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Stabilisierungsschaltung für einen modulierten Hochfrequenzoszillator
Die Erfindung bezieht sich auf Schaltungsanordnungen, bei denen die Frequenzverschie@bung
vermindert und linearisiert ist, welche bei üb°rtragungsschaltungen auftritt, bei
denen ein belastungsempfindlicher Oszillator eine Leistung an eiirre Belastung über
eine übertragungsleitung abgibt, die im Verhältnis zur Wellenlänge der Energie des
Osz,illators lang ist. Insbesondere hat die Erfindung .die Aufgabe, Mittel in Systemen
der oben
beschriebenen Art zur Abschirmung unerwünschter Reflexionen am Belastungsende
der Übertragungsleitung zu schaffen, so daß schädliche Wirkungen der Reflexionen
auf den Oszillator vermindert und:/oder line!aris,iert werden.
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Ein grundlegender Gegenstand der Erfindung ist daher die Verringerung
und Lineari.sierung der schädlichen Wirkungen der Reflexionen am Belastungsende
auf einen belastungsempfindlichen Oszillator, der Über eine verhältnismäßig lange
Übertragungsleitung an eine Belastung angeschlossen ist.
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Ein weiterer Gegenstand ist die Schaffung eines Systems der oben beschriebenen
Art, bei dem frequenzmodulierte Signale vom Oszillatror zur Belasturig
mit
verringerter .Modulationsverzerrung, steuerbarer - Mokdulationsempfindlichkeit und
verminderter Störung übertragen werden können.
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Andere Gegenstände werden im Laufe der nachfolgenden Diskussion und
(der Beschreibung von besonderen Ausführungsbeispielen der Erfindung sowie aus den
beigefügten Patentansprüchen erkennbar werden. Diskussion der Probleme Signalsysteme
- mit einem Osz!i!llator, der über eine Übertragungsleitung mit einer Länge von
mehreren Wellenlängen, z, B. zehn oder mehr, an eine Belastüngs,impedanz angeschlossen
ist, besitzen unerwünschte Übertragungseigenschaften, wenn Belastungsimpedanz und
Oszillatorimpeidanz verschieden sind.
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Bei Systemen, die in einem verhältnismäßig breiten oder ausgedehnten
Frequenzbereich arbeiten, können :die Impedanzen der verfügbaren Arten von Oszillatoren
,und Belastungseinrichtungen gewöhnlich nur so ausgeführt werden, däß sie in einem
verhältnismäßig kleinen Teil ides Breitbanäbereüchs aneinander angepaßt sind. Die
Breite des Frequenzbereichs wird- von Fachleuten gewöhnlich durch die Differenz
zwischen der niedrigsten und !der höchsten Frequenz des Bereichs dividiert durch
,die Mittelfrequenz b@zw. %die mittlere Frequenz aüsgedrücjkt. Die Breite des Frequenzbereichs
wird nach .dieser Übereinkunft in Prozent ,der mittleren Frequenz ausgedrückt. Bei
der Erfindung werden Bereiche mit ö;2 % der mittleren Frequenz und darüber als verhältnismäßig
breit betrachtet.
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Die unerwünschte Arbeitsweise !des Oszillatars kann verschiedene Formen
haben, z. B. Frequen!zinstabilität, Leistungsschwankung, Wellenformverzerrung u.
dgl. Obgleich- solche Effekte bei -allen Mcdualtionssystemen -vorkommen und
schädlich sind, sind sie bei solchen System besonders sohädr lieh und nachteilig,
bei denen der Oszillatör frequenzmoduLiert,ist; da bei derartigen Systemen eine
starke Verzerrung der Signale selbst die Folge dieser Effekte sein kann.
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Die früher verwandten Mittel zur Verminderung dieser Effekte zerfallen
in zwei allgemeine Klassen: i. Verbesserung der Belastungsimpedanz, um sie im gewünschten
Frequenzbereich besser der Oszillatorimpedanz anzupassen, und 2. Dämpfung oder Reflexionen
b7-w: der Echos, (die von .der Fehlanpassung am Belastungsende der Übertragungsleitung
herrühren. Das ersterwähnte Mittel ist oftmals praktisch begrenzt, weil die Belasturig
gewöhnlich eine Mikrowellenantenne oder eine ähnliche Einrichtung ist, ,deren Impedanz
in unvorhergesehener und zufälliger Weise durch so verschiedene Einflüsse wie Feuchtigkeit,
Temperaturwechsel, Eisbildung u. (dgl. verändert wird. Das zu zweit genannte Mittel
versch@vendet Ausgangsleistung, weil das Dämpfiungsglie!d bzw. die losere Kopplung,
die .zur Dämpfung des Echos verwandt wird, ebenso .die Nutzleistung dämpft. Einige
Vorschläge versuchen diese Mittel zu vereinigen, ,d. h,. (die Imped'an!z in einem
begrenzten Frequenzband anzupassen und, tdie Dämpfung bei ,den anderen Frequenzen
durchzuführen. Jedoch ergibt -die Vereinigung der Mittel sehr häufig nicht die erwunschte
Arbeitsweise.
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Die Erfindung macht von neuartigen Anordnungen Gebrauch; idie auf
einer positiven Steuerung der Empfindlichkeit des Oszillatörs gegen schädliche Effekte
der oben beschriebenen Art beruhen. In gewissen Sinn ist :diese Steuerung analog
der Verwendung ,der Gitterverspannung bei der Steuerung von Vakuumröhren. Bei einer
besonderen Ausführungsform der Erfindung ist eine Reaktanz ohne Wirkwiderstand auf
der Übertragungsleitung hinter ,den Ausgangsklemmen .des Oszillators so angebracht,
@daß der Oszillator ,derartig vorgespannt wird, (daß die gewünschten Effekte entstehen.
Wie im einzelnen weiter unten diskutiert, werden die von der unerwünschten Belastungsimpedanz
herrührender Schwierigkeiten vermieden und weitere Verbesserungen erzielt. Das ergibt
bei frequenzmodulierten Systemen verminderte Modulattionsverzerrung, gesteigerte
Modulätionsempfind!lichkeit - und verringerte Störungen.
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Das Prinzip der Erfindung wird an Hand der folgenden ins einzelne
gehenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele; die in den Zeichnungen dargestellt
sind, leichter verständlich werden.
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Big. i zeigt in Form eines schematischen Schaltbildes ein typisches
System bekannter Art, bei dem die Schwierigkeiten, die durch Anwendung des Prinzips
ider Erfindung vermieden werden können, ;beschrieben wenden; Fig, 2 stellt durch
eine Reihe von Kurven die Frequenfzempfindlnohkeit eines Systems nach Big. i bei
verschiedenen Arbeitsbedingungen dar; Fig: 3 zeigt bei einem System nach Fig. i
in Kurvenform die Abhängigkeit der Kompression und tder Expansion der Verstärkung
von der Länge der Übertragungsleitung, die den Oszillator mit der Belastung verbinldet;
Fig. 4 zeigt bei einem System nach Fg. i in Kurvenform die Abhängigkeit der maximalen
Frequenzvers.chiebung von dem Spannungsverhältnis der stehenden. Welle (voltage
standing wave ratio, VSWR) ;
Fig. 5 zeigt bei einem System nach Fig. i in
Kurvenform die Abhängigkeit ,des Phasenzyklus in Megahertz von der Länge der Übertragungsleitung
(Hohlleiter) in Meter; Fig. 5 wird zur Erklärung gewisser Grundlagen der Erfindung
verwandt; Fig. 6 zeigt in, Kurvenform die Art der Verstärkung, die bei einem System
nach Fig. i zu erwarten ist; Fig. 7 . zeigt in Kurvenform die Frequenzverschiebungskennilünie
eines Systemfis nach Rig. i bei derselben Fch!lanpassung, wie sie ,bei der Fig.
6 angenommen ist; Big: 8 A und 8 B zeigen eine besondere Form der allgemeinen Schaltung
nach F i,g. i; bei der eine besondere Anordnung gemäß dem Prinzip ,der Erfindung
angebracht ist;
Fig. 9 stellt ein Schaubild dar, -das d iie Bereiche
der Verstärkung zeigt, :die mit ,dem gemäß dem Prinzip der Erfindung ausgeführten
System zu erzielen sind im Vergleich zu dem Bereich: der Verstärkung, den man mit
dem System bekannter Art nach Fig. i erreichen kann; Fig. io zeigt ein schematisches
BQocksehaltbild einer zweiten besonderen Schaltung, bei der das Prinzip der Erfindung
verwandt ist; Fig. i i zeigt eine andere Ausführung der Einrichtungen der Fig. io;
Fig. 12 ist ein schematisches Blockschaltbild einer dritten besonderen Schaltung,
bei der das Prinzip der Erfindung verwandt wind; Fig. 13 bis 17 stellen Schaubilder
dar, die zur Erklärung der Arbeitsweiise des Ausführungsbeispiels der Fig. 12 dienen.
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Die folgende ins einzelne gehende Erklärung der Arbeitsweise eines
Oszillators, der auf eine frequenzabhängige Belastung in der üblichen Schaltung
.arbeitet, wird zum Verständnis der Grunde lagen der Erfindung beitragen.
