DE730676C - Verstaerker mit im Nutzfrequenzbereich negativer Rueckkopplung - Google Patents

Description

In Verstärkereinrichtungen kann bekanntlich eine weitgehende Linearisierung erreicht werden, wenn der betreffende Verstärker für seine Nutzfrequenzen negativ rückgekoppelt wird. Zu diesem Zweck wird der Ausgang des Verstärkers über einen Rückkopplungsweg mit seinem Eingang verbunden, so daß der gesamte entstehende Rückkopplungskreis sich aus der Reihenschaltung dieses Rückkopplungsweges mit dem eigentlichen Verstärkungsweg innerhalb des Verstärkers zusammensetzt. Die linearisierende Wirkung wird nun meistens dazu benutzt, das Übertragungsmaß des Verstärkers mit einer dem Rückkopplung^- oder Linearisierungsfaktor des Rückkopplungskreises entsprechenden Annäherung hinsichtlich der linearen und nichtlinearen Eigenschaften dem reziproken Übertragungsmaß des Rückkopplungsweges anzu-

gleichen. Je nach der verwendeten Schaltung wird mittels der Linearisierung bezweckt,

z. B. dem Verstärker einen vorgegebenen Frequenz- und Phasengang bei ebenfalls wählbarer Nichtlinearität· zu erteilen oder auch den Klirrfaktor, die Einschwingdauer oder den Störpegel des Verstärkers, gegebenenfalls in Abhängigkeit von der Frequenz, um entsprechende Beträge herabzusetzen. Ferner kann bekanntlich der Rückkopplungsweg auch so an den Ausgang des Verstärkers angeschlossen werden,, daß nur die Zerr- und Störschwingungen oder allgemein die durch eine Abweichung von einer gewollten Gesetzmäßigkeit des Verstärkers bedingten Schwingungen gewöhnlich mittels eines besonderen 35, im Rückkopplungsweg angeordneten Linearisierungsverstärkers negativ rückgekoppelt werden. Insbesondere bei dieser letzten Variante einer Verstärkereinrichtung mit negativer Rückkopplung bezweckt man mit der Linearisierung häufig die durch zeitlich unkonstante Schaltelemente, ζ. B. der Ver-

stärkerröhren, der Anoden- und Heizspannungsquelle u. dgl., verursachten Schwankungen in der Betriebsverstärkung um einen dem Lmearisierungsgrad entsprechenden "Faktor zu vermindern. Bei allen solchen negativ rückgekoppelten Yerstärkereinrichtungen ist die Linearisierung hinsichtlich der angestrebten Wirkungen um so besser, je höher der Betrag iles Übertragungsmaß« des gesamten Rückkopplungskreises oder, mit anderen Worten, der Betrag des Rückkopplungsfaktors für die negative Rückkopplung der Xutzfrequenzen gewählt wird.

Bei der praktischen Anwendung der Ver-'5 stärker mit negativer Rückkopplung für die Xutzfrequenzen wird nun in üblicher Weise vorausgesetzt, daß der rückgekoppelte Verstärker frei von instabilen Betriebsbedingungen sein soll, weil andernfalls eine Selbsterregung auf einer im allgemeinen außerhalb dss Bereiches der Xutzfrequenzen liegenden Frequenz einsetzt. Durch die Aufschaukelung der selbsterregten Schwingung wird, abgesehen von der erzeugten Störfrequenz, nicht nur der Verstärker in unzulässiger Weise ausgesteuert, sondern auch für die Xutzfrequenzen praktisch unbrauchbar gemacht, so daß demzufolge auch die linearisierende Wirkung mindestens stark beeinträchtigt oder überhaupt verhindert wird. Insbesondere bei sehr hoch zu linearisierenden Verstärkern, bei welchen also der Betrag des Rückkopplungsfaktors auch sehr hoch sein muß und sich daher der Rückkopplungskreis meistens, über eine größere Anzahl Verstärkerstufen erstreckt, sind solche Instabilitäten wegen der unvermeidlichen Phasendrehungen der Kopplungselemente zwischen den Verstärkerstufen außerordentlich schwer zu verhindern.

Man hat bekanntlich zur Vermeidung der Instabilitäten das Übertragungsmaß des Rückkopplungskreises so gestaltet, daß seine Ortskurve in der komplexen Ebene die reelle positive Achse nur bei Werten schneidet, die kleiner als 1 sind. Will man diese Bedingung bei mehr als zwei in Kaskade arbeitenden Koppelnltern der üblichen Bauart, die zwischen den Verstärkerstufen liegen, erfüllen, dann ist dies bekanntlich nur möglich, wenn der Dämpfungsanstieg dieser Filter gestaffelt wird. d. h. bei verschiedenen Frequenzen einsetzt. Die solcherart hervorgerufene Verbreiterung des zu verarbeitenden Frequenzbandes an der oberen wie auch an der unteren Grenze des Bereiches der Xutzfrequenzen steigt dabei für einzelne Verstärkerstufen mit dem Betrag des Rückkopplungsfaktors, welcher für die Xutzfrequenzen erzielt werden soll. Die Verbreiterung des Frequenzbandes an der unteren Grenze der Xutzfrequenzen ist wegen des erforderlichen Mehraufwandes an Entkopplungselementen besonders unerwünscht und setzt häufig sehr konstante Betriebsspannungen für die Verstärkerstufen voraus. An der oberen Grenze der Xutzfrequenzen führt hin-I i,egen die Verbreiterung des Frequenzbandes I' wegen der schädlichen Kapazitäten, hauptsächlich bei Breitbandverstärkern, zu einer untragbaren Beeinträchtigung der in den Yerstärkerstufen erzielbaren Verstärkung. λ V eil 7« bei hoher Linearisierung öfter eine gesamte Verbreiterung des Frequenzbandes etwa um den Faktor 50 bis 100 notwendig ist, um die verlangte Ortskurve zu erhalten, welche die reelle positive Achse innerhalb des Punktes 1 schneidet, erscheint fliese Methode der gestaffelten Koppelfilter nur für geringe Linearisierungen gangbar.

Durch Verwendung" von Koppeltiltern mit minimaler Phasendrehung kann zwar bekanntlich die Verbreiterung des Framenzbandes etwa auf die Hälfte vermindert wer- ! den. Eine'wirksame Linearisierung bereitet ■ dabei aber trotzdem namentlich bei Breitj bandverstärkern große Schwierigkeiten.

j Eine weitere bekannte Methode stützt sich j darauf, daß die Ortskurve des Übertragungs- ! maßes des Rückkopplungskreises die positive reelle Achse auch bei Werten schneiden darf, lie größer als 1 sind, ohne daß Instabilitäten 9" auftreten, wenn ein im Punkt 1 auf der reellen positiven Achse verankerter Vektor beim Durchlaufen der Ortskurve sich in dem von ο bis 00 erstreckenden Frequenzbereich um insgesamt nicht mehr als den Winkel ο dreht. Es sind also Ortskurven zugelassen, welche die positive reelle Achse in Form von Ausbuchtungen überschreiten dürfen, die jedoch gänzlich jenseits des Punktes ι, ο zu verlaufen haben. Es ist bekannt, daß sich unter Verwendung entsprechender Filter, deren Kennzeichnung zur Erzeugung solcher Ortskurven im wesentlichen darin besteht, daß die Dämpfung außerhalb ihres Durchlaßbereiches nicht dauernd zunimmt, sondem wieder einem konstanten Endwert zustrebt, hocblinearisierte Verstärkereinrichtungen bauen lassen, die von den obengenannten Nachteilen, welche die Methode der Staffelung mit sich bringt, weitgehend frei sind. Bei solchen Verstärkern tritt jedoch eine neue Erscheinung auf, welche sich auf die betriebsmäßig" erzielbare Linearisierung störend auswirkt. Obwohl die Instabilitäten beim Leerlauf des Verstärkers und bei geringen zu verstärkenden Wechsel spannungen vermieden sind, ergeben sich für die volle Ausnutzung des Verstärkers, bei der z. B. wesentliche Übersteuerungen hauptsächlich der letzten Stufe kaum zu vermeiden sind, schwerwiegende Nachteile. Bei einer Übersteuerung sinkt nämlich die momentane Verstärkung

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stark ab, so daß dann die Ortskurve des Übertragungsmaß es im Rückkopplungskreis den Punkt ι einschließt bzw. die Ausbuchtungen über .der reellen positiven Achse diesseits und jenseits des Punktes ι zu liegen kommen. Da? Resultat hiervon ist, daß der Verstärker manchmal schon bei geringer Übersteuerung sich gewöhnlich auf einer hohen Frequenz selbst erregt und .daher die linearisierende to Wirkung· gerade dann beeinträchtigt wird, \venn sie eigentlich zur Vermeidung eines zu hohen Klirrfaktors voll zur Anwendung kommen sollte. Ähnlich verhält es sich, wenn die linearisierende Wirkung dazu -dienen soll, die «5 Betriebsverstärkung möglichst unabhängig von äußeren Einflüssen zu halten. Auch diese angestrebte Wirkung wird nur bis zu einem gewissen Grade erreicht, weil beispielsweise infolge von Änderungen der Speisespannung eine Absenkung der Verstärkung innerhalb des Rückkopplungskreises ebenfalls zu instabilen Zwischenbereichen führen kann, in denen die Linearisierung wegen der Aufschaukelung von selbsterregten Schwingungen beeinträchtigt wird. Bei der praktischen Ausführung von Verstärkern nach dieser letzten Methode ergeben sich somit ebenfalls viele - Mängel, welche verhindern, daß die durch die Linearisierung erreichbaren Vorteile hinreicbend ausgenutzt werden können.

