DK159234B - Kobling til automatisk regulering af signalniveauet over et telefonapparat - Google Patents

Description

i

DK 159234 B

KOBLING TIL AUTOMATISK REGULERING AF SIGNALNIVEÅUET OVER ET TELEFONAPPARAT

Opfindelsen angår en kobling til automatisk regulering af 5 signalniveauet over et telefonapparat, over hvis ind-gangsklemmer er shuntet en halviederkobling, hvis ad-mittans varierer med strømstyrken i telefonapparatets fø-destrømsledninger.

10 Signalniveauet, det vil sige den gennemsnitlige amplitude af talevekselspændingen, afhænger af længden af ledningen mellem abonnent og telefoncentral, og der kan derfor være en væsentlig forskel på signalniveauet for abonnenter, der bor langt fra centralen, og dem, der bor tæt ved denne. I 15 en artikel "A Touch-Tone Caller for Station Sets" i I.E.E.E. Transactions on Communication and Electronics, Vol. 65, 1963, pp. 17-24, er der til løsning af dette problem foreslået en kobling, hvor en varistor, hvis impedans varierer med spændingen over abonnentledningen, det 20 vil sige fødejævnspændingen overlejret med talevekselspændingen, er shuntet over et telefonapparats indgangsklemmer. Varistorens impedans er høj i forhold til telefonapparatets indre impedans ved det spændingsfald, der er over dets indgangsklemmer, når abonnent ledningen er lang, 25 men formindskes ved den højere spænding, der er over telefonapparatets indgangsklemmer, når abonnentledningen er kortere.

Som det vil blive forklaret nærmere i forbindelse med teg-30 ningen, fungerer denne kobling ikke så godt, som det kunne ønskes. En af manglerne er, at variationen af spændingsfaldet over telefonapparatets indgangsklemmer ikke er proportional med ledningslængden. En anden mangel, som kan gøre den nævnte kobling uanvendelig i forbindelse med to- 2

DK 159234 B

neopkald, er at varistorens spænding/-modstands-karakteristik er ulineær, og da fødespændingen over telefonapparatets indgangskleramer som nævnt er overlejret med signalvekselspændingen, vil der ikke alene ske en forvræng-5 ning af talevekselspændingen, men også af et kaldesignal med det resultat, at centralens tonekodeomsætter kan fejloperere .

I US patentskrift nr. 3.582.564 er beskrevet en anden kob-10 ling til indførelse af en variabel shunt over indgangsklemmerne af et telefonapparat. I denne kobling udgøres den variable shuntimpedans af en transistor, hvis basis-kollektor strømkredsløb i serie med en kondensator er forbundet over telefonapparatets indgangsklemmer, og som sty-15 res af spændingsfaldet over en seriemodstand indskudt i abonnentledningen. I denne kobling er det ikke spændingsfaldet over shunten, der regulerer denne impedans, men ledningsstrømmen til telefonapparatet, men da transistorens impedanskarakteristik er ulineær, vil også ved denne 20 kobling såvel talesignaler som opkaldsignaler blive forvrænget, det sidste med mulige fejlopkald til følge.

Formålet med opfindelsen er at gøre variationerne af shuntkoblingens impedans uafhængig af signalstrømskompo-25 santen i fødestrømsledningerne.

Dette formål opnås ved en kobling af den indledningsvist angivne art, hvilken kobling ifølge opfindelsen er særegen ved, at shuntkoblingen indeholder en elektronisk omskif-30 ter, som åbner for strømgennemgang, når strømmen gennem eller spændingen over en seriemodstand, der er indskudt i en af fødestrømsledningerne, når en bestemt værdi, men først lukker ved en strøm eller spænding, som er så meget lavere end åbningsstrømmen eller åbnings spændingen, at ta-

3 DK 159234 B

lesignaler til og fra telefonapparatet er uden indflydelse på den elektroniske omskifters funktion.

Den elektroniske omskifter kan som angivet i krav 2 bestå 5 af en transistor, som styres af strømstyrken gennem den seriemodstand, som er indskudt i fødestrømsledningen, og som i sit styrekredsløb har en modstand, der også indgår 1 strømkredsløbet for en anden transistor, så en strøm gennem denne transistor forøger styrestrømmen til først- 10 nævnte transistor, som er således koblet til styrekredsløbet for sidstnævnte transistor, at denne åbnes for strømgennemgang, når der går strøm gennem førstnævnte. Herved opstår der, som det skal forklares senere, en hysteresevirkning, det vil sige, at strømmen gennem de to 15 transistorer opretholdes, til strømmen gennem seriemodstanden i fødestrømsledningen er faldet til en værdi, der er lavere end den, der bevirkede, at strømmen gennem transistorerne startede.