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Fig. i stellt in Form eines Blockschaltbildes ein typisches System
der bisherigen Technik dar. Das System der Fig. i hat die übliche Form und wird
gewähndich mit Hochfrequenzrad,iosender bezeichnet. Es besteht aus üblichen Teilen,
so dem Clystronoszillatorkreis io mit :der Vakuumröhre i i. Der Kreis ist durch
die koaxiale Ausgangsleitung 24 an einen Hohlleiter 3o angekoppelt, der rnit einer
Antenne 34 abgeschlossen ist. Die Oszillatorröhre i i enthält eine Reflexionsanode
12, einen abstimrnbaren Hohlraum 14 nach Art eines Blasebalgs, eine Steuerelektrode
20, eine Kathode 18, ein Heizelement 17 für (die Kathode, eine koaxiale Ausgangs,leitung
24, die durch die Schleife 23 am Hohlraum 14 und durch die Sonde 25 an den Hohlleiter
3o angekoppelt ist, wobei die Sonde eine Fortsetzung des Innenleiters der koaxialen
Leitung 24 sein kann. Die Oszi.ll.atorröhre i i ist durch den Wechselstromgenerator
26 frequenzmoduliert, der im Kreis der Reflexionselektrode 12 gezeichnet ist. Die
Heiz atterie 16 und die Vorspannungsbatterien 22 und 28 üben die üblichen Funktionen
raus.
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Die Arbeitsweise eines Systems der in Fig. i dargestellten Art soll
an Hand der Kurven der Fig. 2 beschrieben werden, und, zwar für den Fall, d aß ein
Teil der .-lusganigsenergie durch FehJ-anpassung der Impedanz am Antennenende des
Leiters in den Oszillator reflektiert wird.
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Die Kurve 4o in Fig. 2 stellt die Frequenzen dar, die sich bei der
Abstimmung des Oszilliators io erg°ben, wenn dieser über den Hohlleiter 3o an die
Antenne 34 als Belastung angeschlossen wird. Als Bezugsfrequenz b@zw. als Frequenz
Null ist sowohl für die Skala der Abstimmfrequen.z auf der Abszisse als auch für
die der Oszillatorfrequenz auf der Ordinate eine Frequenz gewählt, bei der die Phasendrehung
der reflektierten Energie bzw. der Reflexionsweg vom Osziilator aus gesehen ein
ungerades Vielfaches. von @c ist. Der Phasenwinkel der reflektierten Welle gegen
den Oszilliatorausganig ist für vier Abstimmfrequenzen :durch die Vektoren 50, 51,
52 und 53 im oberen Teil der Fig.2 angegeben. In Fig. 2 stellen die relativen Lagen
der Vektoren 5o bis 53 den Phasenwinkel der reflektierten Welle gegen den Oszillatorausgang
bei den Abstimmfrequenzen o, 3,75, 7,5 und 11,25 MHz dar. Der ausgezogene Pfeil
stellt in jedem Augenblick die Phase der Ausgangswelle und der gestrichelte Pfeil
die Phase der reflektierten Welle dar. Der Phasenwinkel der relativen Lage der Vektoren
.ist unter jedem der Vektoren 5o bis 53 der Fäg. 2 angegeben.
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Der Abstand zwischen dem Oszillator und der Belastung ist bei dem
vorliegenden Beispiel so gewählt, @daß die Phasendrehung auf cdem Reflexionsweg
sich für jede Änderung der Abstimmung um 15 MHz um 2,7 c ändert. Die Faktoren, die
diesen Phasenzyklus bestimmen, sind weiter unten im einzelnen geschildert. Demgemäß
wiederholen sich die Kurve 4o der Fig. 2 und die Abnormitäten des Oszillators, für
welche die Kurve bezeichnend ist, in Intervallen von 15 MHz, wenn die Abstimmfrequenz
über größere Bereiche, als in Fig. 2 angegeben ,ist, verändert wird. Wenn der Oszillator
bei allen. Aibstimmfrequenzen auf seine charakteristische Impedanz arbeiten würde,
dann wäre keine Reflexion vorhanden, und die Kurve der Ab-
stimmung in Abhängigkeit
von der Frequenz wäre eine geradlinige Diagonale mit 45'°' Neigung, wie sie die
Linie 42 in Fig. 2 darstellt.
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Der senkrechte Abstand zwischen der Kurve 40 und, der Linie 42 :gibst
den Betrag der Frequenzverschiebung bei jeder Abstimmung an. Es sei bemerkt, daß,
die Frequenzverschiebung Null ist, wenn der Phasenwinkel (der reflektierten Welle
ein ungerades Vielfaches von @z ist (X-,7), @daß sie jedoch sehr schnell ansteigt,
wenn die ,l"bstimanfrequenz von diesem Punkt abweicht und der Phasenwinkel der reflektierten
Welle daher nicht mehr Xn beträgt. Wenn die Abstimmfrequenz weiter eergrößert wird,
erreicht der Betrag der Frequenzverschiebung bald ein Maximum und geht dann langsam
wieder gegen Null, wenn die Reflexionsphase ein gerades Vielfaches von ir erreicht
[(X + i) n]. Wenn nie A.bstimmfrequenz noch weiter vergrößert wird und, der Reflexionsphasenwinkel
bis zu einem ungeraden Vielfachen von ur fortschreitet, dreht die Frequenzverschiebung
ihr Vorzeichen um, wobei sie zunächst langsam bis zu einem Maximum wächst und dann
abermals schnell bei (X + 2) Zr zu Null. wird, usw: In Fig. 2 stellen die Kurven
47, 48 und 49 die Arbeitsweise des Oszillators bei Frequenzmodulat@ion dar, wenn
die mittlere Reflexionsphasenverschiebung X T, (X + 1)-@z und etwas weniger
,als (X + 2),-1 beträgt, d. h. wenn die mittlere Abstimmfrequenz 0, 7,5 und 14,5
MHz beträgt. Die Kurven, 44, 45 und 46 sind gleiche Sinuswellen, die senkrechte
Ac'h:sen bei den obengenannten Frequenzen Tals Mittellinien haben. Sie sind Absti.mrnkurven
des Oszillators, wie sie durch eine Sinuswellensteuerung verursacht werden. Wenn
der Oszillator auf seine charakteristische Impedanz arbeiten würde, würde eine reine
Eingangssinuswelle
ebensolche Ausgangssinuswellen bei allen Abstimmfrequenzen
hervorbringen, nicht aber die verschiedenartigen Wellen, die z. B. durch die Kurven
47, 48 und 49 dargestellt werden. Die wagerechten Achsen dieser Wellen haben die
gleiche mittlere Frequenz wie die drei Eingangswellen 44, 45 und 46. Die tatsächlichen
Ausgangsfreduenzen bei ,den drei als Beispiel aufgeführten Fiequenzmo,dulati:o@nen
werden daiher durch die Kurven 47, 48 und 49 dargestellt. Sie sind offensichtlich
beträchtlich verschieden. von den Einganagssinuswellen q_4,. 45 und 46. Bevor die
Ausgangswellen 47 bis 49 im einzelnen untersucht werden, ist es zweckmäßig, sich
an .die Tatsachse zu erinnern; daß bei Systemen mit Frequenzmodülation Änderungen
der Oszillatorfrequenz normalerweise mit Amplitudenänderungen des Ausgangs _ gleichbedeutend
sind. Daher können die Sinüswellenkurven 44; 45 und 46 ,so betrachtet werden, als
ob sie Eingangswellen darstellten, und die Kurven 47, 48 und 49, als ob sie die
entsprechenden Ausgangswellen darstellten: Ein Vergleich der Kurven qq_ und 47 zeigt;
daß bei einer mittleren Eingangsfrequenz von ö MHz (Reflexionswelle in Gegenphase
zur Oszillatorausgangswelle) der Oszillator eine starke Expansion des Signals mit
großer Verzerrung von ungerader Ordnung aber ohne Verzerrung gerader Ordnung verursacht
(Kurve4o ist symmetrisch zur Frequenz von o MHz bzw. zur Lage der mittleren Frequenz).
Die Kurven 45 ,und 48 -zeigen, daß das Signal komprimiert wird, wenn die mittlere
Eingangsfrequenz 7,5 MHz beträgt (Reflexionswelle in Phase). Die Kurve 4o ist hier
ebenfalls symmetrisch und .geradlinig im Bereich .der Frequenzmodulätion, so (daß
tatsächlich keine Verzerrung vorhanden ist. Die Kurven 46 und 49 zeigen (die Verhältnisse
bei einer mittleren Eingangsfrequenz von 14,5 MHz, d. h. die Reflexionswelle erreicht
die genaue Gegenphase nur an der :Spitze der Schwingung-der Frequenzmodulation.
Es ist offensichtlich, daß erhebliche Verzerrung sowohl ungerader als huch gerader
Ordnung vorhanden. ist.
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Die oben gegebene kurze Betrachtung der Arbeits-,veise eines, besonderen
Oszillators zeigt, wenn in dem ,in Fig. i dargestellten System der Oszillator über
eine Übertragungsleitung mit einer Länge von mehreren Wellenlängen an eine Belastungsimpedanz,
z. B.--an die Antenne 34 in Fig. i, angeschlossen ist, daß eine Fehlanpassung zwischen
der Oszllatärimpedanz und der Belastungsimpedanz große Fehler und schwerwiegende
Verzerrung des Oszillatorausgängs verursacht. Man hat gefunden, daß der Grad und
die Art der Fehler grundsätzlich durch folgernde Tatsachen bestimmt sind: ia) Die
Größe der Fehlanpassung zwischen Oszillator- und Belastungsimpedanz. Diese wird
gewöhnlich als VSWR (voltage standing wave ratio: Spannungsverhältnis der stehenden
Welle) bezeichnet. Das Spannungsverhältnis der stehenden Welle ist,das Verhältnis
zwischen der größten und der kleinsten Spannung auf ,der Übertragüngsleiiung in,
.der Nähe der fehlangepaßten Belastung. Die größte Spannung entsteht durch Addition
der reflektierten Welle und der Oszillatorausgangswelle, die kleinste Spannung .durch
Subtraktion der ersten von der zweiten. VSWR wird gewöhnlich entweder als Zahlenwert
ausgedrückt als
öder in db, d.h.
h) Der Abstand des Oszllators von der Fehlanpassung auf der verbindenden Übertragungs:
leitung, ausgedrückt durch die Phasenverschiebung zwischen dem normalen Oszillatorausgang
und der Reflexionswelle, die von der Fehlanpassung verursacht wird.
