DE69933834T2

DE69933834T2 - A/D-Wandler und Radiogerät

Info

Publication number: DE69933834T2
Application number: DE69933834T
Authority: DE
Inventors: IP Division Akira Yasuda
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-09-29
Filing date: 1999-09-29
Publication date: 2007-06-28
Anticipated expiration: 2019-09-30
Also published as: EP0993123B1; EP0993123A3; DE69933834D1; EP0993123A2; JP3504158B2; JP2000114880A; US6320529B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen A/D-Wandler und ein Radiogerät zur Umwandlung eines empfangenen analogen Signals in ein digitales Signal mit einer festgelegten Frequenz.
Bei der Demodulation digitaler Kommunikation in einem Empfänger wird ein Empfangssignaleingang von einer Antenne durch ein erstes Filter geführt. In dem ersten Filter wird das Empfangssignal in eine vorbestimmte Frequenz umgewandelt, die geringer ist als die Frequenz des Eingangsmodulationssignals. Nach der Eliminierung aller nicht benötigten Signale aus dem umgewandelten analogen Signal mittels eines zweiten Filters, wandelt ein A/D-Wandler dieses analoge Signal in ein digitales Signal um. Ein digitaler Demodulator demoduliert das digitale Signal, um das ursprüngliche Basisbandsignal neu aufzubereiten.
In einem Radiogerät ist die Bandbreite des Signals im Vergleich zu der Trägerfrequenz schmal. Wie zuvor erwähnt, wird ein Modulationssignal als das Empfangssignal in eine Frequenz mit einer niedrigen Signalbandbreite abwärtsgewandelt und mittels eines A/D-Wandlers digitalisiert. Daraus ergibt sich eine niedrige Abtastfrequenz des A/D-Wandlers und die Verwendung eines kostengünstigen, langsamen A/D-Wandlers. In diesem Fall sind für die korrekte Erzielung der Demodulationsausgabe Eigenschaften wie eine geringe Verzerrung sowie eine geringe Rauschstörung für einen Mischverstärker des Frequenzwandlers erforderlich. Des Weiteren wird das durch einen drahtlosen Übertragungsweg empfangene Demodulationssignal dem Mischverstärker zugeführt, wobei der Eingangspegel stark variiert. Jedoch besteht der Mischverstärker gewöhnlich aus einem nichtlinearen Schaltkreis. Folglich ist die Realisierung eines Mischverstärkers mit den Eigenschaften einer geringen Verzerrung bei einem gleichzeitig breiten Eingangspegelbereich schwierig.
Als eine Lösungsvorrichtung für dieses Problem wird der in 1 gezeigte (drahtlose) Radioempfänger vorgeschlagen. In 1 wird ein von der Antenne 11 empfangenes HF-Signal (Modulationssignal) einem A/D-Wandler 10 durch einen Vorverstärker 12 zugeführt. Der A/D-Wandler 10 wandelt das HF-Signal in ein digitales Signal mit einer festgelegten Frequenz um, die niedriger ist als die Frequenz des HF-Signals. Das digitale Signal wird mittels des Demodulators 22 demoduliert.
Der A/D-Wandler 10 umfasst eine Subtrahiereinrichtung 13, einen Schleifenmischverstärker 14, einen Mischverstärker 15, einen Referenzsignalgenerator 16, ein Filter 17, einen A/D-Wandler 18, einen D/A-Wandler 19, einen Mischverstärker 20 und einen Referenzsignalgenerator 21. In seiner Gesamtheit ist dieses Bauteil als negative Rückkopplungsschleife ausgebildet. Der Mischverstärker 15 und der Referenzsignalgenerator 16 umfassen einen ersten Frequenzwandler (Abwärtswandler) zur Umwandlung eines Ausgangssignals von der Subtrahiereinrichtung 13 in eine festgelegte Frequenz, die geringer ist als die Frequenz des Eingangssignals Sin. Der Mischverstärker 20 und der Referenzsignalgenerator 21 umfassen einen zweiten Frequenzwandler (Aufwärtswandler) zur Umwandlung eines Rückführsignals Sf zu der Subtrahiereinrichtung 13 in eine Frequenz, die nahezu identisch ist mit der Frequenz des Eingangssignals Sin.