20 Det kan være nødvendigt at forsinke åbningen af den i krav 2 karakteriserede elektroniske omskifter for at undgå, at strømimpulser indkobler shunten over telefonapparatet.

Dette kan, som angivet i krav 3, opnås på en simpel måde ved at shunte styrekredsløbet for den transistor, som sty- 25 res af strømmen gennem seriemodstanden i fødestrømsledningen med en kondensator. 1 stedet for den ovennævnte kobling, hvor den elektroniske omskifter består af to transistorer, kan man også udnytte 30 den egenskab ved styrede ensrettere, at strømmen gennem dem opretholdes, selvom styrespændingen falder under den værdi, der er nødvendig for at starte strømgennemgangen.

En udførelsesform for opfindelsen, hvor denne egenskab udnyttes, er angivet i krav 4.

DK 159234B

4

Krav 5-8 angiver udførelsesformer, som er fordelagtige i forbindelse med den elektroniske omskifter ifølge opfindelsen, idet denne udnyttes til at styre andre omskiftere, 5 der varierer dæmpningen eller impedanstilpasningen i tilsluttede kredsløb, hvorved man drager fordel af hysterese-egenskaberne ved den elektroniske omskifter. Man får hermed yderligere muligheder for at korrigere for ulinearite-ter og andre forhold, der kan give forvrængning som følge 10 af, at virkningen fra variationerne i strømstyrken i fødeledningen bortkompenseres.

Koblingen ifølge opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken 15 fig. 1 viser et diagram over den foran nævnte, kendte kobling til automatisk regulering af signalniveauet over et telefonapparat, 20 fig. 2 viser et kredsløbsdiagram for et kredsløb ifølge opfindelsen, fig. 3 viser sammenhængen mellem liniestrøm og telefonapparatets klemspænding og spændingen over ba-25 sisemitter elektroderne af den transistor, som i fig. 2 "føler" strømmen gennem en seriemodstand i abonnentledningen, fig. 4 viser grafisk sammenhængen mellem signalniveauet 30 ved telefoncentralen og liniedæmpningen, fig. 5 viser forvrængningsdæmpningen som funktion af 1iniedæmpningen, 5

DK 159234 B

fig. 6-11 viser forskellige udførelsesformer for kredsløb ifølge opfindelsen, fig. 12 viser endnu en udførelsesform for et kredsløb 5 ifølge opfindelsen, hvor der er anvendt en sty ret halvlederensretter som elektronisk omskifter og fig. 13 viser opfindelsens anvendelse i forbindelse med 10 et elektronisk telefonapparat.

Fig. 1 viser de enkeltheder af den kobling, der er beskrevet i det foran nævnte I.E.E.E. Transaction on Communication and Electronics, som er nødvendige til forståelse af 15 de ulemper, som knytter sig til denne kobling, og som er undgået ved koblingen ifølge opfindelsen. Det viste kredsløb er, bortset fra en varistor 17, der er forbundet over telefonapparatets indgangsklemmer 11a og 11b i serie med en impedans 19 og en anden varistor 18 til sidetonebalan-20 ce, et konventionelt telefonkredsløb 12 omfattende en gaffelkobling 13, en mikrofonkapsel 14 og telefonkapsel 16.

Ved korte ledningslængder mellem telefoncentralen og abonnenten er spændingen over indgangsklemmerne 11a og 11b 25 høj, hvilket bevirker, at varistorens 17 modstand er lille, så shuntimpedansen over indgangsklemmeme hovedsageligt bestemmes af impedansen 19. Er der omvendt en lang ledningsforbindelse mellem central og abonnent, er spændingen over indgangsklemmerne 11a og 11b væsentlig mindre 30 og varistorens 17 modstand følgelig høj, så serieimpedansen af varistoren og impedansen 19 bevirker en væsentlig mindre dæmpning af telefon- og mikrofonvekselspændingerne.