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c) Die Empfindlichkeitsdes vorhandenen Oszillators für Reflexionswellenströme.
In, Radar- und Mikrowellensystemen wird die Empfindlichkeit mit dem Ausdruck Änderungszahl
bezeichnet. Dieser Ausdruck soll als (die gesamte Frequenzänderung in Megahertz
der Oszillätorfrequenz definiert werden, die auftritt, wenn eine Belastung, die
ein VSWR von 1,5 verursacht, um einen -vollen Phasenumlauf in der Phase verschöben
wird, ad. Ih. um einen Umlauf, wie ihn. idse Kurve 40- der Fiig. z zwischen ö@ und
-I- 15 MHz durchläuft.
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Wenn man die Kurven der Blindleitwerte des Oszillators und der Leitung
zeichnen würde, um die Kurvenabstimmung in Abhängigkeit von der Frequenz ähnlnch
der Kurve 4o der Fig. z für verschiedene Fehlanpassungen, Abstände oder Längen der
Übertragungsleitung zwischen dem Oszillator und .der Fehlanpassung usw. zu erhalten,
so wird man finden; daß die Frequenz unbestimmt wird (mehrere Oszillatorfrequenzen
entsprechen einer einzigen Abstimmfrequenz), wenn die Änderung des Blindleitwertes
des Oszillato.rs gleich dem negativen Wert der Änderung des Blindleitwertes der
Leitung wird. Das stellt den bekannten Sprungpunkt (just jümping point) bei Radar-
und Mikrowellensystemen dar. Es ist ferner zu bemerken, daß beim Sprungpunkt dieKurve
»Abstimmung abhängig von der Frequenz« senkrecht ist, so daß die Größe ,der Verstärkung
theoretisch unendlich wird. Die Verhältnisse am Sprungpunkt sind nicht nur interessant,
weil sie die Grenze der stetigen Abstimmung bilden, sondern auch weil .sie, wie
oben bemerkt, den Punkt bestimmen, wo (die Größe der Verstärkung .unendlich wind.
Dieser Yunkt ist wichtig bei Kurven, die gezeichnet werden, .um die Größe oder Verstärkung
ins Verhältnis zu anderen Parametern, wie adle Änderungszahl oder der Abstand der
Fehlanpassung; zu setzen.
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Die Bedingungen am Sprungpunkt können wie folgt abgeleitet werden:
Es sei F (die Änderungszahl des Oszillatörs inMegahertz, Fj die Änderungszahl eines
Oszillators, der gerade springt, wenn er auf eine bestimmte Belastung und auf einen
bestimmten Abstand arbeitet, n :die Anzahl der Wellenlängen oder Perioden der Phasendrehung
zwischen dem Oszillätor und der Belastung, An der Betrag, um denn von oiner ganzen
Zahl abweicht, L der Abstand des Oszillators von .der Belastung
auf
der Übertragungsleitung in Meter, Lj der Abstand eines bestimmten Oszillators von
einer bestimmten Belastung auf der Übertragungsleitung, wenn die Belastung gerade
einen Frequenzsprung verursacht, c die Lichtgeschwindigkeit in Luft in Meter pro
Sekunde, K die Wellenlänge in Luft, dividiert durch die Wellenlänge auf der übertragungsleitung
oder im Hohlleiter für die gegebne Schaltung und für die gegebene Frequenz, ß das
Spannungsverhältnis der stehenden Welle, B der Blindlaitwert der Leitung, b der
Blindleitwert des Oszillators, df"t die größte Frequenzverschiebung. Der Blindleitwert
des Oszillators ist
Die Änderung von b ist
Die größte Änderung von B ist (An = o,25) - 2 Ur (ß2 - I) . (4) Der
Sprungpunkt tritt auf, wenn diese Änderungen gleich sind, d. h.
Wenn F, K, L und a für ein bestimmtes System bekannt sind, können sie mit
den Bedingungen verglichen werden, durch die gerade ein Frequenzsprung verursacht
wird.
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Die obige Betrachtung führt zu allgemeinen anwendbaren Kurven, die
.die Abhängigkeit der Expansion bzw. Kompression der Verstärkung vom Abstand zwischen
Oszillator und Fehlanpassung darstellen, wobei der Abstand in Prozent des Abstandes
:ausgedrückt wird, der für Aden. Frequenzsprung notwendig ist. Die Kurven 31 und
33 in Fig. 3 sind solche Kurven. Es ist in Fig. 3 angenommen, daß die Modulation
sehr klein ist, so daß die Maxima nicht durch schnelle Änderungen .des Blindleitwertes
der Leitung verborgen werden, wie bei Fig. ?. Die Kurven 31 und 33 der Fig. 3 lassen
sich zur Bestimmung des Maximums der Expansion bzw. Kompression verwenden, die auftritt,
wenn die Phase einer durch eine gegebene Fehlanpassung verursachten Reflexionswelle
um einen vollen Umlauf gedreht wird. Wenn z. B. die Verschiebungszahl des Oszillators,i5
MHz, das K des Hohlleiters o,616, die Länge (des Hohlleiters bis zur Antenne o.9
m und das Spannungsverhältnis der stehenden Welle 1,5 ist, so kann der Bereich der
möglichen Werte folgendermaßen bestimmt werden: Für den Sprungpunkt ist
FL ist für das angenommene Beispiel o,9 - 15. Das ist 70 °/o von 19,3. Auf
der 70 1/o-Linie der Fig. 3 stellen wir fest, @daß die Expansion 1o,4 Dezibel
und die Kompression 4;6Deziibel betragen kann. Mit anderen Worten, wenn ein solcher
Oszillator konstante Frequenzmadulationsabweichung bei jeder Phase einer solchen
Belastung erzeugen soll, ruß die Überlastungsbegrenzung des Eingangs bis auf 4,6
Dezibel erhöht werden, und der Bereich der Verstärkungssteuerung muß 15 Dezibel
über das hinaus ausgedehnt werden, was verlangt würde, wenn die Impedanz der Antenne
an :die des Oszillators angepaßt wäre.
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Es sei in Verbindung mit Fig.3 bemerkt, daß die maximale Kompression
in Dezibel beträgt
und die maximale Expansion
Demgemäß ist es offensichtlich, .daß eine Verkleinerung des wirksamen F, wie sie
mit Hilfe der Erfindung erreicht wird, die Expansion bzw. Kompression verkleinern
wird.
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Die Gerade 41: in Fig. q. zeigt die maximale Frequenzverscbiebung
in Abhängigkeit von dem Spannungsverhältnis ;der stehenden Welle. Kurve 41 liegt
folgende Formel zugrunde: Die maximale Frequenzverschiebung ist
Das ergibt .sich folgendermaßen: Der maximale Blindleitwert der Leitung ist
Die Frequenzverschiebung des Oszi.l.lators nähert sich für kleine Änderungen seines
Blindleitwertes d f = -r,2 F d b. Wenn man B,"ax gleichsetzt
Ab, ist
Die maximale Frequenzversch:iebung nähert sich
Abermals ist eine Verkleinerung der wirksamen Vers(fhiebungszahl F sehr erwünscht.
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Ein Beispiel zur Anwendung,des Diagramms der Fig.4 ist folgendes:
Es sei eine Verschiebungszahl von i0: MHz für den Oszillator und ein Spannungsverhältnis
der stehenden Welle .bei Belastung von 1,6 angenommen. Wieviel wird die Oszillator-
Frequenz
wandern, wenn !die - Belastung bis zur charakteristischen Impedanz verändert wird,
oder umgekehrt. Aus der Fig. q. entnehmen wir bei einem Spannungsverhältnis -von
1,6, @daß das Verhältnis der maximalen Frequenzverschiebung zur Verschiebungszahl
des Oszillators o;58 beträgt. Daher ist die größtmögliche Änderung ± 5,8 MHz. Der
A-bstana bis zur Fehlanpassung geht nicht in die Formel für die maximale Frequenzverschiebung
ei-n. Sein Einfluß auf !die' Frequenzverschiebung besteht lediglich idarin"daß er
die Periode der Verschiebung abhängig von der Abstimmfrequenz festlegt. So,ergibt
der in Fig. 2. angenommene Abstand eine Perinode von lr5-MHz. ----Die gerade Linie
55 in Fig. 5 gibt den Phasenzyklus in Megahertz abhängig von der Länge des Hohlleiters
in Metern an. Dias Dingramm-ist für qooo. MHz und K = o"6;16 ausgerechnet. Für andere
Frequenzen müssen P [s. unten Gleichung (i2)] oder -L durch das Verhältnis des neuen
K zu o,616 dividiert werden, bevor das Diagramm angewandt-.wird. der Frequenzän@derung
Das Diagramm zu verwenden, ist zur die Bestimmung eine volle Drehung der Phase der
reflektierten Welle oder, umgekehrt, des Abstandes bis zur Fehlanpassung verursacht..-
Es ist auf Grund der folgenden Formel aufgestellt,- Der Phrasenzyklus in Megahertz
Soweit die wichtigsten Betrachtungen über die Extremwerte der Verstärkung .oder
der Frequenzverschiebung. Die Extremwerte. (der Verstärkung treten auf,- wenn die
reflektierte Welle in Phase oder in Gegenphase zum Oszillatorausgang steht. Bei
dem Beispiel der Fig. 2 tritt die maximale Expansion bei ö und 15 MHz auf
(Gegenphase) und die maximale K ,o@mpress,ion bei. 7,5 MHz (.gleiche Phase). Der
Verlauf der Verstärkung bzw: der Frequenoverschiebungzwischen @diesen Extremwerten
ist schwer vorherzusagen,: ohne auf graphische Verfahren zurückzugreifen: Die Kurven
6o und 62@ in Fig: 6 zeigen den zu erwartenden Verlauf der Verstärkung. Sie stellen
die Änderung der Abstimmung des Hohlraums in Abhängigkeit von der anomalen , Steuerung
dar, wie-- sie zur Hervorbringung einer konstanten Frequenzmodul.ationsabweichüng
für zwei Oszillatorbelastungen verlangt wird. In einem Fall (Kurve 62) beträgt das
Verhältnis der stehenden Welle 0;q. Dezibel, im anderen (Kurve 6,o) i Dezibel. Hiervon.