Die Subtrahiereinrichtung 13 subtrahiert das Rückführsignal Sf von dem Eingangssignal Sin. Ein Ausgangssignal von der Subtrahiereinrichtung 13 wird dem Mischverstärker 15 durch den Schleifenfilter 14 zugeführt und mit einem Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 16 vervielfacht, um es in eine festgelegte Frequenz umzuwandeln, die niedriger ist als die Frequenz des Eingangssignals Sin, d.h. in einen Frequenzbereich eines Basisbandsignals oder eine Zwischenfrequenz. Das Ausgangssignal von dem Mischverstärker 15 (Ausgabe von dem ersten Frequenzwandler) beinhaltet eine überflüssige Frequenzkomponente, deren Frequenz über oder unter der festgelegten Frequenz liegt. Das Ausgangssignal von dem Mischverstärker 15 wird dem Filter 17 zugeführt, um die festgelegte Frequenzkomponente weiterzuleiten, indem die überflüssige Frequenzkomponente eliminiert wird und wird mittels des A/D-Wandlers 18 in ein digitales Signal umgewandelt.
Die Ausgabe von dem A/D-Wandler 18 wird dem Demodulator 22 und dem D/A-Wandler 19 als Ausgangssignal Sout zugeführt. Der D/A-Wandler 19 wandelt das Ausgangssignal Sout in das analoge Signal um. Das Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 19 wird dem Mischverstärker 20 zugeführt und mit dem Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 21 vervielfacht, zur Umwandlung in eine Frequenz, die nahezu identisch ist mit der Frequenz (Trägerfrequenz) des Eingangssignals Sin. Das Ausgangssignal von dem Mischverstärker 20 (Ausgangssignal von dem zweiten Frequenzwandler) wird der Subtrahiereinrichtung 13 als das Rückführsignal Sf zugeführt.
Der A/D-Wandler 10 in 1 ist als A/D-Wandler nach dem Prinzip der Rauschformung ausgeführt (A/D-Wandler in Δ Σ-Ausführung) und in seiner Gesamtheit als die negative Rückkopplungsschleife ausgebildet. Der erste Frequenzwandler, der aus dem Mischverstärker 15 und dem Referenzsignalgenerator 16 besteht, ist in den Hauptsignalweg der negativen Rückkopplungsschleife integriert, d.h. in den Signalweg vom Eingangssignal zum Ausgangssignal des A/D-Wandlers 10. Folglich wird eine nicht perfekte Wirkungsweise (Merkmale wie Verzerrung und Rauschstörung) des Mischverstärkers 15 durch die Funktion der negativen Rückkopplungsschleife gelindert. In einer Theorie des negativen Rückkopplungskreises wird nachgewiesen, dass im Hauptsignalweg auftretende Verzerrungs- und Rauschstörungseffekte unterdrückt werden.
Auf der anderen Seite ist der zweite Frequenzwandler, der aus dem D/A-Wandler 19, dem Mischverstärker 20 und dem Referenzsignalgenerator 21 besteht, in den Rückführsignalweg der Rückkopplungsschleife integriert. Die durch den D/A-Wandler 19 und den Mischverstärker 20 hervorgerufene Rauschstörung und Verzerrung beeinflussen die Genauigkeit des Rückführsignals Sf. Folglich sind hervorragende Kennwerte einer geringen Verzerrung und geringen Rauschstörung für den D/A-Wandler 19 und den Mischverstärker 20 erforderlich.
Infolgedessen sind in 1 eine Anzahl von Bits des A/D-Wandlers 18 und des D/A-Wandlers 19 verhältnismäßig klein gewählt und der Dynamikbereich des Eingangssignals an den D/A-Wandler 19 und den Mischverstärker 20 eng gewählt, um somit auf einfache Weise den D/A-Wandler und den Mischverstärker mit einer geringen Verzerrung und einer geringen Rauschstörung zu umfassen. Insbesondere wenn die Anzahl der Bits des A/D-Wandlers 18 und des D/A-Wandlers 19 1 ist, lässt sich ein sehr genauer Mischverstärker auf einfache Weise erzielen. In einem solchen Gefüge ist die Anzahl der Bits des A/D-Wandlers 18 klein und eine quantisierte Rauschstörung, die durch den A/D-Wandler 18 verursacht wird, groß. Demzufolge sinken die Rauschkennwerte des A/D-Wandlers 10.