En af manglerne ved den beskrevne kobling er, som tidlige- 6

DK 159234 B

k re nævnt, at spændingen over indgangsklemmerne 11a og 11b ikke varierer proportionalt med ledningslængden, fordi telefonapparatets jævnstrømsmodstand er mindre end relæmodstanden på telefoncentralen. Dette bevirker en uønsket 5 formindskelse af variationerne af varistorens 17 modstand.

Som det ligeledes er nævnt tidligere, bevirker varistorens ulineære karakteristik en forvrængning af tale- og opkaldssignalerne .

10 For at sidetone balanceringen skal være korrekt ved enhver værdi af impedansen over indgangsklemmerne 11a og 11b, er det nødvendigt at korrelere karakteristikkerne for de to varistorer 17 og 18. Det er imidlertid vanskeligt at afstemme varistorer, så deres karakteristikker er korrekt 15 korrellerede, hvilket forøger fremstillingsprisen af den her beskrevne kobling til automatisk niveauregulering.

Fig. 2 viser skematisk strømkredsen 22 af et telefonapparat af samme type som vist i fig. 1, men som er forsynet 20 med en kobling til automatisk regulering af signalniveauet ifølge opfindelsen. 1 fig. 2 betegner 37 den sædvanlige gaffelkobling mellem en apparatdel, som foruden mikrofon og mikrofonforstærker kan indeholde en tonegenerator til tastaturvalg, og et telefonkredsløb 34 og 35 betegner et 25 impedansnet til udbalancering af sidetoner.

Telefonapparatets indgangsklemmer er betegnet med 21a og 21b. Mellem gaffelkoblingen 37 og klemmen 21a er indskudt en seriemodstand 24, og spændingsfaldet over denne mod-30 stand, forårsaget af liniestrømmen gennem den, "føles” af en PNP, ON-OFF transistor 25, hvis emitter er forbundet til den ende af modstanden 24, som har forbindelse til klemmen 21a, og hvis basiselektrode over en strømformindskende modstand 26 og en modstand 27 er forbundet til den 7

DK 159234 B

anden ende af modstanden 24. Transistorens 25 kollektor er forbundet til en NPN, ON-OFF transistors 30 basiselektrode over en strømformindskende modstand 29.

5 Som det vil ses af fig. 2, indgår der i transistorens 30 emitterkollektorkredsløb den tidligere nævnte modstand 27, hvortil transistorens 25 basiselektrode også er forbundet, og en modstand 31. Når denne transistor er i sin strømførende tilstand, vil telefonapparatets indgangsklem-10 mer derfor være shuntet af en impedans bestående af modstandene 27 og 31 i serie med transistoren 30.

Fig. 3 viser grafisk basis-emitterspænding VEB for transistoren 25 (den nederste kurve) og spændingen V over ind-15 gangsklemmerne 21a-21b (den øverste kurve) som funktion af liniestrømmen I. Symboliseres modstandsværdierne af modstandene 24, 27 og 31 i fig. 2 henholdsvis R0, Ra og R^ kan de to kurver analyseres på følgende måde: så længe der ikke går basisstrøm til transistoren 25, og derfor heller 20 ingen strøm gennem transistoren 30, der styres af kollek-torstrømmen fra transistoren 25, er VEB bestemt af spændingsfaldet over R0, altså 25 VEB = I x R0.

Når liniestrømmen andrager en sådan værdi I, at Ix x R0 =

Vth, ved hvilken der begynder at gå basisstrøm til transistoren 25, og dermed også kollektorstrøm fra denne 30 til transistorens 30 basis, så denne transistor også bliver ledende, vil VEB blive forøget med spændingsfaldet over modstanden 27. Begge transistorer bliver derved fuldt ledende, hvorefter VEB vil forblive nogenlunde konstant, selv om liniestrømmen stiger væsentligt over I, fordi „ DK 159234 Β 8 transistoren 25 er i sin fuldt ledende tilstand.

Dersom liniestrømmen falder under It, for eksempel på grund af den overlejrede signalvekselstrøm, vil VBB stadig 5 være større end Vth, hvorfor der stadig vil gå strøm gennem transistorerne. Først når I er faldet til en værdi I2, hvor VEB er omtrent lig med Vth (i realiteten lidt højere Vth i fig. 3) vil transistoren 25 og dermed også transistoren 30, gå i "OFF"-tilstand. Stiger strømmen I herefter 10 igen, forbliver transistorerne i OFF-tilstanden, indtil I igen når værdien Ix.