Ferner ist bekannt, die Verstärkereinrichtung in eine Anzahl für sich selbst negativ rückgekoppelter Einheiten aufzulösen, diese Einheiten in Reihe zu schalten und mittels eines gemeinsamen äußeren, ebenfalls für negative Rückkopplung ausgebildeten Rückkopplungsweges zusammenzufassen. Abgesehen davon, daß eine solche Auflösung in einzelne Verstärker einen beträchtlichen Aufwand an Schaltelementen und Verstärkerstufen verlangt und bei einer solchen Einrichtung die Instabilitäten bei jedem der einzelnen Verstärker verhindert werden müssen, gibt diese Anordnung keinerlei neue Gesichtspunkte, um die Instabilitäten allgemein und insbesondere im gemeinsamen äußeren Rückkopplungskreis zu umgehen. Auch weitere Methoden, die sich im wesentlichen auf Kombinationen der bekannten Möglichkeiten zur Vermeidung von Instabilitäten beziehen, haben grundsätzlich die bereits genannten Nachteile zur Folge. In den bekannten über mehrere Stufen linearisierten Verstärkereinrichtungen müssen zudem bei der Ausbildung des Rückkopplungskreises die elektrischen Eigenschaften des an den Verstärker angeschlossenen Verbraucherwiderstandes und des inneren Widerstandes der Spannungsquelle, deren Wechselspannungen verstärkt werden sollen, berücksichtigt werden, um die Instabi litäten zu vermeiden. Es ist daher im allgemeinen nicht möglich, ohne verwickelte rjmschaltvorriehtungen das Verhältnis von Strom- und Spannungsrückkopplung wahlweise zu ändern und das Anpassungsverhältnis der Ein- und Ausgangswiderstände einstellbar zu gestalten oder auch den Verbraucher und die Wechselspannungsquelle gegen solche mit wesentlich abweichendem Wechselstromwiderstand zu vertauschen, weil für derartige Betriebsbedingungen die Phase des Übertragungsmaßes im Rückkopplungskreis um wenigstens + 90⁰ schwanken kann. Infolge solcher Mangel vermögen linearisierte Verstärker trotz ihrer Vorteile die nichtlinearisierten Verstärker noch nicht überall zu ersetzen.

Die vorliegende Erfindung bezweckt, diese kurz geschilderten Unzulänglichkeiten der üblichen Verstärker mit negativer Rückkopplung zu beseitigen, und geht davon aus, daß zur Erzielung hochlinearisierter Verstärker, bei denen sich ein Rückkopplungskreis normalerweise über eine größere Anzahl von Verstärkerstufen erstreckt, nicht, wie man bisher angenommen hatte, die Instabilitäten an sich verhindert werden müssen, sondern daß diese sogar zugelassen werden können, wenn nur ihre schädlichen Auswirkungen, die sich vor allem in der unerwünscht starken Beeinträchtigung der linearisierenden Wirkung äußern, behoben werden. Die Erfindung betrifft einen Verstärker mit im Netzfrequenzbereich negativer Rückkopplung. Gemäß der Erfindung wird bei einem derartigen Verstärker das Übertragungsmaß eines oder mehrerer Rückkopplungskreise durch eine außerhalb des Nutzfrequenzbereiches liegende Hilfsfrequenz in solchem Maße periodisch geändert, daß keine Selbsterregung des \^rerstärkers über den Rückkopplungskreis eintritt. Dabei ist es grundsätzlich möglich, in der Y'erstärkereinrichtung nur einen einzelnen Rückkopp hingskrei s periodisch zu ändern oder, wenn es notwendig erscheint, den Erfindungsgedanken gleichzeitig auch auf zwei oder mehrere Rückkopplungskreise innerhalb der Einrichtung anzuwenden. Durch die erfindungsgemäße periodische Änderung des Übertragungsmaß es kann allgemein jeder zur negativen Rückkopplung dienende'Rückkopplungskreis von den unerwünschten Auswirkungen der Instabilitäten befreit werden.

Es sind zwar Einrichtungen bekannt, bei denen zur Vermeidung von Selbsterregung Verstärker in periodischer Folge außer Betrieb gesetzt werden. Es handelt sich dabei um Zweiwegverstärker, die zur gleichzeitigen Verstärkung in beiden Richtungen einer Übertragungsleitung in raschem Wechsel nachein- 12a ander wirksam werden. Dabei ist stets dann, wenn der Verstärker für die eine Übertra-

gungs.richtung wirksam ist, derjenige für die Gegenrichtung unwirksam gemacht. Der Einfluß des hier vorhandenen Rückkopplungsweges soll damit zwecks Unterdrückung der S Pfeifneigung ausgeschaltet werden. Es handelt sich dabei j edoch nicht um eine der Linearisierung dienende negative Rückkopplung. Es sind auch Einrichtungen bekannt, bei welchen zur Verhinderung akustischer Rückkopphingen in Lautsprecheranlagen entweder Mikrophone, Lautsprecher oder Zwischenwände periodisch bewegt werden oder gemäß einem anderen Vorschlage der Rückkopplungskreis durch einen rotierenden Phasenumschalter beeinflußt wird, wodurch der Phasenwinkel des unerwünschten akustischen Rückkopplungskanäls periodische Änderungen erfährt. Eine linearisierende Wirkung einer solchen Rückkopplung liegt aber auch hier nicht vor, ^ao zumal der Phasenwinkel des Rückkopplungskanals, welcher bei der erstgenannten Anordnung im wesentlichen durch eine Laufzeit bestimmt ist, in starkem Maße frequenzabhängig ist. Durch die periodischen Änderun- *5 gen des Phasenwinkels um gewisse Beträge entsteht lediglich ein Rückkopplungs faktor vom Mittelwert o, wodurch unerwünschte Selbsterregungen von Schwingungen vermieden, aber keine linearisierenden Wirkungen erreicht werden können.

Bei der erfindungsgemäßen Verstärkungseinrichtung ist die Rückkopplung im Nutzfrequenzbereich negativ. Erst diese negative Rückkopplung in Verbindung mit einer periodischen Änderung des Übertragungsmaßes des Rückkopplungskreises bewirkt die gewünschte Linearisierung unter Vermeidung einer Selbsterregung von Rückkopplungsschwingungen.

In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes schematisch wiedergegeben, und zwar zeigt Fig. 1 ein Blockschaltbild einer negativ rückgekoppelten Verstärkereinrichtung mit periodisch veränderlichem übertragungsmaß innerhalb eines einzelnen Rückkopplungskreises, während in Fig. 2 eine in weitere Einzelheiten gehende Ausführungsform eines dreistufigen Verstärkers nach der Erfindung' angegeben ist. Die in Fig. 1 und 3 wiedergegebenen Ausführungsbeispiele werden nachfolgend an Hand der graphischen Darstellimgen in den Fig. 3 bis 6 näher erläutert.