-abgesehen sind :die Verhältnisse gleich. Wenn -die Verhältnisse weit davon entfernt
sind, .ein Springen dies Os.zillators zu verursachen (37 % bei der Kurve 62 mit
o-,4 Dezitxe1), so gleicht,die Kun@e-.einer kleinen langsamen Zykloide, mit Spitzen
und Kappen, die etwa und unfierhalb der normaleriSteuerung liegen. Wenn ich die
Bedingungen: den Sprungwerten nähern (g7 %_ für die- Kurve 6o_ mit i Dezibel), =werden
die. Kappen etwas höher. und- die Spitzen sehr- viel tiefer. " .
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Es sind zwei. Arten von Abszissen gezeichnet, die Absti.mmungsänderung-_
iri Megähextz und die . Phasendrehung ödes Hohlleiters in Grad: Das ist in diesem
Fall erlaubt, da nur eine einzige Fehlanpassung - angenommen würde. Wenn mehrere
Fehlanpassungen vorhanden sind, sind getrennte Kurven notwendig.
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Die Kurven 7o und 72 in Fig. 7 zeigenden Verlauf der Frequenzverschiebun:g
fürdieselben Feh.lanpas.sungsverhältrnisse wie die Kurven 6o und 62 in Fig: 6. Man
sieht, daß die Kurven um so mehr von .der- Sinuswelle abweichen, je mehr rnan sich
den Sprungverhältnissen nähert; zuletzt bekommen sie fast Sägezahnform.
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Eine genaue Betrachtung der Fig. a und 6 zeigt, daB -die durch die
Antennenfehlanpassung verursachte reflektierte Welle zwei Arten. des Oszillätorbetriebs
zur Folge hat; die abwechselnd auftreten, wenn der Os.zillator gleichmäßig durchgestimmt
wird. Die erste Art, die in Fig. 6 zwischen - 3 und -h 3 MHz, -1- 12 und -f- i.8
MHz usw. auftritt, ergibt eine Kompression, @d. h. Änderungen der Oszillatorfrequenz
werden verhindert. Die zweite Art, die in Fig. 6 um - 7,5, +,7,-5 und -f-
22,5 MHz usw: auftritt, ergibt eine Expansion, d. h. Änderungen der Oszillatörfrequenz
werden begünstigt.
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Diese Erscheinung bildet die-Grundlage der vorliegenden Erfindung.
Wenn eine reflektierte Welle eine solche Phase hat, daß die Modulationsempfindlichkeit
verkleinert wird, z. B. bei ± 315° in Fig. 6, wimd die wirksame Verschiebungszahl
des Os.zillators herabgesetzt. Die Wirkung anderer reflektierter Wellen wird entsprechend
herabgesetzt. Daher wird auch- die Änderung der Verstärkung des Systems kleiner,
ebenso die Verzerrung der Spannungen, die Verschiebungszahl usw. Die Störung, die
von unvollkommen gesiebten Versorgungsspannungen öder von zufälligen Änderungen
der Oszillatorkonstanten herrühren, welcheunerwüschte Freqüenzänderungen zur Folgehaben
können, wird ebenfalls kleiner, weil der Oszill,ator schwerer zu modiulieren ist
und weil .die erwünschte Modulationssteuerspannung idementäprechend erhöht ist.
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Wenn die reflektierte Welle eine solche Phase hat, daß die Modulati.onsempfindlichkeit
vergrößert ist, z.- B. bei go ± io,' in Fig. 6, kann nie erwünschte Modu@lationsspannung
herabgesetzt werden, jedoch werden die anderen obenerwä!hnten Wirkungen eher erhöht
als vermindert, Die Artdes in Fig. 8A dargestellten Systems, das ein Ausführungsbeispiel-ist,
isst im allgemeinen dem System der Fig. i, das oben im einzelnen beschrieben wurde,
sehr ähnlich. Das System der Fig. 8 A enthält einen frequenzmodulierten Oszillator
8o; der über einen Hohlleiter 82- an -eine Antenne: 84 angeschlossen ist. Bei typischen
Radar- -oder Mikrowellen_systern-en. beträgt die Länge dies !Hohlleiters 82 z: B.
etwa größenordnungsmäßig 3 bis _ia rn.
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An- einer Stelle des Hohlleiters 82, die #rößenordnungsmäßig -ungefähr
i his 3 m vom Oszillator 8o entfernt ist, soll an dien Hohlleiter eine Parallelimpedanz
angebracht werden, -die keinen Wirkwiderstand, sondern nur Blindwiderstand besitzt.
Zu diesem Zweck ist, wie in-Fig. 8 Ä gezeigt, ein
Wagen vorgesehen,
der auf dem Hohlleiter 82 entlanggleiten kann. Der Wagen enthält eine Sonde 88 in
Form einer kurzen geraden Stange, deren oberer Teil einen quadratischen Querschnitt
besitzt, und deren unterer Teil mit Gewinde versehen ist, wie genauer in Fig. 8B
zu sehen ist. Auf der Mitte der oberen Seite des Hohlleiters ist ein Schlitz 87
eingeschnitten. Der Schlitz besitzt eine solche Breite, daß das Ende der Sonde 88
hineinpaßt. Der Schlitz erstreckt sich wenigstens ein viertel Wellenlänge von der
mittleren Längsstellung der Sonde 88 nach jeder Seite, so daß die Lage der Sonde
auf der Hohlleitung 82 in bezug auf den Oszillator 8o um eine Strecke, die wenigstens
einer halben Wellenlänge entspricht, durch einfaches Verschieben des Wagens 86 auf
dem Hohlleiter 82 verändert werden kann. Am Wagen 8,6. ist ein Joch 94 befestigt,
das mit einem quadratischen Loch versehen ist. Das Joch 9.4 hält das obere Ende
der Stange 88. Die Stange ist in das Loch 96 gleitend eingepaßt, so daß sie senkrecht
bewegt werden kann, wie weiter unten heschrieben wird.
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In Fig. 8 B ist ein Querschnitt des Wagens 86 und eines Teiles des
Hohlleiters 82 :durch (die Mittellinie des Schlitzes 87 gezeichnet. Der untere Teil
des Wagens 86 paßt gleitend auf den Hohlleiter 82, so daß er auf letzterem bewegt
werden kann. Der obere Teil des Wagens 86 besteht, wie oben erwähnt, aus einem Joch
9.4 mit einem quadratischen Loch in seinem waagerechten Teil, das zusammen mit dem
runden Loch 98 im unteren Stück des Wagens die Sonde bzw. die zum Teil mit Gewinde
versehene Stange in senkrechter Lage hält. Innerhalb der öfnung, die sich im Joch
94 und: im unteren Stück des Wagens 86 befindet, wird eine Rändelmutter durch die
Unterlagscheiben 92, die auf der Sonde 88 über und unter der Mutter 9o angebracht
sind, in einer festen senkrechten mittleren Lage gehalten. Die Mutter hat ein Gewinde,
das auf das Gewinde der Sonde 88 paßt. Die Sonde 88 ist in senkrechter Richtung
:durch die Unterlagscheibeii 92 und das Loch 98 frei beweglich, wenn dieRändelinutter
9o gedreht wird, um den Betrag einzustellen, um den :das untere Ende der Sonde 88
durch den Schlitz 87 in den Hohlleiter eintaucht. Mit Hilfe der eben beschriebenen
Anordnung mit Odem Wagen 86, der Sonde 88 und der Rändelmutter 9o kann die Sonde
88 beliebig weit in den Hohlleiter 82 eingetaucht werden, bis zum Kontakt mit der
Innenfläche der Unterseite des Hohlleiters 82. Sie kann außerdem an jede Stelle
des Längsschnitts 87 geschoben «-erden. Die wirksame Größe der Blinidimpedanz, die
durch die Sonde eingeführt wird, wächst, wie dem Fachkundigen bekannt ist, mit dem
Betrag, um !, den das untere Ende der Sonde 88 in den Hohlleiter eintaucht.
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Die Faktoren zur Bestimmung der geeigneten Lage des Schlitzes 87 und
der Sonde 88 sowie der geeigneten Größe des Blindwiderstandes werden an Hand besonderer
Beispiele «-eiter unten diskutiert. Im allgemeinen soll :der Abstand des Schlitzes
87 vom Oszillator groß- sein, um,den Betrag des Blindwiderstand-es -zu verkleinern,
der_zur_ Erreichung der gewünschten Stabilisierung oder Abschirrnung notwendig ist.