Kaldes telefonapparatets indre modstand RT, vil spændingen V over indgangsklemmerne 21a og 21b være bestemt af lig-15 ningen V = I (R0 + RT), så længe transistoren 25 er OFF, og der derfor ikke kan gå 20 strøm gennem modstandene 27 og 31. Denne ligning gælder, indtil I når værdien I1# når spændingen over indgangsklemmerne er

Vt = IjiRo + RT) 25 eller, da Ιχ = Yth «o 30 V, * Rn_+ RT . νΛ (1)

Ro

For liniestrømme højere end Ιχ , er transistoren 30 "0N",

DK 159234 B

og telefonapparatets indre modstand vil derfor være paral lelkoblet med modstanden Ra + Rh. Ligningen for spændingen over indgangsklemmerne er nu 9 S ( R. (R. ♦ KJ ' vivRi + R. + Rtj -X (2)

Denne ligning er gyldig, indtil I er faldet til den værdi I2/ for hvilken de to transistorer bliver strømløse. Ud-10 trykt ved den tilsvarende værdi for VEB, det vil sige Vth , er l2: h - _Yu, (3)

Ro + R. + R.

15 Rb

Indsat i ligning (2) fås

Ro + (R, + RJ«Rt 20 R. + R„ + R, V2 = -- . V«, (4)

Ro + _Ra_i_Rh

Ra + Rb + RT

25

Som det fremgår af denne analyse af funktionen af den i fig. 2 viste realisation af opfindelsen og som vist i fig.

3, udviser såvel basis-emitter spændingen af transistoren 25 som spændingen over indgangsklemmerne hysteresekarak-30 teristik, og bredden af hysteresesløjfen fastlægges ifølge opfindelsen sådan, at den er større end den maksimale amplitude af signalvekselstrømme, som er overlejret jævnstrømsf ødestrømmen. Hvis fødestrøm plus signalvekselstrøm har bragt transistorerne 25 og 30 enten i ledende eller i

DK 159234 B

10 strømløs tilstand, skal der derfor væsentligt større ændringer af liniestrømmen end signalstrømmene til at ændre denne tilstand. Da transistoren 30 enten er strømløs eller fuldt ledende, kan der ses bort fra den ulineære karakte-5 ristik. Shuntimpedansen parallel med RT er hovedsageligt bestemt af Ra + Rb som lineære impedanser. Forvrængningen af tale- og tonevalgssignalerne vil derfor være væsentligt mindre end ved den i fig. 1 viste kobling, hvor shuntimpedansen er ulineær.

10

Ligningerne (1) - (4) kan bruges til dimensionering af modstandsværdierne R0, Ra og Rb på en sådan måde, at man får den ønskede bredde af hysteresesløjfen. Spændingerne og V^', for hvilke transistoren 25 skifter fra OFF 15 til ON og omvendt, kendes fra dens karakteristik, og bestemmelsen af størrelsen R0 for modstanden 24 foretages let ud fra valget af den liniestrøm 1, for hvilken man ønsker signalniveauet reguleret, idet R0 skal have en sådan værdi, at Ix R0 - νΛ. Ix normalt vil være omtrent 50 20 mA, og da for de anvendte ON-OFF transistorer er omkring 0,5-0,6 volt, fås modstandsværdier for modstanden 24 på omkring 10-12 ohm, det vil sige at der ikke fås nogen væsentlig forøgelse af telefonapparatets modstand.

25 Figurerne 4 og 5 er grafer, som sammenligner henholdsvis karakteristikkerne for signalniveau ved centra'len og forvrængningsdæmpning som funktion af liniedæmpningen for kredsløbet for automatisk regulering af signalniveau, vist i fig. 2, og et varistorkredsløb, som vist i fig. 1. Disse 30 karakteristikker blev optaget ved en ledning med 0,4 mm diameter og et vekselstrømssignal med en frekvens på 1336 Hz. Karakteristikkerne viser, at liniedæmpningen var omkring 3dB, og at vekselstrømsdæmpningen blev tilført fra en afstand på ca. 1,3 km fra telefoncentralen. Grafen i

u DK 159234 B

fig. 4 viser, at signalniveauet ved telefoncentralen blev forbedret i forhold til det kendte kredsløb, hvor telefonapparatet er placeret fjernt fra centralen. Fig. 5 viser, at opfindelsen medfører en dæmpningsforvrængning, 5 som stort set er konstant og uafhængig af liniedæmpningen, og at forvrængningsprocenten er forbedret væsentligt i forhold til det kendte kredsløb.