Die Verstärkereinrichtung nach Fig. 1 besteht im wesentlichen aus zwei hintereinandergeschalteten Teilverstärkern V₁, V₂, welche über einen gemeinsamen Rückkopplungsweg, der sich hier aus dem Ausgangsnetzwerk N_a, dem Rückkopplungskanal / und dem Ein- «angsnetzwerk Λ\.' zusammensetzt, für den Bereich der Nutzfrequenzen negativ rückgekoppelt sind. Das Ausgangsnetzwerk iV_a kann dabei mit einem an die Ausgangsklemmen a angeschlossenen Verbraucher in an sich bekannter Weise ein Brücken-T-Glied oder ein Kreuzglied bilden, um eine kombinierte negative Stromspannungsrückkopplung zu erzielen. In entsprechender bekannter Weise ist es möglich, daß das Eingangsnetzwerk N_e in Verbindung mit dem inneren Widerstand der die zu verstärkenden Wechselspannungen liefernden Spannungsquelle ebenfalls ein Brücken-T-Glied oder ein Kreuzglied darstellt, so daß der wirksame Eingangswiderstand der Verstärkereinrichtung durch die negative Rückkopplung passende elektrische Eigenschaften erhält. Diese beiden Netzwerke dürfen in bekannter Weise auch so ausgeführt sein, daß das Übertragungsmaß des aus den Schalteinheiten N_a, f, N_c, V₁, N und V., gebildeten Rückkopplungskreises möglichst unabhängig von den Wechselstromwiderständen des angeschalteten Verbrauchers und der die zu verstärkenden Wechselspannungen liefernden Spannungsquelle bleibt. Im Rückkopplungsweg / können ferner, wie bekannt, dem A'erwendungszweck der linearisierenden Wirkung entsprechende, jedoch aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht eingezeichnete Filter, Verstärker oder Dämpfungsglieder vorhanden sein. Zur periodischen Änderung des Rückkopplungskreises ist das Netzwerk Λ^Γ vorgesehen, dessen Übertragungsmaß wegen der zur Anwendung kommenden hohen Hilfsfrequenzen am besten mittels elektrischer Wechselspannungen gesteuert wird, die einem besonderen, auf der verlangten Hilfsfrequenz schwingenden Oszillator 0 entnommen sind. Wie in Fig. 1 angegeben ist, wird aus noch zu erläuternden Gründen das Netzwerk N in 10c den Rückkopplungskreis derart eingefügt, daß es auch gleichzeitig einen Teil des eigentlichen Verstärkungsweges N_e, V₁, N, V₂, N₁₁ bildet.

Weitere Einzelheiten für eine beispielsweise Ausführung einer Verstärkereinrichtung· nach dem Blockschaltbild der Fig. 1 sind unter Weglassung unwesentlidier Teile in Fig. 2 angegeben, wobei einander entsprechende Einheiten in den beiden Schaltbildern no gleiche Bezugszeichen* tragen. Die Wechselspannungsquelle, welche die zu verstärkenden Spannungen an die Eingangsklemmen e liefert, bildet mit ihrem inneren Widerstand W_e einen Teil des Brücken-T-Gliedes N_c, welches mit den Kopplungs elementen C₁ und W₁ belastet ist. Diese beiden Schaltelemente stellen die Eingangsimpadanz des Netzwerkes N dar. Es ist natürlich auch möglich, zwischen dem Netzwerk N,. und dem Netzwerk JV entsprechend der Fig. 1 einen beispielsweise zweistufigen Zwischenverstärker V_x einzuschalten.

Das Netzwerk N, dessen Übertragungsmaß im Takt der Hilfsschwingung periodisch zu ändern ist,- enthält in der wiedergegebenen einfachen Ausführungsform eine Regelheptode, in der die zu verstärkenden Spannungen an das dritte Gitter, d. h. an das Steuergitter ihres Pentodenteiles angelegt werden. Durch Veränderung der Spannung des ersten Gitters der Heptode läßt sich nun bekanntlich die Steilheit und damit die Betriebsverstärkung ihres Pentodenteiles weitgehend variieren. Wenn man daher die im Oszillator 0 erzeugte Hilfsschwingung an dieses erste Gitter legt, dann arbeitet die Heptode in Verbindung mit ihrem Anodenwiderstand in der verlangten Weise als Netzwerk mit periodisch veränderlichem Übertragungsmaß, bei welchem nunmehr im wesentlichen der Betrag des Übertragungsmaßes geändert wird, während die Phase für große Frequenzbereiche praktisch konstant bleibt. Die am Anodenwiderstand W₅ der Heptode R₁ verstärkt zur Wirkung kommenden Wechselspannungen werden nun durch eine übliche kapazitive Ankopplung C₂, W₂ auf den zweistufigen, ebenfalls kapazitiv gekoppelten Verstärker V₂ geführt, dessen erste Röhre R₂ als Spannungsverstärker und dessen zweite Röhre R₃ als Leistungsverstärker für die an den Eingangsklemmen e angelegten Wechselspainnungen arbeitet. Mittels der Kapazität C₆, die dem Anodenwiderstand w₅ der Heptotde parallel geschaltet ist, wird bezweckt, daß die in der Oszillatorröhre R₁ erzeugte und am ersten Gitter der Heptode wirkende Hilfsschwingung von der Anode der Röhre R₁ abgeleitet wird, so daß am ersten Gitter der Pentode R₂ im wesentlichen nur die zu verstärkenden Nutzfrequenzen anliegen. Im Bedarfsfall kann an Stelle von C₆ auch ein geeignetes Filter zwischen die beiden Röhren R₁ und R₂ gelegt werden. Von der letzten Stufe R₃ werden die verstärkten Spannungen mittels der Kopplungselemente I₁, C₄ auf das Ausgangsnetzwerk N_a und auf den an den Klemmen α angeschlossenen Verbraucher W_a übergeführt. Das Netzwerk N_a stellt ebenfalls ein Brücken-T-Glied dar, wodurch im Rückkopplungskanal im Gegensatz zur Anwendung eines Kreuzgliedes in N_a und N_e nur eine einzelne Leitung / notwendig ist, über welche nunmehr die gesamte Verstärkereinrichtung negativ rückgekoppelt· ist. Im Schaltbild der Fig. 2 sind der Übersichtlichkeit wegen die in den Anoden- und Schirmgitterstromkreisen der -Röhren R₁ bis R₄, üblichen Filterkondensatoren einschließlich weiterer Schaltelemente zur Entkopplung weggelassen. Die Erzielung der Gittervorspannungen für die Steuergitter der Verstärkerröhren ist ebenfalls nur schematisch angegeben und erfolgt hier mittels der Batterien C₁ bis e₄. Bei der praktischen Ausführung solcher Verstärkereinrichtungen hat 'es sich vorteilhaft erwiesen, sowohl die Frequenz der Hilfsschwingung als auch ihre Amplitude variabel zu gestalten. Hierzu ist der Drehkondensator c₇ vorgesehen, mit dem die Eigenfrequenz des Schwingungskreises c-, L kontinuierlich einstellbar ist. Zur Amplitudenänderung kann einerseits der verschiebbare Spannungsabgriff k zur Änderung der Anodenspannung der Oszillatorröhre i?₄ dienen oder auch der Kopplungskondensator C₃ veränderlich gestaltet werden, welcher dann mit der Eingangskapazität des ersten Gitters der Heptode einen variablen Spannungsteiler darstellt. In der wiedergegebenen Schaltung des Netzwerkes JV ist der mittlere resultierende Verstärkungsfaktor bei sonst gegebenen Betriebsbedingungen der Röhre R₁ zur Hauptsache durch die Vorspannung e₂ festgelegt, während die Größe der periodischen Änderungen um diesen Zwischenwert durch die Amplitude der an das erste Gitter angelegten Hilfsschwingung bestimmt wird. Die Grenzen, innerhalb welcher sich das Übertragungsmaß von N periodisch ändert, können also mittels der Vorspannung e₂ und der Amplitude der Hilfsschwingung beherrscht und wahlweise eingestellt oder auch verschoben werden.

