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Verfahren zur Ableitung einer die Phasenlage zwischen einer Spannung
(bzw. einem Strom) einer höheren Frequenz und charakteristischen Punkten der Periode
einer Spannung (bzw. eines Stromes) einer tieferen Frequenz abbildenden elektrischen
Größe
Wenn zwei Frequenzen annähernd in einem einfachen ganzzahligen Verhältnis zueinander
stehen, ist es erwünscht, eine elektrische Größe zu besitzen, die ein genaues Abbild
der Phasenlage zwischen einer Spannung (bzw. einem Strom) einer höheren Frequenz
und charakteristischen Punkten der Periode einer Spannung (bzw. eines Stromes) einer
tieferen Frequenz ist. Diese elektrische Größe kann beispielsweise dazu dienen,
um durch Nachregeln eines frequenzbestimmenden Gliedes eine Verbraucherfrequenz
in ein starres Verhältnis zu einer anderen, z. B. einer Normalfrequenz zu bringen.
Ist die Phasenlage zwischen zwei Spannungen gleicher Frequenz festzustellen, so
kann man bekanntlich dies in einfacher Weise dadurch erreichen, daß man die beiden
Spannungen in einem Modulator, z. B. einem Ringmodulator, miteinander moduliert.
Die im Ausgang auftretende Gleichspannung ist dann ein Abbild des Phasenunterschiedes
zwischen den beiden Spannungen. Durch die Erfindung wird die Ableitung einer entsprechenden
Größe auch bei Spannungen verschiedener Frequenz in äußerst einfacher und wirksamer
Weise möglich.
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Zur Ableitung einer die Phasenlage zwischen einer Spannung (bzw.
einem Strom) einer höheren Frequenz
und charakteristischen Punkten
der Periode einer Spannung (bzw. eines Stromes) einer tieferen Frequenz abbildenden
elektrischen Größe wird gemäß der Erfindung ein im Kreis der höheren Frequenz liegendes
Ventil im Takte der tieferen Frequenz kurzzeitig periodisch geöffnet und der Augenblickswert
der an diesem Ventil liegenden Spannung (bzw. des durch das Ventil fließenden Stromes)
der höheren Frequenz als Maß für die Phasenlage zwischen der Spannung der höheren
Frequenz und charakteristischen Punkten der Periode der Spannung der tieferen Frequenz
benutzt. Insbesondere wird der Augenblickswert der Spannung der höheren Frequenz
dazu benutzt, den Ladungszustand eines elektrischen Speichers, z. B. einer Kapazität
oder einer Induktivität, festzulegen.
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Das Prinzip der Erfindung sei zunächst an Hand der Fig. I und 2 näher
erläutert. Mit U1 sei die Spannung einer tieferen Frequenz f1 und mit U2 die Spannung
einer höheren Frequenz f2 bezeichnet.
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Die beiden Frequenzen sollen in einem ganzzahligen Verhältnis zueinander
stehen. Es soll also sein n = it fi. Die Spannung U1 der niedrigeren Frequenz wird
nun einem SynchronmotorM zugeführt, der beispielsweise eine Umdrehung je Periode
ausführt.
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Der Synchronmotor treibt eine Nockenscheibe N an, die je nachdem,
wie oft während der Periode der niedrigeren Frequenz eine Schließung des Stromkreises
der höheren Frequenz f2 erfolgen soll, mit ein, zwei oder noch mehr vorzugsweise
gleichmäßig verteilten Nocken versehen ist. Beim Vorbeibewegen der Nocke z. B. an
einer kleinen Rolle wird eine Kontaktfeder gehoben und kurzzeitig der Kontakt K
geschlossen. Die Spannung U2 lädt dann den als Speicher benutzten Kondensator C
auf ihren im Augenblick der Kontaktgabe vorhandenen Wert auf.
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Ist Ri2 der innere Widerstand der Spannungsquelle U2 und des Ventils,
so wird im allgemeinen die Zeitkonstante T2 - C R,.2 nicht klein gegen die Schließungszeit
des Kontaktes bleiben. In diesem Fall lädt sich der Kondensator C erst nach mehreren
Kontaktgaben auf die im Augenblick der Kontaktgabe vorhandene EMK von U2 auf. Ändert
sich diese EMK, weil die Frequenzen nicht genau in einem ganzzahligen Verhältnis
stehen, so muß bei den praktisch verwendeten elektrischen Ventilen, die Strom nur
in einer Richtung durchlassen, dafür gesorgt werden, daß sich der Kondensator C
auch wieder entladen kann, z. B. über den inneren Widerstand Rjg des Verbrauchers
U3. Die Spannung U3 erreicht dann (auch im stationären Fall! nicht mehr den vollen
Wert der EMK von U2, aber einen dieser Größe proportionalen Wert. Praktisch wählt
man T3 = CR,.3 groß gegen z, und erhält dann annähernd den vollen Wert der EMK von
U2. Es ist aber darauf zu achten, daß die Zeitkonstante der EntladungT3 immer noch
klein bleibt gegen die Periodendauer der höchstmöglichen Differenzfrequenz 2 ft
fi, also der Schwebungsperiode. Die am Speicher C auftretende Spannung U kann als
Abbild der Phasenlage zwischen der Spannung U2 der höheren Frequenz und dem diese
Spannung abtastenden Punkt der Periode der Spannung der tieferen Frequenz gelten.
Je nach der Anzahl der auf der Nockenscheibe N vorgesehenen Nocken wird es so möglich,
ein- oder mehrmalig während der Periode der Spannung der tieferen Frequenz abzutasten.