I fig. 2 er der foruden det ovenfor omtalte også vist to 10 tilslutningsklemmer 32 og 33. Når transistorerne 25, 30 er ledende, har klemmen 32 omtrent samme spænding som spændingen på indgangsklemmen 21a, og klemmen 33 har omtrent samme spænding som indgangsklemmen 21b. Tilslutningsklemmerne kan derfor om ønsket give styrespændinger til andre 15 kontrolorganer i telefonapparatet.

Fig. 6 viser et eksempel på en sådan modifikation, i hvilken elementer, svarende til de i fig. 2 viste, angives med de samme henvisningsbetegnelser. Fig. 6 viser, at basis-20 elektroden af en NPN-transistor 42 er forbundet til til-slutningsklernmen 32 via en modstand 41. Transistorens 42 kollektor er forbundet til indgangsledningen til telefon-kredsløbet 22, via et dæmpningsnetværk 43, medens emitte-ren er forbundet til indgangsledningen fra indgangsklemmen 25 21b.

I fig. 2 og 6 kan polariteten af jævnstrømsforsyningen e-ventuelt vendes. Derved vendes også polariteten af spændingen over indgangsklemmerne 21a og 21b. I dette tilfæl-30 de kan funktionen af det i fig. 2 viste kredsløb opnås ved at erstatte den strømfølende transistor 25 med en NPN-type og transistoren 30 med en PNP-type.

Fig. 7 viser et andet telefonkredsløb, i hvilket variatio-

„ DK 159234 B

12 nen af spændingen til tilslutningsklemmen 32 vist i fig. 2 benyttes til balancerings-kompensation af et netværk 35. Tilslutningsklemmen 32 er her forbundet til basis-elektroden på en NPN-transistor 46 via en modstand 45, mens kol-5 lektoren er forbundet til en terminal på balanceringsnetværket 35 gennem en kompensationsimpedans 47, som har en egnet værdi til kompensation af et balanceringsnetværk til en kort abonnentledning. Transistorens 46 emitter er forbundet til den anden terminal på balanceringsnetværket, 10 det vil sige indgangsklemmen 21b på telefonapparatet.

Med den i fig. 7 viste kredsløbskonstruktion kan ubalance i sidetoneforhold - forårsaget af tilførslen af ekstra dæmpning - kompenseres på en måde, som skal beskrives i 15 det følgende.

Når den strømfølende transistor 25 går i ledende tilstand, forekommer spændingen på indgangsklemmen 21a også på kontrol-udgangsterminalen 32, hvorved transistoren 46 går i 20 ledende tilstand. I tilfælde af en kort abonnentledning vil dæmpningsimpedansen 47 (med kompenserende virkning) derfor blive forbundet parallelt med balanceringsnetværket 35, hvorved der kompenseres for ubalance i sidetoneforhol-det forårsaget af de til ledningen parallelt forbundne 25 modstande 27 og 31. 1 dette tilfælde kan værdien af den tilføjede impedans med kompensationsvirkning bestemmes ved at tage ledningsforholdene - inklusive parallelmodstandene 27 og 31 i betragtning. Til forskel fra den i fig. 1 viste kobling er det ikke nødvendigt at afstemme varistor-karak-30 teristikker til korrelation, men alligevel kan der sikres høj kvalitet af tale med forbedret sidetone-forhold over abonnentledninger med vidt forskellig længde.

Fig. 8 viser endnu en udførelsesform for opfindelen, i

13 DK 159234 B

hvilken signalniveauerne for sende- og modtagesignal reguleres samtidigt ved at udnytte variationerne af spændingen på kontroludgangsklemmen. I denne udførelsesform er kredsløbet 20 for regulering af signalniveau indeholdt i tele-5 fonkredsløbet 22. Som vist i fig. 8 føres spændingsvariationen på kontroludgangsklemmen 32 til basis-elektroderne på transistorer 53 og 54 gennem strømbegrænsnings-modstande 51 og 52. Transistorens 53 kollektor er forbundet til indgangen på en mikrofonforstærker 57 sammen med den ene 10 terminal af en mikrofonkapsel 56 via en modstand 55, som tilfører dæmpning af et sende-signal. Mikrofonkapslen 56 kan være en elektromagnetisk type. Mikrofonkapslen 56 og mikrofonforstærkeren 57 svarer til vekselspændings-kilden 36 vist i fig. 7. Transistorens 54 kollektor er tilsluttet 15 forbindelsen mellem telefonkapslen 34 og den gaffelkoblede transformator 37 via en modstand 59, medens emitteren er forbundet til indgangsklemmen 21b på telefonapparatet.