Zur Erklärung der weiteren Wirkungsweise sei vorerst auf die graphischen Darstellungen der Fig. 3 bis 6 hingewiesen, in welchen das Übertragungsmaß des Rückkopplungskreises der Verstärkereinrichtung nach Fig. 2 in der komplexen Ebene R, U aufgetragen ist. Die Messung dieses Übertragungsmaßes kann in bekannter Weise so erfolgen, daß man den Rückkopplungskreis an irgendeiner Stelle, beispielsweise durch Trennen der Verbindungen 1', i" und 2', 2", aufschneidet und bei angeschlossenem Verbraucher W_a und angeschlossener, aber nicht arbeitender Wechselspannungsquelle W_e an die Punkte 1", 2" einen Meßgenerator legt. Für kleine Amplituden, welche die Röhren noch nicht übersteuern, bestimmt man dann bei einer hohen Anzahl von Frequenzen das komplexe Spannungsverhrltnis der an den Punkten 1', 2' auftretenden Spannung hinsichtlich der primären, an 1", 2" angelegten Wechselspannungen. Die so erhaltenen Werte für den Real- und Imaginärteil oder auch für den Betrag und die Phase dieses Spannungsverhältnisses, durch welches das Übertragungsmaß definiert ist, zeichnet man nun in der komplexen Ebene als Funktion der Frequenz auf und gewinnt damit die Ortskurve des Übertragungsmaßes im Rückkopplungskreis. Es sei beispielsweise angenommen, daß für den Rückkopplungskreis in Fig. 2 bei abgeschal-

tetem Oszillator 0 und bei einer betriebsmäßigen Gittervorspannung e₂, angefangen bei der Frequenz o, für fortlaufend höhere Frequenzen sich die Ortskurve G in Fig. 3 ergeben hat. Übersichtlichkeitshalber ist in Fig. 3 nur derjenige Teil der Ortskurve G angegeben, welcher sich bis zu einem Phasenwinkel von —i8o°, also bis etwa in die Mitte des Bereiches der Nutzfrequenzen erstreckt. ίο Der Teil der Ortskurve, welcher die anschließenden höheren Frequenzen des Bereiches der Nutzfrequenzen und das darüber hinausgehende Frequenzband bis zur Frequenz oo enthält, ist in Fig. 4 angegeben. Bei beiden Kurven veranschaulicht die Richtung der eingetragenen Pfeile den Gang der Ortskurve mit wachsender Frequenz. Für eine höhere negative Gittervorspannung e., am ersten Gitter der Heptode erhält man hingegen wegen der verminderten Verstärkung etwa eine Ortskurve O₁ und entsprechend für weniger stark negativ vorgespanntes Gitter eine analoge Ortskurve G₂ in der Darstellung nach Fig. 3 und 4. Da diese Änderungen des Übertragungsmaßes sich lediglich auf eine Änderung seines Betrages beschränken, gehen die Ortskurven G, G₁, G₂ durch eine konzentrische Dehnung oder Schrumpfung auseinander hervor. Dies gilt insbesondere für den Bereich der tieferen Frequenzen in Fig. 3, während für die höchsten Frequenzen in Fig. 4 der innenwiderstand der Heptode komplex wird und sich daher mit der Änderung des Betrages gleichzeitig auch eine Phasenänderung ergeben müßte, die jedoch in Fig. 4 nicht eingetragen ist. In Fig. 3 und 4 denkt man sich nun alle Ortskurven eingetragen, die den entsprechenden Vorspannungen C₂ der Heptode innerhalb des nutzbaren Regelbereiches zugeordnet sind. Unter der vereinfachenden Voraussetzung, daß der Innenwiderstand der Heptode für sämtliche betrachteten Frequenzi-n reell und gleichzeitig sehr hoch gegenüber dem Anodenwiderstand W₅ ist, liegen gleiche Frequenzen auf diesen Kurven ersichtlich auf vom Ursprung ausgehenden Radiusvektoren. So liegt beispielsweise der Bereich der Nutzirequenzen etwa zwischen den mit co_x und ω» angeschriebenen Radien. Die den Vorspannungen e.> zugeordneten Ortskurven können nun in an sich bekannter Weise auf die Existenz von Instabilitäten untersucht werden, indem man im Punkt ι, ο auf der reellen Achse einen Vektor ν drehbar verändert und seine Spitze längs der gesamten für die Frequenzen von ο bis 00 sich erstreckenden Ortskurve durchlaufen läßt. Ist der resultierende Drehwinkel des Vektors ν gleich o°, so ist die Ortskurve von Instabilitäten frei, während Winkel, die ein ganzzahliges Vielfaches von H- 360° sind, Instabilitäten der fraglichen i Ortskurve anzeigen. Beispielsweise ist die Ortskurve G₁ sowohl bei tiefen als auch bei hohen Frequenzen frei von Instabilitäten, während die Ortskurve G je eine Instabilität unterhalb und oberhalb des Bereiches der Xutzfrequenzen besitzt, so daß die Verstär-{ lagereinrichtung sich auf den Frequenzen oj_s und OL)₄ selbsterregen würde. Im Gegensatz hierzu zeigt die Ortskurve G₂ an, daß nur bei der hohen Frequenz coi eine Instabilität auftritt und die .Verstärkereinrichtung bei tiefen Frequenzen wieder stabil arbeitet.

Eg sei nun beispielsweise eine Vorspannung e., am ersten Gitter der Heptode eingestellt, welche der Verstärkereinrichtung die betriebsmäßig verlangte Gesamtverstärkung erteilt. Die entsprechende Ortskurve soll durch die Kurve G in Fig. 3 und 4 wiedergegeben sein. Ferner wird vorerst angenommen, daß die Instabilität bei der tiefen Frequenz Vj₃ nicht vorhanden ist, so daß also im Leerlauf die Verstärkereinrichtung sich auf der Frequenz <y₄ selbst erregt. Die Amplitude dieser selbsterregten Schwingung schaukelt sich auf, bis sie durch die nichtlinearen Teileder Kennlinie der Röhre i?₈ begrenzt wird, welche in den üblichen Verstärkern immer zuerst übersteuert wird. Legt man nun an die Eingangsklemmen Wechselspannungen an, dann ergibt sich, daß eine wirksame Verstär- ■ kung und Leistungsabgabe an den A>erbraucher W₁₁ für diese Wechsel spannungen wegen der selbsterregten Störschwingung α>₄ nicht mehr möglich ist und folglich auch die 9^S linearisierende Wirkung der negativen Rückkopplung nicht in üblichem Maße zur Geltung kommt. Jetzt schaltet man den Oszillator O ein und wählt mit I₂, C₇ eine außerhalb des Bereiches der Nutzfrequenzen liegende Hilfsfrequenz, deren Frequenz beispielsweise größer als ω₂ sein möge. Man beginnt zunächst durch geeignete Einstellung von C₃ und k mit geringen Hilfsschwingungsamplituden am ersten Gitter der Heptode. Das Resultat i°5 ist gewöhnlich eine Modulation der selbsterregten Schwingungen ω₄ im Takt der Hilfsfrequenz, bei der die maximalen Amplituden etwa gleichbleiben wie bei nicht vorhandener Hilfssehwingung, während in den Modulationstälern die Amplitude der selbsterregten Schwingungen mit wachsender Amplitude der Hilfsfrequenz dauernd abnimmt. Von einer bestimmten Hilfsfrequenzamplitude an wird die selbsterregte Schwingung o>₄ periodisch gänzlich unterbrochen und schwingt innerhalb jeder Periode der Hilfsschwingung von neuem auf. Gleichzeitig sinkt die maximale Amplitude der selbsterregten Schwingung W₄, und es kann durch eine entsprechend hohe Amplitude der Hilfsschwingung erreicht werden, daß die resultierende Maximalampü-