Bei einer einmaligen Kontaktgabe können die Frequenzen f und f1 in einem beliebigen
Verhältnis zueinander stehen. Bei einer zweimaligen Kontaktgabe können sie im Verhältnis
1 : 2, 1 : 4, 1: 6 usw. stehen; bei einer dreimaligen Kontaktgabe im Verhältnis
I: 3, 1 : 6, I: 9 usw. Man. kann also durch die Anzahl der Nocken bestimmte Frequenzverhältnisse
hevorzugen, so daß eine genauere Beobachtung und Auswertung möglich ist, ohne daß
dem gewünschten Frequenzverhältnis benachbarte Frequenzverhältnisse fälschend auftreten
können.
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Wenn bei einer zweimaligen Kontaktgabe während der Spannungsperiode
der tieferen Frequenz die Abtastvorgänge gleichartig sind, d. h. wenn die Abtastung
immer an entsprechend gleichen Punkten erfolgt und die abgetastete elektrische Größe
im gleichen Sinne ausgewertet wird, ergeben sich geradzahlige Frequenzverhältnisse.
Sind die Abtastvorgänge jedoch ungleichartig, dann erhält man ungeradzahlige Frequenzverhältnisse.
In der Fig. 2 ist beispielsweise das Prinzipschema für eine zweimalige Abtastung
dargestellt, bei der es möglich ist, wahlweise entweder ein ungeradzahliges oder
ein geradzahliges Frequenzverhältnis zu erhalten. Die NockenscheibeN, die wie bei
Fig. I durch einen von der Spannung U1 gespeisten Synchronmotor mit einer Umdrehung
je Periode gespeist sein möge, weist nur einen Nocken N1 auf und um 1800 versetzt
eine entsprechend geformte Einbuchtung E1. Die Spannung U2 der höheren Frequenz,
sei der Anordnung über einen Übertrager Ü zugeführt. Der Schalter befindet sich
zunächst in der Stellung I. Bewegt sich nun der Nockens;, unter der Rolle vorbei,
so wird diese angehoben und der Kontakt K1 kurzzeitig geschlossen.
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Der Kondensator C, der dann an der oberen Wicklungshälfte der Sekundärwicklung
des Differentialübertragers Ü liegt, wird nun bei dieser kurzzeitigen Kontaktgabe
aufgeladen. Die Nockenscheibe N hewegt sich nun weiter. Befindet sich die EinhuchtungE1
unter dem Rollrad, so erfolgt eine kurzzeitige Kontaktgabe bei K2. Der Kondensator
C liegt hierbei an der unteren Wicklungshälfte. Die ein genaues Abbild der Phasenlage
bildende Spannung U3 ist nur dann vorhanden, wenn ein ungeradzahliges Frequenzverhältnis
f2: f1 vorliegt, da ja die Abtastvorgänge ungleichartige sind. Es müssen nämlich
auf eine Halbwelle der abtastenden Spannung 112, 1112, 21,12 usw. Perioden der Spannung
der höheren Frequenz treffen, damit der jeweils umgepolte Abtastvorgang Ladepausen
mit gleichem Vorzeichen an den Speicher bringt. Legt man nun den Schalter S in die
Stellung 2 um, so ist zu ersehen, daß für die Aufladung des Kondensators C immer
nur die untere Wicklungshälfte maßgebend ist. Die beiden Kontakte K1 und K2 liegen
also parallel. Die Wirkungsweise ist genau die gleiche, als wenn bei dem Schema
nach Fig. I zwei um I80" versetzte Nocken vorhanden wären. Da hierbei die Abtastvorgänge
vollkommen gleichartig sind, ergeben sich geradzahlige Frequenzverhältnisse.
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Es müssen nämlich auf eine Halbwelle der abtastenden Spannung zwei,
vier, sechs usw. Perioden der Span-
nung der höheren Frequenz treffen,
damit der immer gleiche Polung aufweisende Abtastvorgang Ladespannungen mit gleichem
Vorzeichen an den Speicher bringt. Durch den Schalter S ist man nun in der Lage,
wahlweise auf geI-adzahlige oder ungeradzahlige Frequenzverhältnisse umzuschalten
und so jeweils die dem gewünschten Frequenzverhältnis benachbarten Frequenzverhältnisse
auszuscheiden. Ähnliche Umschaltemöglichkeiten ergeben sich selbstverständlich auch
bei sinngemäßer Anwendung auf mehr als zweimalige Abtastung.
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In den weiteren Fig. 3 bis 15 sind verschiedene Ausführungsformen
der Erfindung dargestellt. Bei den Ausführungsformen der Fig. 3 bis II sind nicht
wie bei den Prinzipdarstellungen der Fig. I und 2 mechanisch betätigte elektrische
Ventile, sondern Dioden, Trockengleichrichter, insbesondere Kupferoxydulgleichrichter
u. dgl., benutzt, da diese den Vorzug trägheitsfreierer Steuerung aufweisen. Die
Ausführungsformen der Fig. 12 und 13 zeigen wieder um mechanisch betätigte Ventile.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 sei wieder der Fall betrachtet,
daß einmalig während der Spannungsperiode der tieferen Frequenz eine Abtastung der
Spannung der höheren Frequenz erfolgt. Die sich ergebenden Spannungsverhältnisse
sind hier, weil sie sich nicht so gut übersehen lassen wie bei den Prinzipschemen,
in den Fig. 3a und 3b herausgezeichnet.
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An den einzelnen interessierenden Stellen der Schaltung nach Fig.