EP 0704978 betrifft eine Auswahlvorrichtung, die die Ausgänge von elektrischen Zellen bei einem D/A-Wandler auswählen kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen A/D-Wandler und ein Radiogerät bereitzustellen, um eine Frequenzwandlungsfunktion mit einer hohen Genauigkeit ohne Eigenschaften wie geringe Verzerrung und geringe Rauschstörung für einen breiten Eingangspegelbereich bei einer gleichzeitig hohen Anzahl quantisierter Bits des A/D-Wandlers auf einfache Weise zu realisieren.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein A/D-Wandler bereitgestellt, der die folgenden Merkmale umfasst:
ein Subtraktionsmittel zum Subtrahieren eines ersten Signals von einem zweiten Signal sowie zum Ausgeben eines dritten Signals als ein Subtraktionsergebnis;
ein erstes Wandlermittel zur Durchführung einer Abwärtswandlung der Frequenz und einer A/D-Wandlung auf das dritte Signal sowie zur Ausgabe eines digitalen Signals;
einen Mischverstärker mit einer Vielzahl von Wandlerelementen zur Durchführung einer D/A-Wandlung und einer Aufwärtswandlung der Frequenz in das digitale Signal zur Ausgabe eines analogen Signals als ein Ausgangssignal mit einer Frequenz, die nahezu identisch ist mit einer Frequenz des zweiten Signals, sowie zur Bereitstellung des analogen Signals als erstes Signal an das Subtraktionsmittel; und
ein Auswahlmittel zur Berechnung der Einsatzhäufigkeit von jedem Element aus der Vielzahl von Wandlerelementen sowie zur Auswahl der Wandlerelemente mit einem niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit, wobei eine Anzahl von ausgewählten Wandlerelementen einem Wert des digitalen Signals entspricht;
dadurch gekennzeichnet, dass
der Mischverstärker folgende Merkmale umfasst:
eine Vielzahl von Vervielfachern, die vom Auswahlmittel als die Vielzahl von Wandlerelementen ausgewählt werden können;
einen Referenzsignalgenerator zur Bereitstellung eines Referenzsignals an die Vielzahl von Vervielfachern als Trägersignal für die Aufwärtswandlung der Frequenz; und
eine Additionseinrichtung zur Addition von Ausgangssignalen von den ausgewählten Vervielfachern, wobei ein Additionssignal das erste Signal ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein A/D-Wandler bereitgestellt,
wobei das erste Wandlermittel zur Ausgabe eines ersten digitalen Signals und eines zweiten digitalen Signals, dessen Frequenzen orthogonal sind;
des Weiteren ein zweites Wandlermittel umfasst, um jeweils eine D/A-Wandlung und eine Aufwärtswandlung der Frequenz in das erste digitale Signal und das zweite digitale Signal durchzuführen, um ein erstes analoges Signal und ein zweites analoges Signal als das erste Signal mit einer Frequenz, die nahezu identisch ist mit der Frequenz des zweiten Signals, zu addieren, und um das erste Signal dem Subtraktionsmittel zuzuführen;
wobei das zweite Wandlermittel folgende Merkmale umfasst:
einen D/A-Wandler einschließlich einer Vielzahl von Stromquellen, wovon jede einen analogen Strom bereitstellt, eine erste Gruppe von Schaltern, die alle mit jeder Quelle aus der Vielzahl von Stromquellen in Reihe geschaltet sind, sowie eine zweite Gruppe von Schaltern, die alle mit jeder Quelle aus der Vielzahl von Stromquellen in Reihe geschaltet sind;
wobei das Auswahlmittel folgende Merkmale umfasst:
eine Auswahlvorrichtung einschließlich einer ersten Gruppe von Signalleitungen, wovon alle jeweils mit allen aus der ersten Gruppe von Schaltern verbunden sind, und eine zweite Gruppe von Signalleitungen, wovon alle jeweils mit allen aus der zweiten Gruppe von Schaltern verbunden sind; und
einen Filterkreis einschließlich einer ersten Gruppe von Filtern, wovon alle jeweils mit allen aus der ersten Gruppe von Signalleitungen verbunden sind, und einer zweiten Gruppe von Filtern, wovon alle jeweils mit allen aus der zweiten Gruppe von Signalleitungen verbunden sind, wobei jedes Filter als Reaktion auf ein Signal von der Signalleitung eine Einsatzhäufigkeit für jede Stromquelle ermittelt, die mittels einer Signalleitung an das Filter angebunden ist; und
wobei die Auswahlvorrichtung wahlweise das Signal durch die erste Gruppe von Signalleitungen an die erste Gruppe von Schaltern ausgibt, um die Vielzahl von Stromquellen auszuwählen, die einen niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit haben, wobei eine Anzahl von ausgewählten Stromquellen einem Wert des ersten digitalen Signals entspricht, und wahlweise das Signal durch die zweite Gruppe von Signalleitungen an die zweite Gruppe von Schaltern ausgibt, um die Vielzahl von Stromquellen auszuwählen, die einen niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit haben, wobei eine Anzahl von ausgewählten Stromquellen einem Wert des zweiten digitalen Signals entspricht.
1 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß dem Stand der Technik.
2 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem ersten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
3 zeigt ein Blockschaltbild der Auswahlvorrichtung und des D/A-Wandlers in 2.
4 zeigt ein Blockschaltbild eines äquivalenten Schaltkreises für das Wirkungsprinzip des ersten Beispiels, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
5 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in 2.