Jedoch soll der Abstand nicht größer sein als zur Sicherstellung einer konstanten
Abschirmung in dem Arbeitsifrequenzbereich notwen= dig ist, der bei der jeweiligen
Anwendung verlangt ist. Die Werte idieser Kenngrößen und, die Anwendung verschiedener
Gleichungen auf .diese Größen werden nach Betrachtung einiger unten beschriebener
Beispiele verständlich sein.
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In der Praxis ist die Sonde bzw. die Stange 88 so im Schlitz 87 angebracht,
:daß für jede Eintauchtiefe der Stange 88 in den Hohlleiter die maximale Kompression,
der Verstärkung erreicht wird:, wenn der Oszillator auf die Hauptarbeitsfrequenz
abgestimmt wird, Auf diese Weise wird die Kompression bzw. die Stabilisierungsstelle,
die die Wirkung der Re.aktanz bei der Hauptarbeitsfrequenz darstellt, in die Mitte
der Kurve gelegt. Vergleiche die Kurven 6o und 62 in Fi,g. 6. Eine solche Zentrierung
erfolgt in Fi.g, 6 bei einer Phasendrehung von o°, 18o° usw. Die Eintauchtiefe der
Stange 88 in den Schlitz 87 :des Hohlleiters wird dann so eingestellt, daß der gewünschte
Betrag an Abschirmung hervorgebracht wird. Vergleiche die Kurven 6o und 62 in F
ig. 6, wobei zu bedenken ist, daß das Spannungsverhältnis der stehenden Welle mit
zunehmender Eindringtiefe in den Hohlleiter wächst.
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Die Frequenzbandbreite des im wesentlichen konstanten Stabilisierungseffekts,
der durch die Reaktanz hervorgebracht wird, ist eine Funktion des Abstands L zwischen
Oszillator und Reaktanz. In Fig. 6 kann dies Frequenzband für manche Zwecke -L-
3 MHz gemacht werden. Im vorliegenden Fall betrug L 6,1=m und der Phasenzyklus P
war (nach Gleichung 12) etwa 15 MHz. Wenn L auf .o,61 m verringert wird, steigt
der Phasenzyklus auf 15o MHz und das entsprechende stabilisierte Frequenzband steigt
auf ± 3o MHz.
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Bei einem frequenzmodulierten Oszillator muß die Modulatorsteuerung
um einen Betrag erhöht werden, der der Kompression infolge der Abschirmung entspricht,
um die gleiche Frequenzmadülationsabweichung zu erhalten, jedoch wird eine Frequenzinstabilität,
:die von einer Temperaturschwankung, einer Welligkeit der Versorgungsspannung usw.
herrührt, um einen entsprechenden Wert vermindert. Die Wirkung auf ein frequenzmodcu,1iertes
System mit veränderlicher Antennen-bzw. Belastungsimpedanz wird ähnlich, aber verwickelter
sein, wie weiter unten erklärt wird.
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Das allgemeine Verfahren, bei dem das Prinzip der vorliegenden Erfindung
z;urAnwendung kommt, kann mit Reaktanzabschirmung gekennzeichnet werden, weil es
eine Unstetigkeit einer Reaktanz bzw. einer Impedanz ohne Wirkkomponente verwendet,
um die Wirkung von reflektierten Wellen zu vermindern bzw. diese abzuschirmen, wenn
die , reflektierten Wellen von einer Impe:danzfehlanpassüng am Belastungsende der
Übertragungsleitung herrühren, und zwar mit kleineren Leistungsverlusten als sie
entstehen, wenn die gleiche Abschirinung bei :den früher üblichen Verfahren durch
An- i bringen eines Dämpfungsglie:des erreicht %vurde.
Daher wind
durch die absichtliche Hinzufügung einer Fehlanpassung mit einer Impedanz ohne Wirkkomponente
am Oszillatöraüsgang gemäß dem oben im einzelnen beschriebenen Prinzip eine Reaktanzabschirmungerzielt,
so daß die Reflexion bzw. das Echo dieser absichtlich hinzugefügten reaktiven Impedanz
den Oszillator tatsächlich widerstandsfähiger gegen schädliche Frequenzänderungen
macht.
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Zur Bestimmung der Wirkung der Reaktanzabschirmung ist es oftmals
bequem, :die tatsächliche Änderung der entstehenden Verschiebungszahl des Oszil_lators
zu berechnen. Es sei daran erinnert, daß eine Verminderung der Verschiebungszahl
geringere Frequenzverschiebung des Oszi!llators, geringere Änderung der Verstärkung,
geringere Verzerrung usw. bedeutet, wenn eine bestimmte Fehlanpassung der Belastungsimpedanz
sich von einem Extremwert zum nächsten ändert.
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Fig. 6 ,zeigt die Verbesserung, die sich bei Anwendung des Prinzips
der Erfindung ergibt. Angenommen, die Kurve 6o in Ftig. 6 stelle- die mit einer
nicht- abgeschirmten Antenne erreichbare Arbeitsweise dar, wobei die Antenne 6,1
m vom Oszillator entfernt sei. Außerdem sei angenommen, daß -die -Abschirmsonde
88 ,in Fig. 8:A und 8 B ungefähr 0,6i m vorn Oszillator entfernt angebracht sei
und so eingestellt sei, daß die Modulationsempfindlch'keit des Senders um den Faktor
2,6 : i bzw. 8,3 db verringert ist. Dann gibt die Kurve 6:z in Fig. 6 die Arbeitsweise
des Systems an, weil die Verminderung der Verschiebungszahl F einer gleichen Verminderung
von a2-i [vgl. Gleichung (5)] gleichwertig ist, und weil eine Abschirmung
mit den Faktor z,6 : i einer Verminderung von F um 2,6 : i gleichwertig ist. i Dezibel
SWR entspricht einem a von 1,12 und 0,4 Dezibel SWR entspricht einem a von 1,048,
wobei
ist.
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In ähnlicher- Weise wird die Verbesserung bei der Frequenzverschiebüng
aus dem Unterschied der Kurven 70 und 72 in Fig. 7 ersichtlich. Jedoch ist
sie geringer, da hier eine Änderung von F einer Änderung von
gleichwertig ist [vgl. Gleichung (i i) ].
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Die Kompression der Verstärkung, der Verminderung der Verschiebungszahl
und infolgedessen die stabilisierende Wirkung einer bestimmten Fehlanpassung .durch
eine Abschirmimpedanz kann durch algebraische Verfahren berechnet werden. Es sei
a1 und L1 das VSWR und er Abstand der stabilisierenden. Reaktanz vom Oszillator
und 62 und L2 die ,gleichen Werte für die ungeregelte Impedanzfehlanpassung der
Belastung. Außerdem sei Fo die ursprüngliche Verschiebungszahl des Oszillators iund
F1 die Verschiebungszahl der Kombination vom Oszillator und a1.
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Die maximale Änderung .des Blindleitwertes der Leitung, die von a1
herrührt; ist -2 n (2 -) (I3) und die negative Änderung des O.szillatorblindleitwertes
entsprechend der Lage von a1 ist
Die Kompression infolge a1 ist
wobei F31 die Verschiebungszahl des Os.zillators ist; die gerade Frequenzsprung
verursacht; wenn a1 um L1 Meter vom Oszillator entfernt auftritt.
-
Daher ist der Blindleitwert des Oszillators in Verbindung mit a1 an
der Stelle L1 (bezogen auf L2), jedoch ausgedrückt durch F,
Entsprechend F1 ist er
und
Dies .ist die Kompression. Deshalb ist :die effektive Verschiebungszahl gleich der
ursprünglichen Verschiebungszahl, vermindert um den gleichen Betrag, um den -die
Verstärkung durch die Abschirmreaktanz vermindert ist.
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Das Auftreten des Verhältnisses in der obigen Formel (i9) zeigt; daß
eine Fehlanpassung
von gegebener Größe um so, mehr Abschirmung erzeugen wird, je weiter sie vom Osznl'lator
wegbewegt wird. Daher kann durch Veränderung der Lage Hochfrequenzleistung gespart
werden. Jedoch müß dafür Sorge getragen werden, daß die Reaktänz nicht so weit vom
Oszillator entfernt ist, daß das Abschirmecho bei normaler Frequenzdr.#hüng des
Senders, z: B. durch Änderung der Umgebungstemperatur oder der Versorgungsspannung,
von der Phasenaddition .ernsthaft abweicht. Versuche mit einer Abschirmung von 6
Dezibel, die o;76 m vom Oszillator entfernt angebracht war, d. h. die Abschirmungsimpedanz
war so eingestellt, däß das von der Reflexion an der Abschirmimpedann verursachte
Spannungsverhältnis -der stehenden Welle 6 Dezibel war, haben eine ausreichende
Abschirmung in einem 25-MHz-Band ergeben (weniger als i Dezibel _Abschirmverlüst
an den Enden des Bandes).
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Die Kurven ioo bis i02 in Fig. 9 zeigen die Abhängigkeit des zu erwartenden
Verstärkungsbereichs von der ursprünglichen Bedingung ohne Abschirmung in Prozent
der oben definierten Bedingurig
des Sprungpunktes. Kurve zog zeigt
die Bedingung ohne Abschirmung, die Kurven ioi und ioo für Abschirmung 2 : i bzw.
q.: i. Abschirmung von 2 : i bzw. q. : i bedeutet, daß die tatsächliche Verschiebungszahl
50% bzw. 25% des ursprünglichen Wertes ohne Abschirmung beträgt. Es sei bemerkt,
daß die Verminderung des Verstärkungsbereichs in Dezibel gleich der Verminderung
der Verschiebungszahl ist, wenn der ursprüngliche Verstärhungsbereich weniger als
etwa 5 Dezibel beträgt. Wenn der ursprüngliche Bereich größer ist, wächst die prozentuale
Verbesserung. Sie wird sehr groß, wenn die ursprünglichen Verhältnisse nahezu die
gleichen oder größer als diejenigen sind, die Frequenzsprung verursachen.