tude der periodisch sich aufschaukelnden selbsterregten Schwingungen co₄ nahezu beliebig klein, z. B. kleiner als einige Zehntelvolt am Gitter der Röhre R_s bleibt. Legt man _t 5 nun unter diesen Betriebsbedingungen die betriebsmäßig zu verstärkenden Wechselspannungen an die Eingangsklemmen e des Verstärkers an, dann stellt man fest, daß gleichzeitig mit der beschriebenen kontinuierlichen Ό Erhöhung der Hilfsfrequenzamplitude die Verstärkereinrichtung trotz der immer noch vorhandenen selbsterregten Schwingung in der gewünschten Weise als linearisierter Verstärker zu arbeiten beginnt. Bei den angegebeiien noch verbleibenden geringen Maximalamplituden der selbsterregten Schwingung ist eine nennenswerte Beeinträchtigung der linearisierenden Wirkung und der Gesamtverstärkung nicht mehr festzustellen. Außerdem kann man die periodisch auf unschädliche Amplituden sich aufschaukelnde Störschwingungcü₄ durch geeignete Wahl der Frequenz der Hilfsschwingung auch gänzlich unterdrücken, so daß allfällig noch verbliebene unerwünschte Auswirkungen der Selbsterregung restlos beseitigt werden. Hat man nämlich eine Hilfsfrequenz gefunden, bei der die· Selbsterregung der Verstärkereinrichtung in der beschriebenen unschädlichen Weise stattfindet, dann wird bei einer kontinuierlichen Vergrößerung der Hilfsfrequenz bei etwa gleichbleibender Amplitude derselben beobachtet, daß abwechselnd Gebiete auftreten, in denen eine Selbsterregung überhaupt nicht mehr erfolgt. Häufig wird ein solches verhältnismäßig breites Gebiet vorhanden sein, wenn die Frequenz der Hilfs.-schwingung nur noch wenig tiefer, beispielsweise nur um einige Oktaven tiefer ist als die Frequenz der selbsterregten Schwingung. Es wurde nun gefunden, daß zur Erzielung der unschädlichen Selbsterregung und auch zur gänzlichen Unterdrückung derselben bei einer unterhalb der Selbsterregungsfrequenz liegenden Hilfsfrequenz es vorteilhaft ist, die Grenzen der periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes derart anzusetzen, daß wenigstens einmal während einer Periode der Hilfsschwingung eine momentane Ortskurve existiert, welche stabil ist. Es ist, mit anderen Worten, die Amplitude der Hilfsschwingung am ersten Gitter der Heptode so hoch zu wählen, daß in Fig. 4 die nur noch momentan festgelegte und als solche natürlich nicht mehr in der früher angegebenen Weise meßbare Ortskurve im Rhythmus der Hilfsfrequenz dauernd beispielsweise das Gebiet zwischen den eingezeichneten festen Ortskurven G und G₁ ader* G₂ und G₁ durchläuft.
Etwas andere Bedingungen erhält man, wenn die Frequenz der Hilfsschwingung nicht wie"bisher tiefer, sondern höher als die Frequenz der sich selbsterregenden Schwingung ci>₄ ist. Bei kontinuierlich, wachsender Amplitude der Hilfsschwingung am ersten Gitter der Heptode erhält man nicht eine Modulation und anschließend eine periodische Unterbrechung der selbsterregten Schwingung·, sondern einfach eine ebenfalls kontinuierliche Amplitudenaibnahme derselben. Auch hier ist es möglich, die Amplitude dieser jetzt dauernd vorhandenen selbsterregten Schwingung so weit zu reduzieren, daß die linearisierende Wirkung nicht mehr beeinträchtigt wird und die Verstärkereinrichtung für Signale im Bereich der Nutzfrequenzen durchaus in der \^rerlangten Weise arbeitet. Zur Realisierung dieser Betriebsbedingung ist es im Gegensatz zu früher nicht unbedingt notwendig, daß die momentane Ortskurve während einer Periode der Hilfsschwingung wenigstens einmal stabil sein muß. Diese Forderung kommt erst dazu, wenn durch weitere Vergrößerung der Amplitude der höherfrequenten Hilfsschwingung die selbsterregte Schwingung gänzlich unterdrückt werden soll. Für genügend hohe Hilfsschwingungsamplitude findet diese Unterdrückung der Selbsterregung im allgemeinen bei sämtlichen Hilfsfrequenzen statt, die wesentlich höher als die Selbsterreigungsfrequenz ω₄ sind.

In entsprechender Weise könnte nun mittels einer weiteren, beispielsweise unterhalb der unteren Grenze CO₁ der Nutzfrequenzen liegenden Hilfsfrequenz versucht werden, die Aufschaukelung zu starker Schwingungen mit der tiefen Frequenz co₃ in Fig. 3 zu unterbinden. Eine Hilfsfrequenz, die unterhalb des Bereiches der Nutzfrequenzen liegt, gibt aber zu Störungen Anlaß, wenn wie in Fig. 2 die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes sich in einer periodischen Änderung seines Betrages auch für die Nutzfrequenzen äußern. Es wird daher vorzugsweise zur Vermeidung einer unzulässigen Aufschaukelung der Frequenzen co₃ und a>₄ nur eine einzelne Hilfsschwingung vorgesehen, deren ■ Frequenz oberhalb des Bereiches der Nutzfrequenzen liegt und deren Amplitude so groß ist, daß die bisher angegebenen Bedingungen no für diese beiden Frequenzen co_s und ω₄ gleich- ' zeitig erfüllt sind. Wenn man also beispielsweise eine Hilfsschwingung nimmt, deren Frequenz zwischen Co₂ und Co₁ liegt, und dafür sorgt, daß die momentane Ortskurve in Fig. 3 ¹¹S und 4 etwa zwischen den Kurven G₁ und G oder G₁ und G₂ hin und her pendelt, so wird ersichtlich die Selbsterregung von ω₃ ganz unterdrückt, während sich für die Frequenz ω₄ je nach der Einstellung" der Hilfsfrequenz eine nur unschädliche periodische Aufschaukelung oder ebenfalls eine gänzliche Unterdrückung

ergibt. Es sei noch bemerkt, daß gemäß Fig. 3 im letzteren Fall für tiefe Frequenzen die momentane Ortskurve zweimal pro Periode der Hilfsfrequenz stabile Gebiete durchläuft und daß ferner zur alleinigen Unterdrückung der tiefen Frequenz ω₈ auch eine periodische Änderung des Übertragungsmaßes genügen würde, welche die momentane Ortskurve zwischen G und Ga im Rhythmus der Hilfsfrequenz verschiebt. Die Änderungen des Übertragungsmaßes brauchen also keineswegs immer im Sinne einer periodischen Herabsetzung der Gesamtverstärkung vor sich zu gehen, sondern es ist in besonderen Fällen auch 'S möglich, die angestrebten Wirkungen durch periodische Verstärkungserhöhungen herbeizuführen. In der praktischen Ausführung derartiger Verstärkereinrichtungen, die zwei oder mehr als zwei Frequenzen aufweisen, auf denen eine Selbsterregung stattfinden könnte, ist es jedoch am besten, die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes so vorzunehmen, daß für alle diese Frequenzen der momentane Verstärkungsfaktor innerhalb des Rückkopplungskreises mindestens einmal in jeder Periode der Hilfsschwingung kleiner als 1 ist, wodurch sämtliche vorerwähnten' Nachteile der bekannten Verstärkereinrichtungen mit negativer Rückkopplung eliminiert werden können.

Die bisherige Erläuterung der näheren , Wirkungsweise wurde an Hand einer besonders einfachen Form des Netzwerkes N gemäß Fig. 2 vorgenommen, bei welchem die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes durch Änderung lediglich seines Betrages erfolgten, und zwar innerhalb eines Frequenzbereiches, der sämtliche Frequenzen enthält, für die der Betrag des Übertragungsmaßes größer als 1 ist. Diese einschränkenden Voraussetzungen sind' nun tatsächlich keineswegs maßgebend, und es ist sogar häufigvorteilhaft, nicht den Betrag, sondern, wenn möglich, nur die Phase des Übertragungsmaßes zu ändern. In Fig. 5 und 6 ist wieder die Ortskurve G für tiefe ^!und hohe Frequenzen eingetragen. Wenn nun in dieser Ortskurve beispielsweise für sämtliche Fi ;quenzen das Phasenmaß bei gleichbleibenden Beträgen des Übertragungsmaßes geändert wird, liegen gleiche Frequenzen in den solcherart erhaltenen verschiedenen Ortskurven je auf zum Ursprung konzentrischen Kreisen. Die Ausübung einer solchen Transformation auf die Ortskurve G ergibt z. B. bei einem meistens frequenzabhängigen Drehwinkel α die ebenfalls eingetragene Ortskurve G₁, welche in Fig. 5 und 6 im Gegensatz zu der Ortskurve G bei hohen und tiefen Frequenzen keine In-Stabilitäten aufweist. Die Vermeidung der durch die Instabilitäten der Ortskurve G hervorgerufenen Beeinträchtigung der linearisierenden Wirkung des Rückkopplungskreises kann nun in Anlehnung an die bisherige Erläuterung auch dadurch bewerkstelligt werden, daß die momentane Ortskurve etwa zwischen den festen Ortskurven G₁ und G im Rhythmus der Hilfsfrequenz periodisch geändert wird. Dabei ist die Größe des Drehwinkels α und seine Frequenzabhängigkeit vorteilhaft so einzustellen, daß mindestens diejenigen Teile der momentanen Ortskurve, die einen die Zahl 1 übersteigenden Betrag haben, wenigstens einmal in der Periode der Hilfsschwinigung einen hinsichtlich der negativen reellen Achse genommenen Winkel β aufweisen, der kleiner als + i8o° ist. Diese Forderung entspricht der oben angegebenen Bedingung bei reiner periodischer Betragsänderung, welche ausgesagt hatte, daß der Betrag des Übertragungsmaßes mindestens einmal pro Periode der Hilfsschwingung für die Selbsterregungsfrequenzen kleiner als 1 sein soll. Für reine Phasenänderung des Übertragungsmaßes ergeben sich somit in sinngemäßer Übertragung auch sämtliche Erscheinungen und Bemessungsvorschriften, die bereits für den Fall periodischer Betragsänderungen des Übertragungsmaßes angegeben wurden. Ferner wurde gefunden, daß die schädliche Wirkung von Instabilitäten auch dann beseitigt wird, wenn die periodische Änderung des Übertragungsmaßes sich aus gleichzeitigen Änderungen der Phase und des Betrages zusammensetzt. Wie im einzelnen der Anteil der Phasen- oder Betragsänderung ist, bleibt an sich gleichgültig und kann durch Forderungen der Zweckmäßigkeit bestimmt sein. Wesentlich ist nur, daß die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes innerhalb solcher Phasen- und Betragsgrenzen erfolgen, daß am besten in jeder Periode der Hilfsfrequenz wenigstens einmal stabile Ortskurven auftreten. Dabei wurde weiter festgestellt, daß besonders günstige Ergebnisse erhalten werden konnten, wenn die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes, wenn möglich, nur für den Bereich der außerhalb der Nutzfrequenzen liegenden Frequenzen stattfinden, während für den Bereich der Nutzfrequenzen selbst die periodischen Änderungen, sei es hinsichtlich der Phase oder des Betrages, nur gering sein oder überhaupt nicht auftreten sollen. Aus den beispielsweisen Ortskurven in Fig. S, und 6 entnimmt man, daß zur Erzielung solcher periodischer Änderungen, die sich wenigstens innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches auf Phasenänderungen des Übertragungsmaßes beziehen, ein Netzwerk vorgesehen sein muß, welches bei etwa gleichbleibendem Frequenzgang mindestens einmal innerhalb einer Pe-