6 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem zweiten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
7 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem dritten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
8 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem vierten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
9 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
10 zeigt ein Blockschaltbild des Mischverstärkers in 9.
11 zeigt ein Detailschaltbild des Mischverstärkers in 10.
12 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem fünften Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
13 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem sechsten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
14 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem siebten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
15 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem achten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
16 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem neunten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
17 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
18 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
19 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
20 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
21 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem zehnten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
22 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einem elften Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient.
23 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
24 zeigt ein Blockschaltbild der Auswahlvorrichtung und des D/A-Wandlers in 23.
25 zeigt ein Blockschaltbild eines A/D-Wandlers gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
2 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in einem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem ersten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. In 2 wird ein von der Antenne 101 empfangenes HF-Signal (Modulationssignal) einem A/D-Wandler 100A durch den Vorverstärker 102 zugeführt. Das HF-Signal wird in ein digitales Signal mit einer festgelegten Frequenz, die niedriger ist als die Frequenz des HF-Signals, umgewandelt. Das digitale Signal wird dem Demodulator 112 zugeführt und mittels digitaler Verarbeitung demoduliert.
Der A/D-Wandler 100A besteht aus einer Subtrahiereinrichtung 103, einem Schleifenfilter 104, einem Mischverstärker 105, einem Referenzsignalgenerator 106, einem Filter 107, einem A/D-Wandler 108, einer Auswahlvorrichtung 113, einem D/A-Wandler 109, einem Mischverstärker 110 und einem Referenzsignalgenerator 111 als die Rückkopplungsschleife. Der Mischverstärker 105 und der Referenzsignalgenerator 106 umfassen einen ersten Frequenzwandler (Abwärtswandler) zur Umwandlung des Ausgangssignals von der Subtrahiereinrichtung 103 in die festgelegte Frequenz, die geringer ist als die Frequenz des Eingangssignals Sin. Der Mischverstärker 110 und der Referenzsignalgenerator 111 umfassen einen zweiten Frequenzwandler (Aufwärtswandler) zur Umwandlung des Rückführsignals Sf das an die Subtrahiereinrichtung 103 gesendet wird, in eine Frequenz, die nahezu identisch ist mit der Frequenz des Eingangssignals Sin.
Die Subtrahiereinrichtung 103 subtrahiert das Rückführsignal Sf von dem Eingangssignal Sin an den A/D-Wandler 100A. Das Ausgangssignal von der Subtrahiereinrichtung 103 wird dem Mischverstärker 105 durch den Schleifenfilter 104 zugeführt und mit einem Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 106 vervielfacht. Auf diese Weise wird die Frequenz des Eingangssignals Sin in eine niedrigere festgelegte Frequenz umgewandelt, wie zum Beispiel eine Bandbreitenfrequenz eines Basisbandsignals oder eine Zwischenfrequenz.
Ein Ausgangssignal von dem Mischverstärker 105 (Ausgangssignal von dem ersten Frequenzwandler) beinhaltet eine überflüssige Frequenzkomponente, die über oder unter der festgelegten Frequenzkomponente liegt. Deshalb wird das Ausgangssignal dem Filter 107 zugeführt, um nur die festgelegte Frequenzkomponente weiterzuleiten, indem die unnötige Frequenzkomponente eliminiert wird. Die festgelegte Frequenzkomponente wird dem A/D-Wandler 108 zugeführt und in ein digitales Signal umgewandelt. Ein Ausgangssignal Sout von dem A/D-Wandler 108 wird durch die Auswahlvorrichtung 113 an den Demodulator 112 und den D/A-Wandler 109 gesendet. Das Ausgangssignal Sout wird mittels des D/A-Wandlers 109 in das analoge Signal umgewandelt.
Ein Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 109 wird dem Mischverstärker 110 zugeführt und mit einem Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 111 vervielfacht. Dadurch wird eine Frequenz des Ausgangssignals in eine nahezu identische Frequenz des Eingangssignals Sin (Trägerfrequenz) umgewandelt. Ein Ausgangssignal von dem Mischverstärker 110 (Ausgangssignal von dem zweiten Frequenzwandler) wird der Subtrahiereinrichtung 103 als das Rückführsignal Sf zugeführt.
In 2 ist der A/D-Wandler 100A nach dem Prinzip der Rauschformung ausgeführt (A/D-Wandler in Δ Σ-Ausführung) und in seiner Gesamtheit als die negative Rückkopplungsschleife ausgebildet. Der erste Frequenzwandler, der sich aus dem Mischverstärker 105 und dem Referenzsignalgenerator 106 zusammensetzt, ist in den Hauptsignalweg der negativen Rückkopplungsschleife integriert, d.h. in einen Signalweg vom Eingangssignal zum Ausgangssignal des A/D-Wandlers 100A. Folglich wird eine nicht perfekte Wirkungsweise (Merkmale wie Verzerrung und Rauschstörung) des Mischverstärkers 105 durch die Funktion der negativen Rückkopplungsschleife gelindert. In einer Theorie des negativen Rückkopplungskreises wird nachgewiesen, dass im Hauptsignalweg auftretende Verzerrungs- und Rauschstörungseffekte unterdrückt werden.