3 sind kreisförmig umrandete Bezeichnungen eingetragen, die auch für die in den
Fig. 3 a und 3b dargestellten, den jeweiligen Punkten entsprechenden Spannungskurven
benutzt sind. Die Spannung U2 der höheren Frequenz ist über den Übertrager Ü an
die Anode der Diode V, angelegt. In Reihe mit der Diode liegt als Ladespeicher der
Kondensator C1, an dem die die Phasenlage abbildende Spannung U3 abgegriffen werden
kann. Der Widerstand R2 dient als Lade- bzw. Entladewiderstand. Die Zeitkonstante
(bei der Erläuterung von Fig. I mit r3 bezeichnet) ist so zu bemessen, daß sich
am Kondensator C1 immer eine die Phasenlage kennzeichnende Spannung ausbilden kann,
d. h. daß auch die Ladung bzw. Entladung des Kondensators C1 über den Widerstand
R2 mit einer Geschwindigkeit erfolgen muß, die genügt, um den schnellsten betriebsmäßig
vorkommenden Phasenänderungen zu folgen. Alle übrigen für den Ladungsvorgang in
Betracht kommenden Widerstände, wie die inneren Widerstände der Spannungsquellen
U2 und U1 sowie die Durchlaßwiderstände der Ventile V2 und Vl, müssen klein gegen
diesen Widerstand R2 bleiben und sollen in erster Näherung vernachlässigt werden.
Um das Ventil V1 während der Periode der Spannung U1 der tieferen Frequenz einmalig
kurzzeitig zu öffnen, ist eine Doppelweggleichrichteranordnung benutzt, die beispielsweise
eine Duodiode V1 enthält. Die Anoden der Duodiode sind mit den Enden der Sekundärwicklung
des Differentialübertragers Ü1 verbunden, an dessen Primärwicklung die Spannung
U1 angelegt wird. Die Mitte der Sekundärwicklung ist geerdet bzw. mit Gehäuse verbunden.
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Die Kathode der Duodiode ist mit der Kathode des Ventils V2 verbunden.
Zum Öffnen des Ventils V2 (Abtasten) wird die kurze negative Spannungsspitze am
Punkt benutzt, die im Augenblick des Nulldurchganges der an den Punkten A und 13
liegenden Spannungen auftritt, weil die Spannung an der Kathode von V1 (Punkt 1)
immer der positiveren Anode von V1 folgt, solange die Kathode über einen Widerstand
21 mit einem gegenüber der Transformatormitte negativeren Punkt (Punkt C) in Verbindung
steht. Um eine einmalige Abtastung je Periode sicherzustellen, ist dieser Punkt
über die vorzugsweise um 90° phasendrehende Anordnung R3, C mit den Anoden der Duodiode
verbunden. Er ist also gegenüber der Transformatormitte nur während des einen Nulldurchganges
der Spannungen an A und B negativ, während beim anderen Nulldurchgang infolge einer
gegenüber den Anoden von V1 positiveren Spannung des Punktes C ein Diodenstrom und
damit die negative Spannungsspitze nicht auftreten können.
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Es ergeben sich bei dieser Anordnung die aus den Fig. 3 a und 3b für
zwei verschiedene Phasenlagen dargestellten Spannungsverhältnisse. Das Verhältnis
der gleichgerichteten Spannung zur Spannung der höheren Frequenz ist zweckmäßig
etwa umgekehrt gleich dem Frequenzverhältnis oder größer gewählt.
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Mit II ist die Spannung der höheren Frequenz bezeichnet, die an der
Anode des Ventils V2 liegt.
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Mit A und B sind.die Spannungen an den Enden der Sekundärwicklung
des Differentialiibertragers Ül bezeichnet. Infolge der phasendrehenden Anordnung
C2, R3 erhält man im Punkt C eine Spannung, die um 900 gegenüber den Spannungen
A, ß phasenverschoben ist. Am Punkt 1 herrscht dann eine Spannung, die durch die
Umhüllende der Spannungen A, 1S, C gegeben ist und in der Fig. 3 a und 3b als Spannung
I gekennzeichnet ist. Durch die Benutzung der phasendrehenden Glieder R3, C2 ist
also erreicht, daß am Punkt I ein Spannungsminimum immer nur einmal während der
Periode der Spannung U1 vorhanden ist. Während dieses Zeitraumes, der sehr kurz
ist, wird das Ventil V2 leitend, und der Ladespeicher wird kurzzeitig aufgeladen,
und zwar bei Vernachlässigung der Ladewiderstände auf den Augenblickswert der Spannung
U2. Während der folgenden Periodendauer von U1 entlädt sich der Kondensator C1 teilweise
über R2 und wird bei der nächsten Ventilöffnung wieder auf den dann herrschenden
Wert von U2 aufgeladen, der von dem vorhergehenden Wert etwas abweichen wird, wenn
die Frequenzen nicht genau in einem ganzzahligen Verhältnis stehen.
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Es bildet sich so am Kondensator C1 die Spannung III aus, die in den
Fig. 3 a und 3 b für zwei verschiedene Phasenlagen aufgezeichnet ist. Diese Spannung
besitzt als Ladekondensatorspannung eines mit Spitzengleichrichtung arbeitenden
Ventils einen sägezahnartigen Verlauf. Die Spannung U3 gibt so im Mittel ein äußerst
genaues Abbild der gegenseitigen Phasenlage.
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In der Fig. 4 ist eine der Fig. 3 im wesentlichen gleiche Schaltungsanordnung
dargestellt, mit dem Unterschied jedoch, daß diese Anordnung f('r eine zweimalige
Abtastung der Spannung U2 während der Periode der Spannung U1 ausgebildet ist. Zu
diesem Zweck ist es lediglich erforderlich, die phasendrehenden
Glieder
C2, R3 wer zulassen. Die in Fig. 4 an Rt bzw. R angelegten Gleichspannungen sind
für die grundsätzliche Wirkungsweise nicht notwendig. Sie haben EinHuß auf die Offnunrsdauer
bzw. den Durch laßwiderstand der Ventile. Die Fig. 4a und 4b geben wieder die Spannungsverhältnisse
für zwei verschiedene Phasenlagen an. Sind mit A und lX die Spannungen an den Sekundärenden
des Differentialübertragers Ü, bezeichnet, so herrscht in diesem Fall am Punkt I
die durch die Spannungskurve I gegebene Spannung. Man ersieht, daß bei jedem Nulldurchgang
der Spannung U1 am Punkt I ein Minimum vorhanden ist und das Ventil ei kurzzeitig
leitend wird. Bei jedem Nulldurchgang erfolgt also eine Aufladung des Kondensators
C1 oder mit anderen Worten eine Abtastung der Spannung der höheren Frequenz.