Udførelsesformen vist i fig. 8 virker på følgende måde: I 20 tilfælde af en kort abonnentledning vil den strømfølende transistor 25 være i ledende tilstand, så transistorerne 53 og 54 bliver gjort ledende af spændingen på kontroludgangsklemmen 32 i overensstemmelse med transistoren 30.

Som følge heraf bliver vekselspændingsdæmpningsmodstandene 25 55 og 59 forbundet parallelt over henholdsvis mikrofon- og telefonkapslerne 56 og 34, så sende- og modtagesignalerne dæmpes i forskellig grad.

Hvis abonnentledningen derimod er lang, forbliver alle 30 transistorerne i OFF-tilstand, og der tilføjes ikke dæmpning. I kredsløbet vist i fig. 8 bruges modstandene 27 og 31 ikke med det formål at tilføre dæmpning, men til indstilling af hysteresebredde. Af denne grund vælges deres værdier store. Disse modstande tilfører altså ingen væ- ;

DK 159234B

14 sentlig vekselstrømsdæmpning i forbindelse med forstærkeren 57, men når deres værdier vælges sådan, al de også tilfører dæmpning på udgangen af sende-forstærkeren, er det muligt at udelade modstanden 55 og transistoren 53.

5

Fig. 9 viser endnu en modifikation, i hvilken variationen i spændingen på kontrol-udgangsklemmen 33 bruges til at regulere niveauerne af sende- og modtagesignalerne. I denne udførelsesform er kredsløbet 20 til regulering af sig-10 nalniveau indeholdt i telefonkredsløbet 22, og variationen af spændingen på kontroludgangsklemmen 33 føres til basiselektroderne på transistorerne 63 og 64 gennem de strømbegrænsende modstande 61 og 62. Transistorens 63 emitter er forbundet til udgangen af forstærkeren 57, medens kol-15 lektoren er forbundet til telefonapparatets indgangsklemme 21b gennem modstanden 65 for tilførsel af paralleldæmpning. Transistorens 64 emitter er forbundet til en terminal på telefonkapslen 34, medens kollektoren er forbundet til telefonkapslens anden terminal for at tilføre paral-20 lel-dæmpning.

Denne modifikation virker på følgende måde: I tilfælde af kort abonnentledning er begge transistorerne 25 og 30 i ledende tilstand. Under disse betingelser er spændingen på 25 kontroludgangsklemmen 33 stort set lig med spændingen på indgangsklemmen 21b, så basisstrømmene i transistorerne 63 og 64 løber gennem henholdsvis modstandene 61 og 62. Som følge heraf er transistorerne 63 og 64 også i ledende tilstand, hvorved dæmpningsmodstanden 65 forbindes til for-30 stærkeren 57. Med andre ord opnås ved indkobling af modstandene 65 og 66, at dæmpning tilføres ved henholdsvis mikrofonforstærkeren 57 og telefonkapslen 34. Hvor abonnentledningen derimod er lang, er transistoren 25 i OFF-tilstand, og jævnspændingen på kontrol-udgangsklemmen 33 15

DK 159234 B

er lig med emitterspændingerne på transistorerne 63 og 64.

Som følge heraf går transistorerne 63 og 64 også i OFF-tilstand, og der tilføres ingen paralleldæmpning. Skønt ikke vist i vekselspændingskilden 36 - indeholdende mikro-5 fonen 56 og mikrofonforstærkeren 57 - kunne kilden 36 godt indeholde en signalkilde for tastatur-opkaldssignaler.