riode gegenläufiges Phasenmaß aufweist. Es muß also, mit anderen Worten, innerhalb eines solchen Zeitabschnittes das Vorzeichen der Phase des Netzwerkes als Funktion der Frequenz geändert werden. Die bekannten Filter, die bisher im Zusammenhang .mit negativ rückgekoppelten Verstärkern genannt wurden und ein solches gegenläufiges Phasenmaß besitzen, bestehen darin, daß z. B. in einem Spannungsteiler aus Ohnischen Widerständen der die eine Ein- und Ausgangsklemme verbindende Widerstand mit Blindwiderständen überbrückt ist, so daß die Dämpfung außerhalb des Durcihlaßbereiches nicht dauernd zunimmt, sondern wieder einem konstanten Endwert zustrebt. °Die Rückdrehung des Phasenwinkels ist jedoch bei diesen bekannten Filtern zu gering, um im Zusammenhang mit den bisher beschriebenen Einrichtungen nutzbringend verwertet werden zu können. Außerdem wird die Rückdrehung der Phase innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches durch eine gleich große Vorwärts drehung in einem anschließenden Frequenzbereich erkauft, so daß die Verwendung dieser Filter zur Erzielung der hier angestrebten Wirkungen kaum geeignet ist. Gemäß einer Weiterentwicklung des vorliegenden Erfindungsgegenstandes ist daher im Netzwerk, in welehern die periodischen Änderungen des Übertragungsmaß es stattfinden, ein oder mehrere Widerstände vorgesehen, die im Rhythmus der Hilfsfrequenz zwischen positiven und negativen Werten geändert werden. Ein solches Filter erhält man z. B., wenn im Schaltbild der Fig. 2 an Stelle der Heptode eine normale Tetrode mit Schirmgitter verwendet wird. Die zu verstärkenden Eingangsspannungen können an das erste Gitter an- +0 gelegt und am Anodenwiderstand verstärkt abgegriffen werden. Das Schirmgitter enthält hingegen ein konstantes Potential, welches etwa gleich dem mittleren Anodenpotential gewählt wird. Mittels der im Oszillator 0 *5 erzeugten HMfsschwingung wird nun das Anodenpotential so geändert, daß die Röhre Avegen der Sekundäremission auf der Anode abwechselnd einen negativen und einen positiven inneren Widerstand besitzt. Oberhalb des Durchlaßbereiches, bei welchem also der wirksame Anodenwiderstand hauptsächlich durch die Parallelkapazität c_e gegeben ist, erhält man für positiven Röhrenwiderstand einen Phasenwinkel, der mit zunehmender Frequenz von o° gegen—90⁰ läuft. Bei negativem Widerstand geht die Phase hingegen von o° gegen +90°. In entsprechender Weise kann z. B. durch Parallelschaltung einer Drosselspule zum Anodenwiderstand w_s eine gegenläufige Phasendrehung an der unteren Frequenzgrenze erhalten werden, und zwar läuft in diesem Fall die Phase für zunehmende Frequenz bei positivem Röhrenwiderstand von +90° nach o°, bei negativem Röhrenwiderstand aber von —90⁰ nach o°. Weitere Filter, die ein solches Verhalten zeigen, können in großer Zahl angegeben werden, und es erübrigt sich, hier päher darauf einzugehen, da das wesentliche Kennzeichen derselben in der angedeuteten Verwendung negativer Widerstände besteht. Es muß allerdings betont werden, daß die hier zur Verwendung kommenden Filter mit negativen Widerständen an sich nicht stabil sind und nur gebraucht werden können, wenn die betreffenden Widerstände im Rhythmus der Hilfsschwingung zwischen positiven und negativen Werten verändert werden. Dabei ist es gleichgültig, ob die Filter wie oben nur eine einfache oder auch eine mehrfache Phasendrebung besitzen. Die Anwendung nur eines einzelnen der oben beschriebenen einfach drehenden Filter erlaubt, sowohl bei der oberen als auch bei der unteren Frequenzgrenze .den Drehwinkel α in Fig. 5 und 6 für die außerhalb ihres Durchlaßbereiches liegenden Frequenzen bis auif i8o° z>u vergrößern, so daß die erwähnten Bedingungen hinsichtlich der minimalen periodischen Rückdrehunigen der Phase auch bei großen Rückkopplungsfaiktoren leicht erfüllbar sind.

Bei sehr hohen Rückkopplungsfaktoren hat es sich hingegen nützlich erwiesen, das Netzwerk in mehrere Teilnetzwerke aufzulösen, deren Übertragungsmaß dann synchron mit derselben Hilfsfrequenz zu ändern ist, damit die erforderliche periodische Gesamtänderung des resultierenden Übertragungsmaßes innerhalb der verlangten weit auseinanderliegenden Grenzen erfolgt. Dabei braueben die Teilnetzwerke keineswegs gleichartig aufgebaut zu sein, und es ist beispielsweise vorteilhaft, bei gleichzeitiger Änderung der Phase und des Betrages je ein Teilnetzwerk vorzusehen, von denen das eine nur den Betrag, das andere am besten nur die Phase periodisch ^ ändert. Wenn aber die Teilnetzwerke, djp normalerweise einfach hintereinandergeschaltet werden, gleichartige Änderungen des Übertragungsmaßes erzeugen sol- no len, dann müssen diese Änderungen nicht nur synchron, sondern auch mit gleicher Phase der Hilfsschwingung stattfinden, weil andernfalls die Gefahr besteht, daß die momentanen Änderungen des Übertragungsmaßes in jedem der Netzwerke sich wenigstens zum Teil gegenseitig aufheben. Bei mehreren Teilnetzwerken sind ferner Mittel vorzusehen, welche verhindern, daß über die von den Teilnetzwerken zum gemeinsamen Oszillator führenden Leitungen und über den Oszillator selbst insbesondere für die zu verstärkenden Nutz-