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Auch bei Verwendung eines rein elektrischen Ventils ist es durchaus
möglich, während der Periode der tieferen Frequenz öfter als zweimal abzutasten,
da hierzu ja lediglich eine besondere Impulserzeugung erforderlich ist. Bei dem
Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 ist der Fall behandelt, daß durch eine Mehrfach
anordnung von D oppelweggleichrichtern Vl, V1,, 14" eine viermalige Abtastung je
Periode erreicht ist.
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Die übrige Schaltungsanordnung ist die gleiche wie bei dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 4. Die Gleichspannungen l und - dienen auch hier dazu, die Offnungszeiten
der Ventile geeignet einzustellen. Da das Ventil Vi gegenüber Fig. 4 umgepolt ist,
muß auch die Vorspannung an R1 das umgekehrte Vorzeichen + erhalten. Die Spannung
U1 wird an die Primärwicklung der Übertrager Ü1' und t" durch Verwendung der phasendrehenden
Glieder L' und C", z. B. um 90 phasenverschoben, zugeführt. An die Sekundärwicklung
des Übertragers Ü1, ist die Duodiode und und an die Sekundärwicklung des Übertragers
Ü1,, die Duodiode V1,, angeschaltet, und zwar beide als Doppelweggleichrichter wirkend.
Hat die Spannung U1 den durch die Fig. usa angegebenen Verlauf, so sind an den Punkten
U, V, m', X die in der Fig. ob dargestellten Spannungen vorhanden.
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An den Punkten A und B ergeben sich dann infolge der Doppelweggleichrichtungen
die Spannungskurven der Fig. 5 c. Die Punkte A und B sind mit den Kathoden der Duodiode
V1 verbunden, die über die Widerstände R1, und K," an ein negatives Potential gelegt
sind. Die Anoden sind, wie bereits ausgeführt, mit der Kathode des Ventils, verbunden.
Bei dieser Anordnung folgt jeweils das Potential der parallel geschalteten Anoden
(Punkt C) der negativeren Kathode. Am Punkt C ergibt sich dann ein Spannungsverlauf,
wie ihn die Kurve C der Fig. 5 d zeigt. Man ersieht, daß viermal während der Periode
der Spannung U1 eine Abtastung der Spannung der höheren Frequenz erfolgt, für die
in der Fig. 5 d die Spannung 1) an der Anode des Ventils V1 dargestellt ist. E ist
die Spannung am Kondensator C1, d. h. die abgenommene Spannung Ui. Mit der in Fig.
5 dargestellten Anordnung ist die Feststellung der Phasenlage bei einem Frequenzverhältnis
von 4 oder einem Mehrfachen davon möglich. Sinngemäß lassen sich als Vorverzerrer
statt der Duodioden 5;' und Vi" auch übersteuerte, gesättigte Drosseln verwenden,
denen dann die Primärströme phasenverschoben zuzuführen wären.
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Bei den bisherigen Schaltungen ist immer ein einseitig wirkendes
Ventil benutzt. Wesentlich vorteil hafter ist es jedoch, wenn eine doppelseitig
wirkende Ventilschaltung verwendet wird, da dann die abgegriffene, das Abbild des
Phasenmaßes gebende Spannung I:, im stationären Zustand keine Schwanzungen zeigt
und schnellen Änderungen besser folgen kann, da die im Vergleich zur Abtastzeit
konstante grobe Zeitkonstante des Lade- bzw. Entladewiderstandes wegfällt. Ein Ausführungsbeispiel
für die Anwendung einer doppelseitig wirkenden Ventilschaltung - zeigt die Fig.
6. Die sich ergebenden Spannungsverhältnisse sind in den Fig. 6 a und 6 b dargestellt.
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 ist man von der Schaltungsanordnung nach
Fig. 3 ausgegangen und hat diese durch ein weiteres entgegengesetzt wirkendes Ventil
und die zugehörige Impulssteuervorrichtung ergänzt. Die gesteuerten Ventile werden
durch die Gleichrichter G5 und G6 gebildet, während die zur Bildung der steuernden
Impulse erforderlichen Doppelweggleichrichteranordnungen durch die Gleichrichter
G,, G2 und G3, G4 gebildet sind. Die abzutastende Spannung U wird über den Übertrager
U1 zugeführt, dessen Sekundärwicklung einmal an den Verbindungspunkt II zwischen
den Ventilen G5 und G6 und einmal über den Kondensator C1 an die Mitte der Sekundärwicklung
des Differentialübertragers Ü1 geführt ist, an dessen Primärwicklung die Spannung
U1 der tieferen Frequenz angelegt ist. Statt des Cbertragers Ü kann selbstverständlich
auch eine Kondensator-Widerstandskopplung verwendet werden. Die Enden der SekundärwicL-lung
des Differentialübertragers Ü, sind einmal an die Anoden der Gleichrichter G1, G2
geführt, deren Kathoden mit der Kathode des Gleichrichters Gi verbunden sind. Der
Verbindungspunkt 1,, dieser drei Gleichrichterkathoden ist über den Widerstand R1
an den Verbindungspunkt D zwischen dem Kondensator C2 und dem Widerstand R2 geschaltet,
während der KondensatorC1 mit seinem freien Ende an dem einen Wicklungsende und
der Widerstand R mit seinem freien Ende an dem anderen Wicklungsende der Sekundärseite
des Differentialübertragers angeschaltet ist. Dadurch, daß die vorzugsweise um etwa
90° phasendrehenden Glieder C2, R1 vorgesehen sind, wird, wie bei dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 3, erreicht, daß nur eine Abtastung je Periode der tieferen Frequenz erfolgt.