Auf der anderen Seite ist der zweite Frequenzwandler, der aus dem D/A-Wandler 109, dem Mischverstärker 110 und dem Referenzsignalgenerator 111 besteht, in den Rückführsignalweg der negativen Rückkopplungsschleife integriert. Die durch den D/A-Wandler 109 und den Mischverstärker 110 hervorgerufene Rauschstörung und Verzerrung beeinflussen die Genauigkeit des Rückführsignals Sf. Folglich sind hervorragende Kennwerte einer geringen Verzerrung und geringen Rauschstörung für den D/A-Wandler 109 und den Mischverstärker 110 erforderlich. Zur Lösung dieses Problems wird in der ersten Ausführungsform das Ausgangssignal von dem A/D-Wandler 108 der Auswahlvorrichtung 113 zugeführt. Die Auswahlvorrichtung 113 wählt entsprechend dem Ausgangssignal aus einer Vielzahl von Wandlerelementen, die in dem D/A-Wandler 109 enthalten sind, eine Anzahl von Wandlerelementen, der Niedrigkeit der Einsatzhäufigkeit nach, aus.
3 zeigt ein Blockschaltbild der Auswahlvorrichtung 113 und des D/A-Wandlers 109. Der D/A-Wandler 109 in 3 besteht aus n Schalteinheiten 204 und n Stromquelleneinheiten 205 mit einem identischen Stromwert. Jede Quelle 205 ist mit jedem Schalter 204 in Reihe geschaltet. In diesem Beispiel ist die Stromquelle 205 das Wandlerelement. Gegenüberliegende Klemmen der Schalter 204 für die Stromquelle 205 sind gemeinsam verbunden und ein analoger Ausgangsstrom Iout wird von diesem gemeinsamen Anschlussknoten gespeist.
Im Betrieb wählt der D/A-Wandler 109 eine Anzahl von den Stromquellen 205 aus, indem er den entsprechenden Schalter 204 einschaltet. Die Gesamtanzahl der ausgewählten Stromquellen wird durch einen Wert des zugeführten digitalen Signals 201 bestimmt. In diesem Beispiel gilt, je höher der digitale Wert, desto größer die Anzahl der ausgewählten Stromquellen. Eine Summe der Stromwerte von den ausgewählten Stromquellen 205 wird als analoger Ausgangsstrom Iout ausgegeben.
Die Auswahlvorrichtung 113 umfasst eine Auswahlvorrichtung 202 und einen Filterkreis 210. Das digitale Signal 201 von dem A/D-Wandler 108 wird der Auswahlvorrichtung 202 zugeführt. Dieses digitale Eingangssignal 201 wird als ein Signal verwendet, das die Anzahl IN zur Auswahl der Wandlerelemente (der Stromquelle 205) in dem D/A-Wandler 109 darstellt. In Reaktion auf das digitale Eingangssignal 201 bestimmt die Auswahlvorrichtung 202 IN Einheiten entsprechend dem Wert des digitalen Eingangssignals aus n Einheiten des Auswahlsignalwegs Xi (X1⁓Xn), die mit jedem Schalter 204 verbunden sind, und gibt ein Auswahlsignal "1" an die IN Einheiten des Signalwegs und ein Nicht-Auswahlsignal "0" an die anderen Signalwege aus. Das Auswahlsignal wird auch dem Filterkreis 210 zugeführt. Ein Ausgangssignal Int_i (i=1⁓n) von dem Filterkreis 210 wird der Auswahlvorrichtung 202 zugeführt (zurückgeführt). Die Auswahlvorrichtung 202 wählt in Reihenfolge der Niedrigkeit des Wertes von Int_i (i=1⁓n) die IN Einheiten zur Ausgabe des Auswahlsignals "1" von dem Auswahlsignalweg Xi (X1⁓Xn) aus. Das Auswahlsignal wird dem D/A-Wandler 109 zugeführt, um die IN Schaltelemente entsprechend "Xi=1" einzuschalten und die anderen Schalter entsprechend "Xi=0" auszuschalten.