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frequenzen schädliche elektrische Kopplungen oder Rückwirkungen auftreten. Diese Mittel können darin bestehen, daß die Teilnetzwerke z. B. wie in Fig. 2 je eine Heptode enthalten und sämtliche ersten Gitter der verschiedenen Heptoden parallel geschaltet und an den Oszillator über eine.gemeinsame Leitung gelegt werden. Schädliche Rückwirkungen sind dann wegen der besonderen Elektronenkopplung in solchen Röhren nicht zu befürchten. Wenn hingegen der Steuerkreis des ersten Gitters einer Heptode unmittelbar mit einem beispielsweise negativen Röhrenwiderstand eines darauffolgenden Teilnetzwerkes parallel '5 liegt, so ergibt sich häufig eine unerwünschte Rückwirkung, welche bestenfalls nur die Gesamtverstärkung beeinträchtigt," aber auch zu starken Störschwingungen Anlaß geben kann. In solchen und ähnlichen Fällen wird man daher vorzugsweise vor wenigstens einigen der Teilnetzwerke besondere Verstärkerröhren anbringen, deren Gitterkreise gemeinsam vom Oszillator gesteuert und deren Anodenkreise je mit den ihnen zugeordneten Teilnetzwerken verbunden sind., so daß. die Einspeisung der Hilfsschwingung in die Teilnetzwerke mittelbar über diese zusätzlichen Röhren erfolgt und Rückwirkungen verhindert werden. Außerdem haben sich im Netzwerk bzw. in 3" den Teilnetzwerken Mittel als nützlich erwiesen, welche verhindern, daß die in das Netzwerk eingespeiste Hilfsschwingung gemeinsam mit den zu verstärkenden Spannungsänderungen das Netzwerk mit unzulässig hoher Amplitude wieder verläßt und durch nachfolgende Teile der Verstärkereinrichtung in unerwünschter Weise mitverstärkt wird. Wenn solche Maßnahmen unterlassen sind, besteht die Gefahr, daß Teile der Ver-Stärkereinrichtung durch die Hilfsfrequenz selbst oder durch ihre Harmonischen übersteuert werden. In der .Endstufe äußern. sich solche Übersteuerungen durch die Hilfsschwingung in verminderter Leistungsabgabe, während in den Vorstufen die Übersteuerung unter Umständen die angestrebten Wirkungen und hauptsächlich die verlangten periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes wenn auch nicht verhindern, so doch in schäd-Hdier Weise beeinflussen kann. Man erkennt dies leicht, wenn man z, B. annimmt, daß in Fig. 2 die Röhre R₂ von der Hilfsfrequenz übersteuert wird, so daß sie für dieselbe auf nichtlinearen Teilstücken ihrer Kennlinien arbeitet. Die periodischen nichtlinearen Verlagerungen des Arbeitspunktes sind gleichbedeutend mit einer periodischen Verstärkungsänderung für die Nutzfrequenzen, welche der periodischen Änderung im Netzwerk N wegen der dazwischen erfolgten Phasendrehung von i8o° entgegenwirkt und infolgedessen als schädlich anzusprechen ist. Ist andererseits verlangt, daß das. Netzwerk JV nur die Phase periodisch ändern soll, so wird dies durch die Übersteuerung der Röhre R₂ verunmöglicht, welche in der beschriebenen Weise noch eine zusätzliche und störende Betragsänderung hervorruft. Zur Verhütung dieser unerwünschten Nebenerscheinungen kann das Netzwerk bzw. auch die Teilnetzwerke als Brücken- oder Kompensationsschaltung aufgebaut sein, welche so abgeglichen ist, daß die Hilfsschwingung und ihre Harmonischen an den Ausgangsklemmen des betreffenden Netzwerkes gegenüber den zu verstärkenden Spannun-gen der Nutzfrequenzen praktisch zu vernachlässigen ist. Vor allem kommen aber in den Netzwerken Filter in Frage, welche die Hilfsschwingung einschließlich ihrer Harmonischen so stark ableiten, daß ihre Amplitu-de an den Ausgangsklemmen des Netzwerkes genügend gering ist. In der einfachsten Ausführung kann ein solches Filter, wie dies in Fig. 2 bereits angegeben ist, im wesentlichen aus einer Parallelkapazität C₆ bestehen, welche die Ausgangsklemmen des Netzwerkes für die Hilfsschwingung kurzschließt. Es sind auch kompliziertere Filter und insbesondere Tiefpaßfilter zur Unterdrückung der Hilfsschwingung brauchbar. Die Wirkung solcher Filter kann ferner noch dadurch wesentlich unterstützt werden, daß man die Hilfsschwingung genügend hoch legt. Eine sehr höhe Hilfsfrequenz ist auch erwünscht, um gleichzeitig mehrere Instabil!- täten im Rückkopplungskreis unschädlich zu machen, und zwar wird dann die Hilfsfrequenz so hoch gelegt, daß sie höher ist als die höchste Frequenz, bei der noch eine Instabilität auftritt. Zur gleichzeitigen Erfüllung dieser beiden letzten Betriebsbedingungen wird nun eine derart hohe Hilfsschwingung angewandt, daß für die Hilfsfrequenz und sämtliche höheren Frequenzen der Betrag des Übertragungsmaßes wenigstens des Rückkopplungskreises, am besten aber auch noch gleichzeitig des vom letzten Teilnetzwerk an genommenen restlichen Verstärkungsweges wesentlich kleiner als 1 bleibt.

Hinsichtlich der weiteren Ausbildung des Netzwerkes sind zahlreiche Varianten möglich. Bei einem einzelnen Netzwerk kann man den Oszillator um das Netzwerk zusammenlegen und beispielsweise eine Oktode in an sich bekannter Weise einsetzen. Die Einspeisung der Hilfsschwingung braucht keineswegs nur in der bisher erläuterten Weise zu erfolgen, sondern es kann nur die Hilfsschwingung auch gemeinsam mit den zu verstärkenden Vorgängen auf ein und dasselbe Steuerelement einer als Netzwerk arbeitenden Verstärkerstufe einwirken. Beispielsweise

könnte in Fig. 2 an Stelle der Heptode auch eine normale Regelpentode verwendet werden, wobei die dem Oszillator 0 entnommene Hilfsschwmgung unmittelbar an die Eingangsfalammen e öder auch auf das Steuergitter mit saldier Amplitude gegeben wird, daß der Arbeitspunkt für die auf dasselbe Gitter wirkenden zu verstärkenden Spannungen im Rhythmus der Hilfsschwingung periodisch größere und geringere Steilheit besitzt. Die Grenzen, innerhalb welcher die Steilheit und damit die wirksame Verstärkung -geändert wird, sind dann nach den angegebenen Regeln einzustellen. Je nach der Ausführung des Netzwerkes und hauptsächlich bei periodischen Änderungen desÜbertragungsmaßes, die sich wenigstens teilweise, sei es hinsichtlich des Betrages oder der Phase, auch auf den Bereich der Nutzfrequenzen beziehen, können im Netzwerk wenn auch geringfügige zusätzliche Verzerrungen oder Störungen entstehen. Zur Vermeidung solcher Störungen, die also im wesentlichen durch die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes selbst hervorgerufen sein können, hat es sich vorteilhaft erwiesen, das Netzwerk bzw. sämt-' liehe Teilnetzwerke in den Verstärkungsweg zu legen, so daß die Störungen ebenfalls gemäß dem Linearisierungsgrad der gesamten Verstärkereinrichtung unterdrückt werden. Ferner wird es in allen Fällen, wo die periodische Änderung des Übertragungsmaßes mittels nichtlinaarer Widerstände erreicht wird, bevorzugt, das Netzwerk an eine solche Stelle zu legen, an der die Amplitude der zu verstärkenden Schwingungen noch so gering ist, daß bei sämtlichen betriebsmäßig auftretenden nichtlinearen Widerständen im Netzwerk für die zu verstärkenden Schwingungen Harmonische und Kombinationsfrequenzen mit nennenswerter Amplitude noch nicht erzeugt werden. Man legt daher das Netzwerk gewöhnlich etwa in die Mitte der Verstärkereinrichtung, wie dies in Fig. 1 schematisch angedeutet ist.

Nachdem nun gezeigt ist, wie und mit welchen Mitteln die beeinträchtigende Wirkung der Instabilitäten überhaupt vermieden wird, ist es nun auch möglich, die schädlichen FoI-gen von Instabilitäten nicht nur beim Leerlauf der Verstärkereinrichtung, sondern auch bei sämtlichen betriebsmäßig vorkommenden Anforderungen zu beseitigen. Beispielsweise können nunmehr verschiedene und selbst veränderliche komplexe Anpassungsverhältniisse des Verbraucherwiderstandes und des inneren Widerstandes der Stromquelle, deren Wechselspannungen verstärkt werden sollen, zugelassen werden, ohne daß die linearisierende Wirkung nennenswert vermindert oder aufgehoben wird. Ebenso kann man das Verhältnis zwischen Strom- und Spannungsrückkopplung und den Linearisierungsgrad selbst einstellbar gestalten und erzielt ferner eine weitere zulässige Toleranz gegenüber Schwankungen der Speisespannungen und hinsieht- _; lieh der Auswechselbarkeit der Verstärkerlöhren oder anderer Schaltelemente. Man braucht zu dem Zweck nur festzustellen, wie bei den verschiedenen betriebsmäßig ungünstigsten Bedingungen die entsprechenden Ortskurven des Übertragungsmaßes im Rückkopplungskreis verlaufen, und erhält damit ohne weiteres die Grenzen bezüglich des Betrages und der Phase, innerhalb welchen nach den bisherigen Ausführungen das Übertragungsmaß im Rhythmus einer zweckmäßigen Hilfsschwingung periodisch zu ändern ist. In besonderen Fällen mit betriebsmäßig stark verschiedenem Übertragungsmaß wird man außerdem am besten noch Mittel vorsehen, mit denen die Frequenz und die Amplitude der in das Netzwerk bzw. in die Teilnetzwerke eingespeisten Hilfsschwingung während des Betriebes der Verstärkereinrichtung wahlweise geändert oder eingestellt werden können. Es ist folglich auch gegeben, die gesamte notwendige Linearisierung in der Verstärkereinrichtung nur mittels eines einzelnen Rückkopplungskreises zu erzielen, der sich vom Ausgang der Verstärkereinrichtung bis zu einer geeigneten Vorstufe erstreckt, so daß die Auflösung der Verstärkereinrichtung in mehrere für sich linearisierte und hintereinandergeschaltete Teilverstärker überflüssig ist und dementsprechend der gesamte Aufbau übersichtlich und der Materialaufwand sehr gering wird. Es können sich innerhalb dieses alleinigen Rückkopplungsweges noch Verstärkerstufen befinden, die lediglich aus schaltungstechnischen Gründen beispielsweise mit Stromlinearisierung arbeiten, die aber dann am besten so ausgeführt werden, daß sie, für sich betrachtet, keinerlei Instabilitäten besitzen, j