Um die doppelseitige Ventilwirkung zu erhalten, ist mit den Enden der Sekundärwicklung
des Differentialübertragers Ü, noch ein zweites Gleichrichterpaar G3, G4 verbunden,
das jedoch in bezug auf das Gleichrichterpaar G1, G2 entgegengesetzt gepolt ist.
Es sind also ihre Anoden miteinander verbunden. Der Verbindungspunkt der Anoden
Ia ist mit der Anode des Ventilgleichrichters G6 verbunden. Die Enden der Sekundärwicklung
des Differentialübertragers sind außerdem noch über die phasendrehenden Glieder
R2', C1, und den Widerstand R1, mit dem den Gleichrichtern G3, G4 und G, gemeinsamen
Punkt verbunden, so daß auch hier die einmalige Abtastung gesichert ist. An den
einzelnen
Punkten. die durch Kreise in der Fig. 6 markiert sind,
ergeben sich dann die Spannungsverhältnisse, wie sie aus den Fig. 6 a und 6b für
zwei verschiedene Phasenlagen ersichtlich sind. Die Kurven.4 und B der Spannungen
an den Punkten A, B ergeben gemeinsam mit der Spannung am Punkt l) die am Punkt
1b wirksame Spannung, bei der einmal während jeder Periode ein Minimum an der Kathode
des Ventilgleichrichters G5 auftritt. Entsprechend ergibt sich zusammen mit der
Spannung am Punkt C für den Punkt 1a der in den Kurven gezeichnete Verlauf, so daß
sich am Punkt I( einmal während jeder Periode ein Spannungsmaximum an der Anode
des 'i'entilgleichrichters G6 ergibt. Spannungsmaximum von 1a und Spannungsminimum
von Ib fallen dabei zusammen, so daß die Reihenschaltung der Gleichrichter Gss G6
leitend wird. Sie stellt infolgedessen einen für Ströme der höheren Frequenz f in
beiden Richtungen passierbaren Durchlaß dar, solange diese Ströme kleiner bleiben
als der öffnende Impulsstromstoß. Am Kondensator C, bzw. am Punkt III herrscht dann
eine der Phasenlage proportionale Gleichspannung, die für den Fall der Fig. 6 a
gleich Null angenommen wurde und für den Fall der Fig. 6 b einen negativen Betrag
aufweist.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 7 erfolgt eine zweimalige Abtastung
je Spannungsperiode der tieferen Frequenz. Es ist ebenso wie bei dem Ausführungsbeispiel
nach Fig. 6 eine doppelseitig wirkende Ventilschaltung verwendet. Die abzutastende
Spannung U2 der höheren Frequenz wird an den Übertrager Üs angelegt, dessen Sekundärwicklung
mit dem einen Ende an dem Verbindungspunkt der Ventilgleichrichter G5 und G6 liegt,
die gegensinnig mit Bezug auf diesen Verbindungspunkt gepolt sind. Das andere Ende
der Sekundärwicklung des Übertragers ist an die eine Belegung des Speicherkondensators
C1 geführt, dessen andere Belegung auf die elektrische Mitte der Sekundärwicklung
des t);bertragers Ü geführt und dort geerdet bzw. an Masse gelegt ist.
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Der Primärwicklung des Übertragers itl wird über den hochohmigen Widerstand
R1 ein Strom, der tieferen Frequenz aufgeprägt. Die Impulse zur Steuerung der Gleichrichter
Gs und G6 werden einmal durch das Gleichrichterpaar Gl, G3 und das andere Mal durch
das Gleichrichterpaar G2, G4 erzeugt. 1a ist der gemeinsame Punkt der Anoden der
Gleichrichter G2, Ç4, G6, während Ib der gemeinsame Punkt der Kathoden der Gleichrichter
G1, G3, 0i ist. Der Gleichrichter 05 ist über den Widerstand R4 negativ vorgespannt,
während der Gleichrichter 06 über den Widerstand R3 positiv vorgespannt ist. Die
Vorspannung wird an einem Kondensator C2 abgenommen, der von einem Widerstand R2
überbrückt sein kann und in Reihe mit den Gleichrichtern 07 und 08, die gleichsinnig
geschaltet sind, zwischen den Punkten Ib und Ia liegt. Es ergibt sich so eine Amplitudenbegrenzung,
wie dies an den Spannungskurven der Fig. 7 a veranschaulicht ist. Man hat dadurch
die Möglichkeit, hohe Spannungsamplituden zuzulassen und erhält dann steile Flanken,
kann also äußerst kurze Abtastzeiten erhalten. Am Kondensator 02 herrscht eine Gleichspannung
U =, deren Größe beispielsweise aus Fig. 7 a ersichtlich ist und die bei der angegebenen
Polung die Begrenzung der Spannungen.t und B bewirkt. Damit erhalten die Spannungen
1a und lb den gezeichneten Verlauf. Es ergibt sich so auch eine Ersparnis an Gleichrichtern,
da man für die Abtasteinrichtung mit kleinen Pillenzahlen der Gleichrichter auskommen
kann. Da bei dem Ausftihrungsbeispiel nach Fig. 7 eine doppelseitig wirkende Ventilschaltung
benutzt ist, erhält man auch fiir die abgetastete Spannung U3 (Kurve III), die schnellen
Änderungen folgen kann, im stationären Zustand keine Schwankungen.