Fig. 10 viser endnu en modifikation af denne opfindelse, i hvilken en kondensator 71 er forbundet mellem basis og e-10 mitter på den strømfølende transistor 25 med det formål at stabiliere funktionen af niveaureguleringen over for støjimpulser forårsaget af for eksempel kontaktoperationer i et omstillingsbord. Som det allerede er blevet beskrevet i forbindelse med fig. 2, aktiveres kredsløbet afhængigt af, 15 om basis-emitterspændingen i den strømfølende transistor 25 når tærskelspændingen Vth. Kondensatoren 71, forbundet over basis-emitter elektroderne på transistoren 25, udgør et lavpasfilter sammen med den strømfølende modstand 24, hvorved støjimpulser forårsaget af kontakter og omsti1-20 lingsborde ikke vil forekomme på transistorens 25 basis-emitter elektroder. Det er derfor muligt at frembringe et kredsløb for regulering af signalniveau, hvis funktion u-delukkende bestemmes af jævnspændings-arbejdspunktet.

25 Fig. 11 viser endnu en modifikation af denne opfindelse, i hvilken den strømfølende transistor 25 og skiftetransistoren 30 er erstattet af field-effect transistorerne 73 og 74. Eftersom disse transistorer er spændingsstyrede, forbindes transistorens 74 gate-elektrode til indgangsklemmen 30 21b via en modstand 75. Denne modifikation fungerer på samme måde som udførelsesformen vist i fig. 2.

Fig. 12 viser endnu en modifikation af kredsløbet for automatisk regulering af signalniveau 20 ifølge denne opfin-

DK 159234 B

16 delse, i hvilken spændingsfaldet over det strømførende modstandselement anvendes til at styre en SCR (styret halvlederensretter) 80. Elementer, som er identiske med de i fig. 2 viste, betegnes med de samme referencenumre. Som 5 vist i fig. 12 er den styrede ensretters katode forbundet til den side af den strømfølende modstand 81, som vender imod indgangsklemmen 21b, medens den anden side af den strømfølende modstand, som vender imod telefonapparatet 22, er forblindet til den styrede ensretters gate-elektro-10 de. Anoden på den styrede ensretter 80 er forbundet til den anden indgangsklemme på telefonapparatet via dærap-ningsmodstanden 83. Den styrede ensretters anode er yderligere forbundet til basiselektroden på en transistor 87 gennem en kontrol-udgangskiemme 84 og en strømbegrænsende 15 modstand 85, medens transistorens 87 emitter er forbundet til en klemme på balanceringsnetværket 35. Transistorens 87 kollektor er forbundet til den anden side af balanceringsnetværket 35 gennem en impedans, som kompenserer for balanceringsnetværket.

20 I denne udførelsesform er en diodebro 90 forbundet mellem indgangsklemmerne 21a og 21b og kredsløbet for automatisk regulering af signalniveau 20 med det formål at undgå, at en polaritetsvending på abonnentledningen i forhold til 25 telefoncentralen medfører en polaritetsvending af spændingen til telefonkredsløbet for regulering af signalniveau 20.

Denne modifikation virker på følgende måde: I tilfælde af, 30 at abonnentledningen er kort, er spændingsfaldet over modstanden 81 større end turn-on spændingen for den styrede ensretters gate-elektrode, hvorved denne bliver ledende. Følgelig bliver modstanden for tilførelse af vekselstrømdæmpning 83 forbundet over klemmerne på telefonkreds- 17

DK 159234 B

løbet. Når den styrede ensretter er ledende, er dens anodespænding stort set lig med spændingen på indgangsklemmen 21b, hvorved transistoren 87 bliver ledende. Som beskrevet ovenfor gælder det i denne udførelsesform, at kompensa-5 tions-impedansen 88 forbindes parallelt med balancerings-netværket 35, hvorved dette bliver kompenseret. Som det vil være bekendt, vil en styret ensretter, når den først er gjort ledende, forblive i denne tilstand, med mindre dens anodestrøm mindskes til under en vis holdestrøm. Af 10 denne grund fungerer denne realisation på samme måde som de foregående udføreIsesformer, i hvilke hysterese-karak-teristikken er knyttet til en transistors ON-OFF skiftefunktion. Som følge heraf påvirker denne realisations kredsløb heller ikke vekselspændingssignaler.

15

Fig. 13 viser endnu en modifikation af denne opfindelse, i hvilken kredsløbet for automatisk regulering af signal-niveau 20 er indbygget i et elektronisk telefonapparat 100. Kredsløbet for automatisk regulering af signalniveau 20 20 er identisk med det i fig. 2 viste. Telefonkredsløbet 100 indeholder modstandene 101 og 102, som er forbundet i serie, en vekselstrømskilde 103 indeholdende en mikrofonkapsel, et trykknaptastatur og/eller et lignende organ, et balanceringsnetværk 104, en forstærker 105 og en telefon-25 kapsel 106.