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Die Verwendung der Kurven der Fig. 9 sei durch folgendes Beispiel
erläutert: Angenommen, in einem bestimmten System verursacht die Antenne ohne Abschirmung
eine Änderung der Verstärkung von q. Dezibel, und der Verstärker, der den Sender
moduliert, ist so aufgebaut, daß bei der Reaktanzabschirmung eine Verstärkungs-
und Überlastungsgrenze von 6 Dezibel nötig sind. Welche Verbesserung ist mit der
Abschirmreaktanz möglich? Suche zunächst die Ordinate in Fi:g. 9, bei der die Abszisse
mit q. Dezibel die Kurve ohne Abschirmung schneidet, das ergibt 22,5%. Dann suche
die Abszisse durch den Schnittpunkt der 22,5 %-Ordinate mit der Kurve mit einer
Abschirmung von 2 : i, das ergibt 2 Dezibel. Also ergibt sich eine Verbesserung
von 2 : i. Ein anderes Beispiel: Angenommen, die gleiche Abschirmung von 6 Dezibel
sei bei einer Antennenanordnung mit einem Verstärkungsbereich von 2o Dezibel angebracht.
Die Verminderung des Bereichs ist in diesem Fall 20 zu 7,5 Dezibel, also nahezu
eine Verbesserung von 3 : i.
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Die Arten von Systemen, bei denen das Prinzip der Erfindung angewandt
werden kann, und die genauen Anforderungen für eine zufriedenstellende Arbeitsweise
von zahlreichen und verschiedenartigen Systemen sind gleichfalls vielfach und verschieden,
so daß sich besondere Regeln für die Anwendung des Prinzips der Erfindung in allen
möglichen Systemen nicht angeben lassen. Jedoch geben die oben aufgestellten Gleichungen
und die erklärenden Figuren eine hinreichende Grundlage; um unerwünschte Arbeitsweise
bei jedem besonderen System verbessern zu können. Das soll in dem folgenden Beispiel
weiter erläutert werden: Angenommen, ein frequenzmodulierter Sender hat eine Oszillatorverschiebungszaihl
von 15 MHz, der über eine geeignete Übertragungsleitung von 6,1 m Länge auf eine
Antenne mit einem Spannungsverhältnis der stehenden Welle ß von 1,05 arbeitet. Ferner
sei angenommen, daß die maximale Frequenzmodulation ± 5 MHz beträgt und daß Änderungen
der Oszillatortemperatur und Schwankungen der Versorgungsspannung dhn-eAnwendung
des Prinzips der Erfindung eine mittlere Frequenzverschiebung von ± 5 MHz verursachen.
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Ohne Anwendung des Prinzips der Erfindung arbeitet das System wie
folgt: Die Frequenzverschiebung, die von der Änderung der .@iit,cnn2ni:mpedanz [Gleichung
(i i)] herrührt, ist
Die maximale Expansion. bzw. Kompression der Verstärkung errechnet sich wie folgt:
DieFrequenzverschiebun:gsza;hl für den Sprungpunkt [Gleichung (5)] ist
Die maximale Expansion [Gleichung (8) ] ist
Die maximale Kompression [Gleichung (7) ] ist
Die Änderung der Antennenimpedanz und der Versorgungsspannung und der Temperatur
des Oszillato.rs kann normalerweise eine Änderung der mittleren Frequenz des Senders
von ± 0.,5 ± 0,8 = ± 1,3 MHz und der Verstärkung des Systems von -I- d. bis -:2,8
Dezibel, also 6,8 Dezibel verursachen.
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Wenn das Prinzip in oben beschriebener Weise zur Anwendung kommt,
und zwar dergestalt, daß die Modulationsempfindlichkeit des Senderoszillators um
12 Dezibel vermindert wird, su wird die effektive Oszillatorverschiebungszahl auf
ein Viertel ihres ursprünglichen Wertes vermindert, d. h. auf
Wenn man die Gleichungen (ü), (8) und (7) wieder, wie oben beschrieben, anwendet,
so sieht man, daß die mittlere Frequenzäuderung von 43 MHz auf 0,325 MHz
vermindert wird und daß .die Änderung der Verstärkung von 6,8 Dezibel auf 1,6 Dezibel
zurückgeht. Selbstverständlich verlangt die Verminderung der Sendermodulationsempfind-lichkeit
eine entsprechende Vergrößerung der Sendereingangsleistung von 12 Dezibel.
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Die Lage der A:bschirmreaktanz ist, wie unten ausgeführt wird, wichtig,
doch ist ein: beträchtlicher Spielraum vorhanden. Die Größe der Reaktanz, die für
eine Abschirmung von 12 Dezibel erforderlich ist, nimmt ab, wenn der Abstand vom
Oszillator vergrößert wird. Jedoch wird der Frequenzbereich, bei dem die Abschirmung
von 12 Dezibel tatsächlich erreicht wird, kleiner, wenn der Abstand zunimmt. Bei
dem hier betrachteten Beispiel kann die notwendige Frequenzbandbreite wie folgt
bestimmt werden: Die mittlere Frequen:zänderung von ± 0,325 MHz und die maximale
Frequenzmodulation von - ± 5 MHz ergeben zusammen etwa ± 5,3 MHz. Demgemäß soll
die Abschirmung von 12 Dezibel in. einem Band von io;6 MHz, dessen Mittelfrequenz
die gewünschte Arbeitsfrequenz ist, im wesentlichen-konstant sein.
Wenn
die Abschirmneäktariz 3;a5 m entfernt #röm Oszillator auf der- Übertragungsleitung
angebracht ist, ist die Periode ihrer Wirkung nach .Gleichung (12) etwa
Die Kompression kann sich nach Kurve 6o in, Fig. 6 r oder 2 Dezibel in einem Frequenzband
von. i.0,6 MHz ändern: Wenn die Reaktanz nur 1,52 m vom Oszillator entfernt auf
der Übertragungsleitung angebracht ist, so ist die Periode etwa 6o MHz. Die Änderung
in einem Frequenzband. von z0,6 MHz ist dann nur wenige Zehntel eines Dezibels.
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Zahlreiche andereFormenvonKreisanordnungen, um das Prinzip der, Erfindung
. durchzuführen, werden. demjenigen, der mit der Radar- und Mikrowellentechnik vertraut-ist,
einfallen, wenn er die oben beschriebenen Beispiele und,die in den Fig. 8 A und
8 B dargestellten Ausführungsformen sowie die unten beschriebenen: und :in Fig,
io und z-i gezeigten Beispiele betrachtet.
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Als weiteres Beispiel sei folgendes aufgeführt: Bei Empfängern für
frequenzmodulierte Signale wird oftmals den übertragenen Signalen ein unerwünschtes
- Rauschen aufgedrückt, weitl der sogenannte Überlagerungs-oder S.dhwebungsoszillator,
der die Frequenz des Eingangssignals in die Zwischenfrequenz des Verstärkers umwandelt,
in seiner Frequenz schwankt. Andere oft vorkommende und ernsthafte Ursachen für
Frequenzschwankungen können Vibrationen der Elemente von Vakuumröhren, Brummspannung
:der Stromversorgung usw: sein-. Relativ langsame Frequenzschwankungen können gewöhnlich
durch die üblichen- automatischen Frequenzregelkreise verhindert werden: Jedoch
können Frequenzschwänkungen, .die -innerhalb des Madulationsfrequenzbandes des Systems
liegen, auf diese Weise nicht beseitigt werden. Das Prinzip der Erfindung kann dazu
.benutzt werden, umletztere Ärt von Frequenzänderungen auf einfache Weise stank
zu vermindern, -wie unten beschrieben wird.
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Die Fi;g. io und i i ' zeigen besondere Verfahren, um das Prinzip
der Erfindung bei den eben angeführten Problemen anzuwenden.
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Um auf Einzelheiten einzugehen, ist .in Fig. io ein überlagerungsoszillator2oo
über den Hohlleiter a02 an eine Demodulationsstufe z06 eines Mikrowellenempfängers
angeschlossen. Als Beispiel sei angenommen, daß die mittlere Frequenz des nochfrequenten
Eingangssignals 400a MHz ist, und daß eine mittlere Zwischenfrequenz von 70 MHz
im Zwischenfreqüenzverstärker des Empfängers verwandt werden sölll. Dann muß der
Oszillator eine Frequenz von 4000 ± 70 MHz, d. h. entweder. 4.07o MHz oder 3930
MHz liefern.. Das empfangene Hodhfrequenzsignal (Eingang 205) und,die Oszil!latorfrequent
(über den Hohlleiter Zog) -gehen zum Demodulator 2o6 und werden vereinigt, um die
gewünschte Zwischenfrequenz in bekannter Weise zu erzeugen (Ausgang 207).
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Um. ,die Frequenz des Oszillätors Zoo zu stabilisieren, damit Schwankungen
eliminiert werden, die aus den oben beschriebenen Gründen . entstehen, ist ein zweiter
Hohlleiter 2o8 über- das ' gerichtete Kopplungsglied 2o¢ an eine Stelle nahe am
Oszillator angekoppelt.