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Die Impulse können auch in anderer Weise erzeugt sein. Beispielsweise
wird mit Vorteil eine übersteuerte gesättigte Drossel benutzt, wie dies bei den
Ausführungsbeispielen nach den Fig. 8, 9 und 10 der Fall ist. Bei diesen Ausführungsbeispielen
ergibt sich an der Sekundärwicklung des im Sättigungsgebiet arbeitenden Übertragers
Ü1 ein Spannungsverlauf, wie ihn die Fig. 8 a zeigt. Die Spannungskurve besteht
also aus in regelmäßigem Abstand auftretenden, abwechselnd positiven und negativen
Spannungsimpulsen, die zur Steuerung des Ventils verwendet werden. Bei dem Ausfiihrungsbeispiel
nach Fig. 8 ergibt sich eine einmalige Abtastung der Spannung U2 der höheren Frequenz,
die an den Übertrager Ü2 angeschaltet wird, d. h. das Ventils; wird einmal während
der Spannungsperiode der Spannung U, kurzzeitig leitend. Es ergibt sich dann am
Kondensator Ci die Spannung U3 mit dem in Fig. 8b durch die Kurve III gegebenen
Verlauf. Um die für die Abtastung nicht ausgenutzte Spannungsspitze der Spannung
1 nicht zu groß werden zu lassen, ist es gegebenenfalls zweckmäßig, parallel zu
einer der Wicklungen des Übertragers Ü, einen weiteren Gleichrichter zu schalten,
der diese Spitze kurzschließt. Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 8 kann dadurch,
daß die sich durch Verzerrung ergebende Spannungskurve U1 einer Doppelweggleichrichtung
unterworfen wird, auch eine zweimalige Abtastung je Periode erreicht werden. In
diesem Fall wäre also einfach hinter die Sekundärwicklung des Übertragers ttl eine
Doppelweggleichrichteranordnung zu schalten. Zweckmäßiger ist es jedoch, wenn fiir
die zweimalige Abtastung eine Anordnung gewählt wird, wie sie das Ausführungsbeispiel
nach Fig. 10 zeigt, auf das noch eingegangen wird.
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Auch bei Verwendung einer übersteuerten Drossel zur Impulserzeugung
kann eine doppelseitig wirkende Tl'entilschaltung benutzt werden, um für die Spannung
U3 im stationären Zustand keine Schwankungen zu erhalten. Bei dieser Ausführungsform
ist entsprechend Fig. 9 der Übertrager Ül als Differentialübertrager ausgebildet.
Jede Wicklungshälfte der Sekundärwicklung erzeugt dann eine Spannungsspitze entgegengesetzter
Richtung. Es ist dabei eine doppelseitig wirkende Ventilschaltung (Gleichrichter
Gl, G2) verwendet, etwa entsprechend der in der Fig. 6 gezeigten Gusfiihrungsform.
I)ie abzutastende Spannung U2 wird an den Übertrager Ü2 angelegt, dessen Sekundärwicklung
einmal an den \'erbindungspunkt der beiden Gleichrichter Gl, G2 geschaltet ist,
also an der Anode des Gleichrichters G1 und an der
Kathode des Gleichrichters
G2 liegt, während das andere Ende mit der geerdeten Belegung des Kondensators C1
und damit für Wechselspannungen auch mit der Wicklungsmitte verbunden ist. Die andere
Belegung des Kondensators C1 ist nämlich an die elektrische Mitte der Sekundärwicklung
des Differentialübertragers Ü, geführt. Am Punkt 1b ergibt sich dann der in Kurve
1b der Fig. ga gezeigte Verlauf, während sich am Punkt 1a der durch die Kurve 1a
gegebene Verlauf ergibt. Grundsätzlich würde die Schaltung auch ohne die Widerstandskombination
R2, C2 arbeiten. Jedoch wäre gegenüber Fig. 8 die Strombelastung der Gleichrichter,
die hier den Übertrager Ü1 überbrücken, viel höher und außerdem die Öffnungszeit
des elektrischen Schalters größer. Durch die Kombination R2 und C2 wird im Gleichrichterkreis
G G2 und Ü1 eine Vorspannung eingeführt, und man erreicht, daß die Ventile nur in
einem Bruchteil der positiven Spannungsspitzen von U, geöffnet werden.
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In Fig. 10 ist der bereits angedeutete Fall einer Lweimaligen Abtastung
mit je einer doppelseitig wirkenden Ventilschaltung behandelt, und zwar ist dabei
die Möglichkeit vorhanden, wahlweise auf ein geradzahliges oder ein ungeradzahliges
Frequenzverhältnis der beiden Spannungen umzuschalten. Wenn die Abtastvorgänge gleichartig
sind, ergeben sich gerade Teilungszahlen, sind sie ungleichartig, ergeben sich ungeradzahlige
Teilungszahlen. Bei diesem Ausfiihrungsbe.'spiel ist ebenso wie bei dem Ausftihrungsbeispiel
nach Fig. q eine doppelseitig wirkende Ventilschaltung benutzt. Nur ist die Schaltung
noch dahingehend erweitert, daß sich eine zweimalige Abtastung ergibt. Der Übertrager
Ü1 besitzt zwei Sekundärwicklungen, die je als Differentialvicklungen ausgebildet
sind. Die Spannung U wird an die Primärwicklung des Übertragers 82 angelegt, dessen
Sekundärwicklung ebenfalls eine Mittelanzapfung trägt.