Der Filterkreis 210 umfasst eine Vielzahl von Filtern 203 und errechnet eine Einsatzhäufigkeit Int_i (i=1⁓n) jeder Stromquelle 205 in dem D/A-Wandler 109 durch Filterung des Auswahlsignals Xi (zum Beispiel Integration). Das Auswahlsignal Xi von der Auswahlvorrichtung 202 wird dementsprechend dem entsprechenden Filter 203 zugeführt. Jedes Filter 203 gibt die Einsatzhäufigkeit der entsprechenden Stromquelle als das Eingangssignal Int_i (i=1⁓n) an die Auswahlvorrichtung 202 aus. Wird "F(Z)=1/(1-Z^–1)" als Kennwert für jedes Filter 203 angewendet, so reduziert sich die an die Niederfrequenz des Ausgangssignals des D/A-Wandlers 109 angrenzende Rauschstörung.
In dem D/A-Wandler 109 wird eine Stromsumme von den Stromquellen 205 entsprechend des Auswahlsignals "Xi=1" als Ausgangsstrom Iout ausgegeben. Kurz gesagt, der Ausgangsstrom Iout wird durch die Zahl IN des Auswahlsignals "Xi=1" bestimmt. Wird der D/A-Wandler 109 unter Anwendung der LSI-Technologie realisiert, wird die Stromquelle 205 durch einen Transistor erzielt. In diesem Fall sind die Ausgangsströme der einzelnen Stromquellen 205 aufgrund der Streuung der Transistorkennwerte nicht absolut identisch und der Ausgangsstrom Iout von dem D/A-Wandler 109 enthält einen Wandlungsfehler. Jedoch ist in dem ersten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient, die Auswirkung des Wandlungsfehlers für eine Bandbreite einer festgelegten Frequenz reduziert. Das lässt sich wie folgt erklären:
4 ist ein äquivalenter Schaltkreis des D/A-Wandlers, bestehend aus einer Auswahlvorrichtung 113 und dem D/A-Wandler 109 in 2. Eine dicke Linie in 4 stellt ein Vektorsignal dar und eine dünne Linie stellt ein skalares Signal dar. Die Auswahlvorrichtung 113 und der D/A-Wandler 109 umfassen die in 3 gezeigten Komponenten. Eine Übertragungsfunktion des Filters 203 ist festgelegt als "F(Z)=1/(1-Z^–1)". Der Filterkreis 210 besteht aus zwei Filtern 203 in Kaskadenschaltung und eine Gesamtübertragungsfunktion ist festgesetzt als "(1-Z^–1)²".
In 4 steht "Q" für eine Rauschstörung, die durch eine Beschränkung, dass die Auswahlvorrichtung 202 nur die IN Einheiten des Auswahlsignals "1" gemäß dem Eingangssignal 201 ausgibt, verursacht wird. "Cerr" stellt den Fehlerstrom der Vielzahl von Stromquellen 205 in dem D/A-Wandler 109 in 3 dar. "Ierr" stellt den im Ausgangsstrom Iout enthaltenen Fehlerstrom dar. In diesem äquivalenten Schaltkreis wird die Übertragungsfunktion des D/A-Wandlers, die aus der Auswahlvorrichtung 113 und dem D/A-Wandler 109 besteht, wie folgt dargestellt. Ierr=Cerr(1-Z–1)2Q (1)
In obiger Gleichung wird "(1-Z^–1)²" als eine Rauschformungsgröße bezeichnet, deren Wert für den Niederfrequenzbereich "0" ist. Folglich wird der Rauschstrom des Niederfrequenzbereichs unterdrückt.
In dem ersten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient, wird die Rauschstörung für den Niederfrequenzbereich im Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 109 durch die Verwendung der in 3 gezeigten Auswahlvorrichtung 113 sowie des D/A-Wandlers 109 unterdrückt. Das Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 109 wird durch den zweiten Frequenzwandler, der aus dem Mischverstärker 110 und dem Referenzsignalgenerator 111 besteht, in eine Frequenz umgewandelt, die nahezu identisch ist mit der Frequenz des Eingangssignals Sin. In diesem Fall wird das an den Gleichstrom angrenzende Signal (Niederfrequenzbereich) von dem D/A-Wandler 109 in die Frequenz umgewandelt, die an das Eingangssignal Sin angrenzt. Wie zuvor erwähnt, wird die an den Gleichstrom angrenzende Rauschstörung des Ausgangssignals von dem D/A-Wandler 109 reduziert. Daher wird die Zunahme der Rauschstörung, die an die Signalfrequenz angrenzt, reduziert, und eine extrem genaue A/D-Wandlung erzielt.