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Am unteren Ende des Hohlleiters 2ö8 ist ein veränderliches Dämpfungsglied
2i0 und ein kurzes Zusatzstück des Hohlleiters 212 gezeichnet. Das Dämpfungsglied
verbindet das Zusatzstück 2t2 mit dem Hohlleiter 2o8. Am unteren Ende des Stückes
21z ist ein Kurzschlußkolben 2i¢ vorgesehen; dessen Lage im Stück einstellbar ist.
Das Stück 21.2 kann vorzugsweise ebenso ausgeführt sein wie .der Hohlleiter 2o8.
Die Einstellung der Lage des Kolbens 21¢ bestimmt offensichtlich die Phase der Reflexion
und erlaubt damit die Einstellung der Bedingung für maximale Kompression, -d. h.
die reflektierte Welle ist tann in Gegenphase mit dem Oszilatorausgäng. Das Dämpfungsglied
bildet das geeignete Mittel zur Regelung der Amplitude der stabilisierenden reflektierten
Energie: Es sei bemerkt, daß bei der Anordnung nach Fig. io -die Energie, die- an
die Belastung, d. h. an den Demoduil.ator 2o6 ;geliefert wird, nicht durch
das Dämpfungsglied 2i0 geht. Es sei ferner bemerkt, daß in der Anordnung nach Fig.
io die tatsächliche Länge .des Hohlleiters 2o8 von der Stelle aus, von der das stabilisierende
Echo bzw. die reflektierte Energie empfangen wird, jeden gewünschten Wert erhalten
kann. Sie kann größer oder kleiner sein als die Länge des Hohlleiters 202. Im allgemeinen
wird man sie größer machen: Als typisches Beispiel kann der Hohlleiter 2o2
0,30 m und der Hohlleiter 2o8 1,2 m lang ,sein. Da wir im Fall des Systems
noch Fig. io eine Spannungsquelle mit sehr schmalem Arbeitsfrequenzband stabilisieren
('im wesentlichen handelt es ,sich um eine einfache Frequenz), ist es gemäß ,dem
oben beschriebenen Prinzip der Erfindung wünschenswert, die Stabilisierungsreaktanz
in relativ großem Abstand vom zu stabilisierenden Oszidlator anzuordnen. -Wie oben
festgestellt, gestattet dies die Verwendung einer relativ kleinen Rea!ktanz (Einrichtung
212). Die Anordnung mach Fig. r0 ist insbesondere gut für,solche Systeme geeignet;
bei denen es wünschenswert ist, die stabilisierende Reaktanz in einem effektiven
elektrischen Abstand anzuordnen, der größer ist als der Abstand .der Belastung (Modu.lator
2o6) vom zu stabilisierenden Oszillator.
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Eine -geringe Abänderung des Systems nach Fig. io ist in Fig. i i
dargestellt. In Fig. i i .ist das Stück des Hohlleiters 2,12 mit veränderlicher
Länge durch einen Hohllei@teräi8 mit fester Länge ersetzt, der .an seinem unteren
Ende 22o kurzgeschlossen ist.. Zwischen das Hohlleiterstück 218 und das Dämpfungsglied
2r0 ist ein veränderlicher Phasenschieber 216 eingeschaltet, der so eingestellt
werden kann, daß das Echo vom Stück 2i8 in .die gewünschte Phasenlage zum Ausgang
des Oszillators Zoo .gebracht wird. Das Dämpfungsgl:ied 2i0 wird zusammen mit,der
Anordnung nach Fig. i i an das untere Ende des FIohlleiters 2o wie beim System nach
Fig, io angeschlossen.
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Zahlreiche ähnliche Abänderungen bei den Ausführ.
ungen
der Erfindung, wie sie chen im einzelnen geschildert werden, können vom Fachmann
gemacht werden. Zum Beispiel könnte bei dem System der Fig. 8 A und 8 B die Sonde
88 in fester Lage mit ungefähr dem gewünschten. Abstand vom Oszillato@r 8o angeordnet
werden, und es könnte ein Phasenschieber ähnlich 2r6 in Fig. ii in .den Hohlleiter
82 zwischen .der Sonde und dem Oszillator 8o eingebracht werden. Der Phasenschieber
könnte dann so eingestellt werden, daß das Echo der Sonde 8.8 die gewünschte Phasenlage
zum Oszillator 8o hat. Eine weitere Anordnung besteht darin, daß ein veränderlieher
Phasenschieber in den Hdhllleiter 3:o in Fig. i eingeführt wird, und ,daß dieser
laufend entweder von Hand oder mit Hilfe einer der zahlreichen bokannten automatischen
Kompensationsschaltungen so eingestellt wird, daß eine im wesentlichen konstante
richtige Phasenlage zwischen lern Echo. der Antenne 34 und dem Oszillator bestehen
bleibt.
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In Fig. 12 ist ein Reflexo,szillator31o dargestellt, dessen Frequenz
durch .den Generator für Modulationsspannungen26 verändert werden. kann, wobei der
Generator mit der Reflexionselektrode des Oszillators verbunden ist. Der Ausgang
des Oszillators ist über ein gerichtetes Kopplungsglied 3i2 an die Nutzbelastung
313 angeschlossen. In einem der vier Zweige des gerichteten Kopplungsgliedes ist
ein veränderliches Dämpfu:ngsglied 31q., ,ein Hohlleiterstück 315 mit einer Aus,deh.nung
von mehreren Wellenlängen und eine gleitende Kurzschlußeinrichtung bzw. ein Kolben
316 vorgesehen. Die Teile 314, 315 und 316 arbeiten in oben beschriebener Weise
zusammen, um die Linearität der Modulationskennlinie des Oszillators zu verbessern,
wobei die Kennlinie die Abhängigkeit der Modulationsfrequenz von der Modulationsspannung,
die zur Erzeugung der gegebenen Frequenz erforderlich ist, angibt.
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Der Oszillator 3I0 enthält einen Heizfaden 17, eine Kathode 18, einen
Hohlraumresonator 14 mit den elektronendurchlässigen Gittern 2o und 321 und die
Reflexionselektrode 12. Der Generator 26 für die Modulationsspannung en ist zusammen
mit einer Vorspannungsquelle 28 zwischen die Kathode 18 und die Reflexionselektrode
12 geschaltet. Eine Energiequelle 2°2 liegt zwischen der Kathode 18 und dem Hohlraumresonator
14, und eine Hei.zstromquelle 16 versorgt :den Heizfaden- 17. Eine Aus'kopplungsschleife
23 befindet sich im Hohlraumresonator 14, die über eine koaxiale Übertragungsleitung
24 an eine Sonde 25 ,angeschlossen ist, welche in das Hohlleiterstück Sag hineinreicht.
329 ist .am anderen Ende mit einem Zweig des gerichteten Kopplungsgliedes 3I2 verbunden.
Die Nutzbelastung 313 ist an einen anderen Zweig dies gerichteten Kopplungsgliedes
angeschlossen. Der letzte Zweig des Kopplungsgliedes ist über einen Hohlleiter
330 mit einem Abschluß:glied 331 verbunden.
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Die Arbeitsweise des Systems nach Fig. 12 ist folgende: Der Oszillator
31o arbeitet in bekannter Weise als Reflexoszilllator mit Veränderung der Elektronengeschwindigkeit.
Er gestattet Frequenzmodulaton:, indem durch .den Generator 26 an die Reflexionselektrode
12 veränderliche Modulat.ionsspannungen angelegt werden. Die frequenzmoduliertenAusgangsspannungen
des Oszillators werden über die Auskopplungsschleife 23, die koaxiale Leitung 24,
die Sonde 2:5, den Hohlleiter 329 und das gerichtete Kopplungsglied 3i2 an die Nutzhelastung
313 geliefert. Das gerichtete. Kopplungsglied besitzt die Eigenschaft, daß eine
an einen Zweig angelegte Welle .auf zwei andere Zweige übertragen wird. Unter der
Voraussetzung, daß diese beiden Zweige abgeglichen sind oder ein bestimmtes Impedanzverhältnis
aufweisen, wird im wesentlichen keine Übertragung auf den vierten Zweig stattfinden.
Der erste und vierte Zweig werden in diesem Fall als zueinander konjugiert bezeichnet.
Insbesondere ist das gerichtete Kopplungsglied 3i2 so ausgeführt, daß eine vom Hoh'1-leiterstück
329 an das Kopplungsglied 312 angelegte Weilt in der Hauptsache zum Dämpfungsglied
314 und zu den nachfolgenden Teilen. 315 und 3i6 übertragen wird. Ein kleiner Betrag
wird zur Belastung 313 und fast gar nichts wird zum Absehlußglied 331 übertragen,
das zum Oszillator 310 konjugiert ist. Eine vom veränder'lichenDämpfungsglied.31q.
reflektierte Welle wird in der Hauptsache auf .das Hohlleiterstück 329 und
auf den Oszillatör 310 übertragen. Ein: kleiner Betrag geht zum Abschlußglied
331 und fast gar nichts zur Belastung 313, wobei der Kreis 31q., 315, 3i6 konjugiert
zur Belastung 313 ist. Das gerichtete Kopplungsglied koppelt also den Oszillator
31o lose an die Belastung 313, wobei der Kreis 31q., 315, 316 vornehmlich
die Arbeitsweise des Oszillfatörs regelt. Die Belastung 313 hat relativ geringe
Wirkung auf den Oszillator. Außerdem ist die Belastung davor geschützt, eine wesentliche
reflektierte Welle vom Kreis 314, 315, 316 zu empfangen. Die Modulationskenrulinie
des Oszillators 310 kann durch Einstellung des veränderlichen Dämpfungsgliedes 314,
der Länge des Leitungsstücks 315 und der Stellung des Kolbens bzw. des veränderlichen
Kurzschlußelementes 3i6 sehr linear gemacht werden.