Foruden de her viste eksempler på realisationer af opfindelsen er det for eksempel også muligt i forbindelse med udførelsesformen vist i fig. 2 at indkoble ikke blot et 30 kredsløb for automatisk regulering af signalniveau, men at indkoble flere kredsløb i telefonapparatets jævnstrømssløjfe, og ved at variere de strømfølende transistorers niveau for overgang til ledende tilstand er det muligt at opnå et mere ensartet signalniveau for forskellige abon-

u DK 159234B

nenter og med lavere forvrængningsprocent. I stedet for at bruge en modstand til tilførsel af vekselstrømsdæmpning vil det desuden være muligt at anvende kombinationer af modstande, kondensatorer og spoler.

5

Claims (8)

19 DK 159234 B

1. Kobling til automatisk regulering af signalniveauet over et telefonapparat, over hvis indgangsklemmer er shun- 5 tet en halvlederkobling, hvis admittans varierer med strømstyrken i telefonapparatets fødestrømledninger, kendetegnet ved, at shuntkoblingen indeholder en elektronisk omskifter (20 eller 21), som åbner for strømgennemgang, når strømmen gennem eller spændingen over 10 en seriemodstand (24 eller 81), der er indskudt i en af fødestrømsledningerne, når en bestemt værdi, men først lukker ved en strøm eller spænding, som er så meget lavere end åbningsstrømmen eller åbningsspændingen, at talesignaler til og fra telefonapparatet er uden indflydelse på den 15 elektroniske omskifters funktion.

2. Kobling ifølge krav 1, kendetegnet ved, at den elektroniske omskifter består af en transistor (25), som styres af strømstyrken gennem den i fødestrøms- 20 ledningen indskudte seriemodstand (24), og i sit styrestrømskredsløb har en modstand (27), som også indgår i strømkredsløbet for en anden transistor (30), så en strøm gennem denne transistor forøger styrestrømmen til førstnævnte transistor (25), hvis strømkreds er således koblet 25 til styrekredsløbet for sidstnævnte transistor (30), at denne åbnes for strømgennemgang, når der går strøm gennem førstnævnte transistor (25).

3. Kobling ifølge krav 2, kendetegnet ved, 30 at styrekredsen for den transistor (25), som styres af strømmen gennem seriemodstanden (24), er shuntet med en kondensator (71). 1 Kobling ifølge krav 1, kendetegnet ved, DK 159234B at den elektroniske omskifter er en styret ensretter (80), som styret af spændingsfaldet over den i fødestrømsledningen indskudte modstand (81) bliver ledende, når dette spændingsfald når en bestemt størrelse, og som i sit 5 strømkredsløb har en modstand (83), som er således dimensioneret i forhold til seriemodstanden (81), at den styrede ensretter (80) først bliver strømløs ved et spændingsfald over seriemodstanden (81), som er mindre end åbningsspændingen minus det spændingsfald over seriemodstan-10 den, der skyldes talevekselspændinger.

5. Kobling ifølge krav 1, og med samtidig regulering af yderligere tilpasningskredsløb i telefonapparatet, idet en eller flere seriekoblinger af en impedans, og en on-off 15 transistor er koblet som shunt over et eller flere af telefonapparatets tilpasningskredsløb, kendetegnet ved, at on-off transistorernes styreelektroder er således koblet til den elektroniske omskifter (20 eller 21), at de åbner og lukker samtidig med denne.

6. Kobling ifølge krav 5, kendetegnet ved, at seriekoblingen af en impedans (43), og en on-off transistor (42) er koblet som dæmpningsled over telefonapparatets terminaler. 25

7. Kobling ifølge krav 5, hvor telefonapparatet til forhindring af, at mikrofonstrømmene går igennem telefonkapslen, har en gaffelkobling, og i forbindelse hermed et balancerende impedansnet (35), kendetegnet ved, 30 at seriekoblingen af et impedanskorrigerende impedansnet (47) og en on-off transistor er shuntet over det balancerende impedansnet (35).

8. Kobling ifølge krav 5, kendetegnet ved, DK 159234 B at seriekoblinger af modstande (65 og 66) og on-off transistorer (63 og 64) er koblet som dæmpningsled over mikrofon- og telefonkredsløbene. 5