en simpel oscillator, da dens udgangssignal kan have ringe specifikationer udtrykt som signalrenhed og nøjagtighed i frekvens. Alternativt kunne den afledes fra den anden 15 lokaloscillator 30 ved at neddele dens udgangsfrekvens ved brug af en frekvensdeler efterfulgt af et passende bølgeformende netværk.

Claims (9)

1. Togrens modtager omfattende en signalind-5 gangsterminal, der er forbundet til en første og en anden gren, hvor den første gren omfatter en første og en tredie blander, og den anden gren en anden og en fjerde blander, en første lokaloscillator til at frembringe et første lokaloscillatorsignal, der påtrykkes den første 10 og anden blander for frekvensnedblanding af et indkommende signal, der påtrykkes indgangsterminalen, idet den første lokaloscillatorfrekvens er forskudt i forhold til bærebølgefrekvensen af det indkommende signal, et første 90e,s fasedrejningsled til at frembringe et 15 fasekvadraturforhold mellem et af signalerne der påtrykkes den ene af første og anden blanderne og det tilsvarende signal, der påtrykkes den anden af anden og første blanderne, en anden lokaloscillator til at frembringe et andet lokaloscillatorsignal, som påtrykkes 20 den tredie og fjerde blander i kvadratur til frekvensopblanding af de kvadraturforbundne signaler, der er dannet af den første og anden blander, et additionskredsløb og et subtraktionskredsløb, hver med sine indgange forbundet til udgangene af den tredie og fjerde 25 blander, kendetegnet ved, at omfatte et organ til frekvensmodulation af det første lokaloscillatorsignal med en slingrefrekvens, der er lavere end frekvensforskydningen mellem den første lokaloscillatorfrekvens og den modtagne bærebølgefrekvens.

2. Modtager ifølge krav l, kend etegnet ved, at slingresignalet er et sinusformet signal med en frekvens i størrelsesordenen 20 Hz og en afvigelse i størrelsesordenen 100 Hz.

3. Modtager ifølge krav 1, kendetegnet 35 ved, at slingresignalet er et trekantsignal eller et rampesignal. DK 169189 B1

4. Modtager ifølge et af de foregående krav, kendetegnet ved, at den første lokaloscillator er en spændingsstyret oscillator med en frekvensstyringsindgang, og hvor frekvensmodulationsorganet 5 omfatter et organ til at påtrykke en slingresignalspæn-ding på en DC-frekvensstyrespænding, der påtrykkes frekvensstyringsindgangen på den spændingsstyrede oscillator.

5. Modtager ifølge krav i, 2 eller 3, k e n -10 detegnet ved, at den første lokaloscillator er en frekvenssynteseenhed, og at slingresignalet indføres i en frekvens eller fasemodulationsdel i synteseenheden, hvor udgangssignalet fra denne del udgør et indgangssignal til en spændingsstyret oscillator i fre-15 kvenssynteseenheden.

6. Modtager ifølge et af de foregående krav, kendetegnet ved, yderligere at omfatte et automatisk forstærkningsstyringsorgan og et automatisk fasestyringsorgan til kompensering for forstærknings- 20 og faseforskelle, der skyldes transmissionsforskelle i den første og anden gren.

7. Modtager ifølge krav 4, kendetegnet ved, at det automatiske forstærkningsstyringsorgan omfatter en første multiplikationsenhed med to indgange, 25 der begge er forbundet til udgangen fra subtraktionseller additionskredsløbet, et første højpasfilter forbundet til udgangen fra den første multiplikationsenhed, et første lavpasfilter forbundet til en udgang fra det første højpasfilter, en anden multiplikationsenhed 30 med en første indgang forbundet til udgangen fra subtraktionskredsløbet og en anden indgang forbundet til udgangen fra additionskredsløbet, et andet højpasfilter forbundet til udgangen fra den anden multiplikationsenhed, et lavpasf ilter forbundet til en udgang fra det 35 andet højpasfilter, en tredie multiplikationsenhed med sine indgange forbundet til udgange fra henholdsvis det DK 169189 B1 første og andet lavpasfilter, og et yderligere lavpas-filter forbundet til en udgang fra den tredie multiplikationsenhed til dannelse af et automatisk forstærkningsstyringssignal .

8. Modtager ifølge krav 7, kendetegnet ved, at det automatiske fasestyringsorgan omfatter en fjerde multiplikationsenhed med en første og en anden indgang og en udgang, et 90e,s fasedrejningsled forbundet til den første indgang, en udgang fra enten sub-10 traktionskredsløbet eller additionskredsløbet er forbundet til fasedrejningsleddet, en udgang fra enten additionskredsløbet eller subtraktionskredsløbet er forbundet til den anden indgang, et tredie højpasfilter, der er forbundet til udgangen fra den fjerde multipli-15 kationsenhed, et tredie lavpasf ilter, der er forbundet til udgangen fra det tredie højpasfilter, en femte multiplikationsenhed, der har sine indgange forbundet til udgange fra henholdsvis det første og det tredie lav-pasfilter, et yderligere lavpasfilter, der er forbundet 20 til en udgang fra den femte multiplikationsenhed, og som har en udgang forbundet til et andet fasedrejningsled, der er forbundet til udgangen fra den anden lokaloscillator.

9. Modtager ifølge krav 8, kendetegnet 25 ved, at det 9001 s fasedrejningsled omfatter en bredbåndet faselåst sløjfe.