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Die Erfindung kann- bei jedem frequenzmodulierten System. verwandt
werden, bei dem die Oszillatorfrequenz einen Frequenzbereich bestreicht und bei
dem der Oszillator die beiden folgenden Forderungen. erfüllt: i. Die Oszi'llatorfrequenz
hängt von der Impedanz ab, auf die der Oszillator arbeitet.
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2. DieFrequenzmodulationskennlinie istanbeiden Seiten der Mittelfrequenz
des Arbeitsbereichs entweder steiler oder weniger steil.
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Die Kombination des veränderlichenDämpfungsgliedes 314 mit dem veränderlichen
Kurzschlußelement 3 r6 ergibt am Ausgang des Oszillators 310 eine Impedanz, die
im allgemeinen eine Fehlanpassung darstellt; und die in der Amplitude mit Hilfe
des Dämpfungsgliedes und in der Phase durch die Stellung des Kurzschlusses eingestellt
werden kann. Eine Änderung der Stellung des Kurzschlusses von einer halben Wellenlänge
gestattet
die Einstellung der Phase der Fehlanpassung- auf jeden
möglichen Wert.
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Die Anzahl der Wellenlängen zwischen dem Oszillator und dem Kurzschluß
muß in Rechnung gestellt werden, jedoch hat sich gezeigt, daß sie in ihrer Wirkung
auf die Linearität der Modulationskennlinie nicht sehr kritisch ist. Für Reflexoszillatoren,
die im 4ooo-MHz-Bereich arbeiten, hat sich eine Länge des Leiters 3r5: von 1,3 bis
2,7 m als geeignet erwiesen. Es hat sich außerdem gezeigt, daß im Dämpfungsglied
314 für kürzere Längen des Hohlleiters 315 eine geringere Dämpfung erforderlich
ist.
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Man kann ferner die Hohlleiter in Fig. 12 ganz oder zum Teil durch
koaxiale Übertragungsleitungen ersetzen. Kombinationen von Hohlleitern und koaxialen
Kabeln haben sich für den Aufbau der Einrichtung als geeignet erwiesen.
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Man erhält die optimale Einstellung der Linearitat der Modulatiönskennlinie
durch Betätigung des veränderlichen Dämpfungs-gliedes 314 und des Kolbens 316, insbesondere
wenn man ein Linearitätseichmaß verwendet.
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Es sei bemerkt, daß das in Fig. 8A dargestellte System eine Abänderung
des Systems nach Fig. 12 ist; bei dem im wesentlichen die gesamte Ausgangs-Leistung
des Oszillators an .die Nutzbelastung geliefert werden soll. Um dies zu :erreichen,
stellt die Leistung eine größere Impedanzforderung an die Belastung als beim System
der Fig. 12, wo der Oszillator 8o unmittelbar an den Hohlleiter 82 ohne ein gerichtetes
Kopplungsglied oder eine ähnliche Einrichtung angeschlossen ist und wo die verschiebbare
Einrichtung 88, die zur Einführung einer stehenden Welle dient, mit- einem
Abstand von mehreren Wellenlängen vom Oszillator zwischen diesem und der brauchbar
angepassten Belastungsimpedanz, dem gezeichneten Hornstrahler 84, im Hohlleiter
angebracht ist.
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Die Fig. 13 bis 17 sollen zur theoretischen Erklärung der Arbeitsweise
des Ausführungsbeispiels der Fig: 1ä dienen: Fig. 13 zeigt die Modulationskennlinie
eines Reflexoszillators, der auf eine angepaßteBelastungsimpedanz arbeitet. Auf
der Abszisse ist die Spannung der Reflexionselektrode aufgetragen. Die senkrechten
parallelen Linien begrenzen den normalen Arbeitsbereich des Oszillators bei Frequenzmodulation.
Auf der Ordinate ist die Frequenz aufgetragen, z. B. in Megahertz.
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Die Kennlinie 341 ist eine Kurve mit einem Wendepunkt 342, zu dem
sie etwa symmetrisch verläuft, wobei die Frequenz annähernd eine ungerade Funktion
'der Spannung der Reflexionselektrode ist. Eine theoretische lineare Kennlinie 343
ist zum Vergleich strichpunktiert mit eingetragen.
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Fig. 14 zeigt die Modulationsempfindlichkeit der Kurve in: Fig. 13.
Die Empfindlichkeitskurve 344 stellt die relative Neigung der Kurve 341 in Abhängigkeit
von der Spannung der Reflexionselektrode in Megahertz pro Volt dar. Die Kurve 344
ist offensichtlich eine Kurve zweiten, Grgdes, z: B. eine Parabel. Sie hat im Mittelbereich
ein Minimum. Zum Vergleich gibt die strichpunktierte waagerechte Linie 345 die Modulationsempfindlichkeit
der theoretischen linearen Kennlinie 343 an, Fig. 15 zeigt die Wirkung von Impedanzfehlanpassungen
auf die Modulationsempfindlichkeit, wenn die Fehlanpassung einige Wellenlängen vom
Oszillatör entfernt angebracht ist. Der Effekt ist als Änderung des Wertes in Megahertz
pro Volt dargestellt: Die Kurven sollen die tatsächlich vorhandenen Wirkungen qualitativ
darstellen. Die Kurve 346 zeigt den Effekt ahne Fehlanpassung. Sie ist zum Vergleich
eingetragen. Die Kurve 347 stellt eine geringe Fehlanpassung dar, deren Betrag nicht
so groß ist, daß die Krümmung der Kennlinie 344 in Fig. 14 kompensiert wird. Die
Kurve 348 stellt den optimalen Wert der Fehlanpassung dar, der die Krümmung der
Kurve 344 in: großem Maß kompensiert. Kurve 349 stellt eine Fehlanpassung dar, die
zu groß ist, um maximale Kompensation zu bewirken. Kurve 350 stellt eine
Fehlanpassung mit der gleichen Amplitude wie bei Kurve 348 dar, jedoch mit einer
anderen Phaseneinstellung, die eine optimale Kompensation verhindert, da die maximale
Korrektur nicht in der Mitte des Bereichs auftritt.
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Fig. 16 zeigt die Wirkung der Vereinigung der Korrekturkurven 346
bis 350 mit der unkompensierten Empfindlichkeitskurve 344 in Fig. 14. Die
Kurven 344 und 346 ergeben 354 die gegen 344 unverändert ist. Die Kurven 344 und
347 ergeben 352. Die Amplitude ist nicht voll korrigiert, die Phaseneinstellung
ist richtig. Die Kurve 353 zeigt optimale Kompensation. Sie entsteht durch Vereinigung
der Kurven 3q:4 und 348. Die Kurve 354 zeigt amplitudenmäßig Überkorrektur bei richtiger
Phaseneinstellung; während die Kurve 355 richtige Amplitudeneinstellung bei falscher
Phaseneinstellung .darstellt: Fig. 17 zeigt die Modulationskennlinie 356, die man
erhält, wenn der Oszillator auf die optimale Impedanzfehlanpassung arbeitet. Es
ergibt sich eine im wesentlichen lineare Beziehung zwischen Frequenz und Spannung
der Reflexionselektrode.
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Die Anordnung der Fig. 12 kann dadurch abgeändert werden, daß man
die Einrichtung 88 zur Einführung einerstehenden Welle einsetzt; um die Funktion
des veränderlichen Dämpfungsgliedes 314 und des Kolbens 316 zu übernehmen. Die Einrichtung
88 wird im Hohlleiterstück 315 etwa an der Stelle angebracht, die der Kolben 316
einnahm. Das Hählleiterstück 315 wird hinter der Einrichtung zur Einführung der
stehenden Welle mit einer angepaßten Belastung abgeschlossen.
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Die Gesamtlänge der Übertragungsleitung, die zwischen dem Oszillator
310 und dem Kolben 316 bzw. zwischen dem Oszillätor und der Einrichtung 88
erforderlich ist, hängt von dem Grad der Abweichung des Oszillators von der Lineärität
ab. Diese Frage soll an Hand der Fig. 13 bis 17 erklärt werden. Je größer die Krümmung
der Kurve 344 in Fig. 14 ist, um so größer muß die Krümmung der Kompensationskurve
inFig.15 sein. Im allgemeinen
ist die Krümmung ungefähr proportional
der Länge der Leitung und der Größe der Fehlanpassung. Die Kurve 348 wird erreicht
mit einer mehrere Wellenlängen längeren Leitung und kleinerer Fehlanpassung oder
mit einer mehrere Wellenlängen kürzeren Leitung und größerer Fehlanpassung. Wenn
die Leitung zu kurz ist,- ist eine sehr große Fehlanpassung nötig, welche die Ausgangsleistung
des Oszillators verringern kann und den Ausgang leicht instabil machen kann. Wenn
die Leitung extrem lang ist, entsteht eine Kurve wie bei 357, die offensichtlich
nicht die verlangte Form hat. Die Leitung soll also lang genug sein, daß die verlangte
Form bei mittelmäßiger Fehlanpassung entsteht, jedoch nicht so lang, daß Wendepunkte
bei der Kurve innerhalb des Arbeitsbereichs auftreten.
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Die Längsstellung des Kolbens 316 bzw. der Einrichtung 88 hat keine
wesentliche Wirkung auf die Form der Kompensationskurve, jedoch bestimmt sie die
Stelle der größten Kompensation. Sie ist durchaus kritisch, wie man beim Vergleich
der Kurven 353 und 355 sehen kann, die Kolbenstellungen entsprechen, welche etwa
um ein Achtel Wellenlängen verschieden sind.