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Das eine Ende der Sekundärwicklung von Ü,, ist an den Verbindungspunkt
der Gleichrichter G1, G2 angeschaltet, während das andere Ende in der Stellung I
des Schalters S1 an dem Verbindungspunkt der Gleichrichter G3, q liegt. Es sind
dabei doppelte Ladekondensatoren Q und C,' vorgesehen. Am Punkt A ist der in der
Fig. Ioa gezeichnete Spannungsverlauf A und am Punkt B der in der gleichen Figur
gezeichnete Spannungsverlauf B vorhanden. An den Punkten C und D ist ein entsprechender,
aber spiegelbildlicher Verlauf der Spannung vorhanden. Die abzutastende Spannung
hat auf der Sekundärseite des Übertragers Ü2 einmal den Verlauf, wie ihn die Kurve
1a zeigt (am Punkt Ia), und das andere Mal, wie ihn die Kurve 1b zeigt (am Punkt
Ib), für den Fall, daß, wie bereits ausgeführt, der Schalter S1 sich in der Schalterstellung
1 befindet. Es ergibt sich so eine zweimalige Abtastung während der Spannungsperiode
der niedrigen Frequenz, und zwar abwechselnd eine Abtastung infolge der Impulse
d, H und dann eine Abtastunginfolge der Impulse C, D. Bei den Spannungskurven 1a
und 1b sind diese Abtastmomente durch kleine Kreise kenntlich gemacht. In der dargestellten
Schalterstellung ergeben sich ungeradzahlige Frequenzverhältnisse, also f2: f1 1,
" 5 usf. Legt man nun den Schalter 5, in die Stellung 2 um, so hat die Spannung
1a den gleichen Verlauf wie die Spannung Ib, und es ergeben sich dann geradzahlige
Frequenzverhältnisse.
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Bei allen Ausführungsbeispielen bis 10 wird mit einem aufgeprägten
Strom gearbeitet, d. h. vor die Primärwicklung des Übertragers Ü1 ist ein großer
Widerstand Rl geschaltet.
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Auch bei dem für besonders kurze Abtastzeiten, also für sehr große
\ erhältniszahlen f2: fi entwickelten Ausführungsbeispiel nach Fig. II ist zur Erzeugung
der steuernden Impulse ein übersteuerter Transformator Ül benutzt, dessen Primärwicklung
über den hohen Widerstand R1 der Strom J1 der tieferen Frequenz aufgeprägt wird.
Am Punkt Ia hat man dann einen Spannungsverlauf, wie ihn die Kurve 1a der Fig. IIa
zeigt und wie er sich bekanntlich bei übersteuerten gesättigten Drosseln ergibt.
Eine Eigenschaft der so erzeugten Impulse ist es, daß der Anstieg wesentlich flacher
erfolgt als der Abfall. Ist der Abstand der Spannungsspitzen, also die Periode,
gleich T, so ist etwa in der Mitte der Impulshöhe der Abstand zwischen Anstieg und
Abfall etwa 0,05 T.
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In der dargestellten Schaltungsanordnung erreicht man nun durch Differentation
eine sehr schmale Spannungszacke. Die Differentation wird durch den Hochpaß C1,
R2 bewirkt, durch den der weniger steile Anstieg der Zacke von Kurve I, nach der
einen Seite verflacht wird, während der steile Abfall nach der anderen Seite als
sehr schmale und bei geeigneter Wahl von C1, K2 symmetrische Zacke erscheint, wie
dies die Kurve 1b verdeutlicht. Der Abstand von Anstieg und Abfall beträgt hierbei
in der Mitte der Zackenhöhe nur noch etwa 0,OI Y. Der Differentiationsschaltung
können auch anders verzerrte Zeichen zugeführt werden, so ist es z. B. möglich,
eine rechteckförmige Spannung zuzuführen. Die Parallelschaltung von Kondensator
C2 und Widerstand R3 bewirkt durch Gitterstrom automatisch eine negative Vorspannung
des ersten Gitters der als Ventil F1 benutzten Stromverteilungsröhre. An das dritte
Gitter dieser Röhre ist die Spannung U der höheren Frequenz über den Übertrager
Ü2 geführt. An dieses Gitter ist außerdem noch eine geeignete negative Vorspannung
0 gelegt. Der Anodenstrom Ja und der Schirmgitterstrom Jg2 haben etwa den in der
Fig. IIb gezeigten Verlauf. In der Fig. IIC ist der Lbersichtlichkeit halber die
Summe der Ströme Ja t Jg2 dargestellt. Die Steuerung des Abtastvorganges erfolgt
durch die Spannung Ic. Die Verteilung zwischen Ja und Jb2 erfolgt entsprechend der
Gitterspannung Ug3 im Impulszeitpunkt. Die Ströme Ja und Ja2 sind als Dauerwert
sehr klein infolge der kurzen Spannungsspitze und des begrenzten Röhrenstromes.
Es ist daher noch die Verstärkerröhre V2 vorgesehen, die zwei Triodensysteme mit
einem gemeinsamen Kathodenwiderstand R2 enthält. An das Gitter des einen Systems
wird die am Widerstand R4 auftretende Spannung und an das Gitter des anderen Systems
die am Widerstand R5 auftretende Spannung gelegt. Vor den Anodenwiderständen R6
und R, kann dann z. B. durch Differentialwirkung die Spannung U3 entnommen bzw.
angezeigt werden. Statt zwei Verstärkersystemen mit gemeinsamem Kathodenwider stand
kann man mit Vorteil auch für die Röhre V eine
nach dem Prinzip
der Stromverteilung arbeitende Röhre verwenden, derart, daß die an hohen Arbeitswiderständen
auftretenden Spannungsabfälle im Anoden- und im Schirmgitterkreis zur Steuerung
der bei den Gitter dieser Röhre benutzt sind.
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Statt eines kapazitiven Speichers kann mit Vorteil auch ein induktiver
Speicher verwendet werden. Ein Ausführungsbeispiel hierzu zeigt die Fig. 12. U2
sei wiederum die Spannung der höheren Frequenz, während U, die Spannung der tieferen
Frequenz ist. Die Spannung der tieferen Frequenz speist ein Relais P, das über den
Kontakt p den Kondensator (? einmal von der Spannungsquelle Ub aus über den Widerstand
R auflädt und einmal über die Primärwicklung des Übertragers Ü1 entlädt. Dann werden
auf den Ringmodulator RM kurze Stromstöße gegeben, wodurch die Gleichrichteranordnung
kurzzeitig leitend gemacht wird. Es fließt dann ein Strom J3, der von der Phase
der Spannung U2 in diesem Augenblick abhängt und den induktiven Speicher auflädt.