In Breitbandverstärkern, Modulationsstufen und in Sendeeinrichtungen höherer Leistung oder allgemein in Verstärkereinrichtungen, bei welchen sich der Rückkopplungsweg über eine große Anzahl Verstärkerstufen no erstreckt, bietet die Anwendung des periodisch veränderlichen Übertragungsmaßes innerhalb des Rückkopplungskreises wesentliche Vorteile und erlaubt einen sehr hohen Linearisierungsfaktor.

Claims (21)

1. Patentansprüche:

   i. Verstärker mit im Nutzfrequenzbereich negativer Rückkopplung, dadurch gekennzeichnet, daß das Übertragungsmaß eines oder mehrerer Rückkopplungskreise durch eine außerhalb des Nutz-

   frequenzbereiches liegende Hilfsfrequenz in solchem Maße periodisch geändert wird, daß keine Selbsterregung des Verstärkers über den Rückkopplungskreis eintritt.
2. 2. Verstärkereinrichtung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß der die Linearisierung vermittelnde Rückkopplungskreis ein Netzwerk aufweist, dessen Übertragungsmaß mittels elektrischer Wechselspannunigen periodisch geändert wird, die einem auf der verlangten Hilfsfrequenz schwingenden Oszillator entnommen sind.
3. 3. Verstärkereihrichtung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß die Grenzen, innerhalb welcher das übertragungsmaß des Rückkopplungskreises im Rhythmus der Hilf sschwingung periodisch geändert wird, derart bemessen sind, daß die momentane Ortskurve des Übertragungsmaßes mindestens einmal in jeder Periode der HiIfsschwingung stabil ist.
4. 4. X^erstärkereinrichtung nach Anspruch ι, dadurch gekennzeichnet, daß zur Änderung des Übertragungsmaßes wenigstens innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches der Betrag des Übertragungsmaßes im Rhythmus der Hilfsschwingung periodisch geändert ist.
5. 5. Verstärkereinrichtung nach An- | Spruch i, dadurch gekennzeichnet, daß zur' Änderung des Übertragungsmaßes wenigstens innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches die Phase des Übertragungsmaßes im Rhythmus der Hilfsschwingung periodisch geändert ist.
6. 6. Verstärkereinrichtung nach Anspruch i, (dadurch ■gekennzeichnet, daß zur Vermeidung der die Linearisierung beeinträchtigenden Wirkung von wenigstens einer unterhalb und wenigstens einer oberhalb des Bereiches der Nutzfrequenzen liegenden Instabilität nur eine einzelne Hilfsschwingung vorgesehen ist. deren Frequenz oberhalb des Bereiches der Nutzfrequenzen liegt.
7. 7. Verstärkereinrichtung nach Anspruch ι, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung der die Linearisierung beeinträchtigenden Wirkung von wenigstens zwei Instabilitäten für an sich beliebige Frequenzen nur eine einzelne Hilfsschwingung vorgesehen ist, deren Frequenz höher ist als die höchste Frequenz, bei der noch eine Instabilität vorhanden ist.
8. 8. Verstärkereinrichtung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß die Grenzen, innerhalb welcher das Übertragungsmaß des Rückkopplungskreises periodisch geändert wird, derart bemessen sind, daß die Verminderung der die Linearisierung beeinträchtigenden Wirkung von Instabilitäten nicht nur beim Leerlauf der Verstärkereinrichtung, sondern auch bei den betriebsmäßig vorkommenden Anforderungen stattfindet.
9. 9. Verstärkereinrichtung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes im Rhythmus der Hilfsschwingung ausschließlich im Verstärkungsweg so erfolgen, daß Störungen, die durch die periodischen Änderungen des Übertragungsmaßes für die Nutzfrequenzen hervorgerufen sein könnten, gemäß dam Linearisierungsgrad der Verstärkereinrichtung vermindert sind.
10. 10. Verstärkereinrichtung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkereinrichtung nur einen einzigen Rückkopplungskreis mit Instabilitäten aufweist, möglichst die gesamte Linearisierung mittels dieses Rückkopplungskreises erzielt ist und daß ferner das Übertragungsmaß nur dieses Rückkopplungskreises periodisch geändert wird.
11. 11. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk in mehrere Teilnetzwerke aufgelöst ist, deren übertragungsmaß synchron mit derselben Hilfsschwingung geändert ist.
12. 12. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die synchronen Änderungen des Übertragungsmaßes der Teilnetzwerke auch gleiche Phase besitzen, wenn die Teilnetzwerke gleichartige Änderungen des Übertragungsmaßes erzeugen.
13. 13. \^rerstärkereinrichtung nach An-Spruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzbereich, innerhalb dessen der Betrag des Übertragungsmaßes periodisch geändert ist, mindestens alle diejenigen Frequenzen enthält, für welche sich instabile Betriebsbedingungen ergeben.
14. 14. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzbereich, innerhalb dessen die Phase des Übertragungsmaßes geändert ist, mindestens alle diejenigen Frequenzen enthält, für welche sich instabile Betriebsbedingungen ergeben.
15. 15. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 3 und 13, dadurch gekennzeichnet. daß der momentane Betrag des Übertragungsmaßes wenigstens einmal innerhall) der Periode der Hilfsschwingung kleiner als ι ist.
16. 16. Verstärkereinrichtung nach An- 12c spruch 3 und 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase in solchen Grenzen perl·

    odisch verändert wird, daß wenigstens einmal in der Periode der Hilfsfrequenz mindestens diejenigen Teile der momentanen Ortskurve, die einen die Zahl 1 übersteigenden Betrag haben, hinsichtlich der negativen reellen Achse einen Winkel besitzen, der kleiner als + i8ö° ist.
17. 17. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 6 und j, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Hilfsschwingung so hoch gelegt ist, daß der Betrag des Ubertragungsmaßes mindestens des Rückkopplungskreises für die Hilfsfrequenz und sämtliche höheren Frequenzen kleiner als ι bleibt.
18. 18. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur j periodischen Änderung der Phase des Übertragungsmaßes wenigstens ein Widerstand vorgesehen ist, welcher im Rhythmus der Hilfsschwingung abwechselnd positive und negative Werte durchläuft.
19. 19. Verstärkereinrichtung nach Anspruch ii_; dadurch 'gekennzeichnet, daß bei mehreren synchron geänderten Teilnetzwerken Mittel vorgesehen sind, welche verhindern, daß über die von den Teilnetzwerken zum gemeinsamen Oszillator führenden Leitungen und über den Oszillator selbst elektrische Rückwirkungen auftreten.
20. 20. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Netzwerk Mittel vorgesehen sind, welche . verhindern, daß die in das Netzwerk eingespeiste Hilfsschwingung gemeinsam mit den zu verstärkenden Spannungsänderungen das Netzwerk mit so hoher Amplitude wieder verläßt, daß nachfolgende Teile der Verstärkereinrichtung durch die Hilfsschwingung und ihre Harmonischen übersteuert werden.
21. 21. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, mit denen die Amplitude und die Frequenz der in das Netzwerk eingespeisten Hilfsschwingung während des Betriebes der Verstärkereinrichtung wahlweise geändert oder eingestellt werden können.

    Hierzu 1 Blatt Zeichnungen