5 zeigt ein Blockschaltbild eines Beispiels des A/D-Wandlers 108 in 2. Der A/D-Wandler 108 basiert auf der gewöhnlicher Parallelvergleichstechnik und besteht aus einer Vielzahl von Vergleichern CMP1, CMP2, ---, CMPm, um das Eingangssignal mit jeder Vergleichsspannung V1, V2, ---, Vm zu vergleichen und einem Decodierer DEC, um die Ausgabe von jedem Vergleicher in einen Binärcode zu decodieren. Das digitale Signal wird aus dem Ausgangssignal des Decodierers DEC extrahiert. Als digitales Eingangssignal 201 an die Auswahlvorrichtung 113 werden die Ausgangssignale von jedem Vergleicher CMP1, CMP2, ---, CMPm verwendet. In diesem Fall wird das Ausgangssignal von jedem Vergleicher CMP1, CMP2, ---, CMPm direkt der Auswahlvorrichtung 202 in 3 zugeführt und es ist nicht erforderlich, dass eine Hardware, ähnlich wie der Decodierer DEC, in der Auswahlvorrichtung 113 eingebaut wird. Kurz gesagt, die Auswahlvorrichtung 202 ermittelt in Reihenfolge der Niedrigkeit des Wertes des Eingangssignals Int_i (i=1⁓n) aus dem Filterkreis 210 IN Einheiten aus dem Auswahlsignal Xi (i=1⁓1). Aus diesem Grund wird das digitale Eingangssignal 201 nicht als Binärcode verwendet sondern als das Ausgangssignal des Vergleichers CMP1, CMP2, ---, CMPm vor dem Decodierungsprozess. In diesem Fall wird der Decodierer nicht in der Auswahlvorrichtung 113 benötigt und eine Komponente der Auswahlvorrichtung 113 ist einfach ausgeführt.
6 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem zweiten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient. In dem zweiten Beispiel wird im Vergleich zum ersten Beispiel ein Ausgangssignal von dem Mischverstärker 110 durch ein Filter 114 an die Subtrahiereinrichtung 103 zurückgeführt. Das Filter 114 unterdrückt Frequenzkomponenten mit Ausnahme der Frequenz des Eingangssignals Sin des Rückführsignals Sf. Auf diese Weise werden durch Hinzunahme des Filters 114 unnötige Frequenzkomponenten, die durch den zweiten Frequenzwandler oder den D/A- Wandler 109 erzeugt werden, durch das Filter 114 eliminiert und die Umwandlungsgenauigkeit steigt. Des Weiteren werden bei Verwendung eines Oberwellensignals, wie zum Beispiel Rechteckwellen, als ein Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 111, unnötige Signale, die von dem Oberwellensignal erzeugt werden, eliminiert und ein Absinken der Umwandlungsgenauigkeit wird verhindert.
7 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem dritten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. In dem dritten Beispiel befindet sich im Vergleich zum zweiten Beispiel ein Filter 115 auf der Ausgangsseite des D/A-Wandlers 109. Das Filter 115 eliminiert eine unnötige Frequenzkomponente, die durch den D/A-Wandler 109 erzeugt wird sowie Störgeräusche, die zu einem ganzzahligen Vielfachen der Taktfrequenz des D/A-Wandlers 109 erzeugt werden. Dies führt zu einer Steigerung der Umwandlungsgenauigkeit.
8 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem vierten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. In dem vierten Beispiel wurde im Vergleich zum ersten Beispiel in 2 das Filter 107 entfernt. Befindet sich das Filter 107 nicht an der Ausgangsseite des ersten Frequenzwandlers, der den Mischverstärker 105 und den Referenzsignalgenerator 106 umfasst, wird eine Komponente (Spiegelsignal) mit Ausnahme der erforderlichen Frequenz dem A/D-Wandler 108 zugeführt. Jedoch befinden sich der erste Frequenzwandler und der A/D-Wandler 108 in 8 in der Rückkopplungsschleife. Selbst bei Zuführung von Rauschstörungen wie dem Spiegelsignal wird die Rauschstörung mittels Verstärkung der Rückkopplungsschleife unterdrückt und ein Absinken der Endleistung wird verhindert. Folglich entfällt das Filter 107 und der Umfang des Schaltkreises wird reduziert.
9 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer ersten Ausführungsform. Im Vergleich zu dem vierten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient, wird der zweite Frequenzwandler, der aus dem Mischverstärker 110 und dem Referenzsignalgenerator 111 besteht, durch einen digitalen Mischverstärker 116 ersetzt und Wandlerelemente, die den digitalen Mischverstärker 116 umfassen, werden durch die Auswahlvorrichtung 113 ausgewählt. In den Beispielen 1–4, die zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dienen, wählt die Auswahlvorrichtung 113 die Wandlerelemente nur in dem D/A-Wandler 109 aus und eine Abnahme der Leistungsfähigkeit, hervorgerufen durch die Verwendung eines nicht idealen Mischverstärkers 110, wird verhindert. In der ersten Ausführungsform wird ebenso ein Absinken der Umwandlungsgenauigkeit, hervorgerufen durch die Streuung von Wandlerelementen in dem Mischverstärker, verhindert und eine hohe Umwandlungsgenauigkeit ist möglich.