Der Ringmodulator RM ist für den Fall, daß nur die Wechselspannung Uo angelegt ist,
eine abgeglichene Brücke. Aus Symmetriegründen kann an den beiden Übertragermittelpunkten,
an die der Verbraucher angeschlossen ist, keine Spannung auftreten. Wird an Ü1 ein
Spannungsstoß gelegt, so wird während dieser Zeit die Brücke vollständig verstimmt.
Ein Gleichrichterpaar wird gut leitend, das andere sperrend.
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Welches von beiden sperrend oder leitend wird, hängt von der Polung
des Spannungsstoßes ab. Während des Spannungsstoßes wird also die Spannung U2 in
der einen oder anderen Polung an den Verbraucher gelegt. Der induktive Speicher
kann beispielweise als Bremsmagnet für einen Geschwindigkeitsregler benutzt sein.
In der dargestellten Form ergibt sich eine einmalige Abtastung während der Periode
der tieferen Frequenz. Schaltet man den Übertrager Ü statt dessen vor den Kondensator
C an den mittleren Zweig ein, z. B. an der Stelle X, und läßt den Widerstand R fort,
so erhält man eine zweimalige Abtastung je Periode mit verschieden gerichteten Abtastströmen,
also nur ungerade Frequenzverhältnisse f2: f,- Der innere Widerstand Ri der Spannungsquelle
Ub muß dann jedoch möglichst klein gemacht werden.
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Eine andere sehr vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in
der Fig. I3 dargestellt. Es wird ein gittergesteuertes Ventil T', benutzt. Durch
das von der Spannung U1 gespeiste Relais /' erfolgt über den Kontakt p kurzzeitig
eine Stromunterbrechung. Die an der Induktivität L bei Stromunterbrechung auftretende
Spannungsspitze wird dann zum Abtasten benutzt. Je nach der Phasenlage der Gitterwechselspannung
U2 im kurzen Augenblick der Spannungsspitze fließt dann mehr oder weniger Strom
im Verbraucher (mm).
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Wenn die steuernde Spannung U1 unsymmetrisch ist, d. h. also, wenn
die Halbwellenlängen ungleich sind, können bei zweimaliger Abtastung die Abtastvorgänge
auf verschiedene Phasenlagen der Spannung U2 fallen, wie dies beispielsweise aus
der Fig. 14 ersichtlich ist. Es ist dabei angenommen, daß die Halbwellenlängen T1
und T2 der steuernden Grundfrequenz ungleich sind. Es sollen beispielsweise die
Differenzen dI und 92 an den Abtastpunkten A1 und A2 vorhanden sein. Hier ist die
Möglichkeit gegeben, in einfacher Weise eine Symmetrie durch eine steuerbare Gleichspannung
U(; zu erreichen, die wahlweise vor den einen oder anderen der beiden Gleichrichter,
z. B. bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 geschaltet wird, wie dies z. B. die
Fig. 15 zeigt. Die Fig. 15 a zeigt den Spannungsverlauf an den Punkten A und B ohne
die Verwendung einer Gleichspannung. Es sei zur Erläuterung hier angenommen, daß
der Spannungsverlauf symmetrisch ist. Fügt man nun vor der einen Anode die steuerbare
Gleichspannung ur; ein, so läßt sich eine Verzerrung erzielen, wie dies aus der
Fig. i b ersichtlich ist. Die Spannungskurve 1 wird um die Gleichspannung UG angehohen
und so der resultierende Verlauf erreicht.
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Die Abstände der Abtastpunkte T 1 und 7 2 sind dann ungleich. Es ist
ohne weiteres ersichtlich, daß bei ungleichen Halbwellenlängen der Wechselspannung
durch Hinzufügen einer Gleichspannung wieder gleiche Abtastabstände erzeugt werden
können.
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Eine ähnliche Symmetnerung läßt sich bei gesättigten Übertragern
als Verzerrer durch eine Gleichstromvormagnetisierung erreichen. Eine Unsymmetrie
kann in einfacher Weise dadurch beobachtet werden, daß ein Kopfhörer oder ein Niederfrequenzverstärker
in Reihe zwischen den Speicher und eine zweiseitig wirkende Abtastventilanordnung
geschaltet wird. Bei symmetrischer Grundfrequenz und symmetrischer Abtastung erscheint
kein Wechselstrom. Der Kopfhörer bleibt also tonlos. Bei einer Unsymmetrie erscheint
im Kopfhörer die Grundfrequenz. Diese Maßnahme kann als scharfe Anzeige der Sl mmetrie
der Nulldurchgänge von Wechselspannungen benutzt werden.
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PATENTANSPRVCHE: 1. Verfahren zur Ableitung einer die Phasenlage
zwischen einer Spannung (bzw. einem Strom) einer höheren Frequenz und charaktei
istischen Punkten der Periode einer Spannung (bzw. eines Stromes) einer tieferen
Frequenz abbildenden elektrischen Größe, wobei die Frequenzen annähernd in einem
einfachen ganzzahligen Verhältnis zueinander stehen, dadurch gekennzeichnet, daß
ein im Kreis der höheren Frequenz liegendes Ventil im Takte der tieferen Frequenz
kurzzeitig periodisch geöffnet und der Augenblickswert der an diesem Ventil liegenden
Spannung (bzw. des durch das Ventil fließenden Stromes) der höheren Frequenz als
Maß für die Phasenlage zwischen der Spannung der höheren Frequenz und charakteristischen
Punkten der Periode der Spannung der tieferen Frequenz benutzt wird.