10 zeigt ein Blockschaltbild des Mischverstärkers 116 in 9. Der Mischverstärker 116 besteht aus einer Vielzahl von Vervielfachern 301 und einer Additionseinrichtung 302 zum Addieren von Ausgangssignalen von der Vielzahl von Vervielfachern 301. In dem Mischverstärker 116 vervielfacht der Vervielfacher 301 das Auswahlsignal X1⁓Xn ("0" oder "1") von der Auswahlvorrichtung 113 mit dem Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 111 und die Additionseinrichtung 302 addiert jedes Ausgangssignal von dem Vervielfacher 301. Dadurch gibt der Mischverstärker 116 ein Signal proportional zum Ausgangssignal des A/D-Wandlers 108 aus. Dies entspricht einer Tatsache, dass das Ausgangssignal von dem A/D-Wandler 108 mit dem Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 111 vervielfacht wird. Des Weiteren wird der Vervielfacher 301 von der Auswahlvorrichtung 113 ausgewählt und ein Rauscheffekt durch Streuung der Kennwerte für eine festgelegte Frequenz der Vielzahl von Vervielfachern wird reduziert.
Das Auswahlsignal Xi ist ein binäres Signal "0" oder "1" und der Vervielfacher 301 besteht lediglich aus Schaltern. In diesem Fall wird die Auswirkung einer Nichtidealität wie zum Beispiel Nichtlinearität des Mischverstärkers 116 beseitigt. Folglich wird die Auswirkung der Nichtidealität des Mischverstärkers unterdrückt und eine hohe Umwandlungsgenauigkeit kann erzielt werden.
11 zeigt ein Detailschaltbild des Mischverstärkers 116. In 11 wird ein Referenzsignal des Referenzsignalgenerators 111 einer Transistorbasis Q1⁓Qn zugeführt. Jeder Emitter des Transistors Q1⁓Qn ist an einem Bezugspotentialpunkt gemeinsam verbunden und jeder Kollektor des Transistors Q1⁓Qn ist an eine Seite einer Vielzahl von Schaltern SW1⁓Swn angeschlossen. Die anderen Seiten der Schalter SW1⁓Swn sind gemeinsam verbunden und der gemeinsame Anschlusspunkt ist an eine Energieversorgung durch einen Widerstand R angeschlossen. Das Ausgangssignal wird aus dem gemeinsamen Anschlusspunkt extrahiert.
Der Vervielfacher 301 in 10 besteht aus den Transistoren Q1⁓Qn und den Schaltern SW1⁓SWn und die Additionseinrichtung 302 ist mittels einer Schaltverbindung realisiert. Die "An"- und "Aus"-Zustände der Schalter SW1⁓Swn werden durch das Auswahlsignal von der Auswahlvorrichtung 113 in 9 gesteuert. In den Kollektoren der Transistoren Q1⁓Qn fließt das Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 111. Die Stromwerte von jedem Kollektor sind identisch, wenn die Kennwerte der Transistoren Q1⁓Qn absolut identisch sind. Eigentlich sind die Kennwerte aufgrund der Streuung bei der Herstellungsgenauigkeit nicht absolut identisch. Folglich werden die "An"- und "Aus"-Zustände der Schalter SW1⁓SWn einfach durch digitale Signale von dem A/D-Wandler 108 gesteuert, wobei aufgrund des Stromfehlers für diese Streuung ein Wandlungsfehler im Ausgangssignal enthalten ist. In der fünften Ausführungsform werden die Schalter SW1⁓SWn durch das Auswahlsignal von der Auswahlvorrichtung 113 gesteuert und der Rauscheffekt der festgelegten Frequenz wird erheblich reduziert. Kurz gesagt ist es nicht erforderlich, dass die Kennwerte der Transistoren Q1⁓Qn absolut identisch sind. Infolgedessen wird ein preisgünstiger Halbleiterprozess eingesetzt und die Kosten werden ebenso reduziert.
12 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem fünften Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. Im Vergleich zu dem vierten Beispiel in 8 entfällt der erste Frequenzwandler und die Abtastfunktion des A/D-Wandlers 108 übernimmt eine Funktion des ersten Frequenzwandlers. Um die Funktion des ersten Frequenzwandlers für den A/D-Wandler 108 zu übernehmen, wird die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers 108 niedriger als die zweifache Trägerfrequenz des Eingangssignals eingestellt. Des Weiteren enthält das Filter 104 einen Bandpassfilter, um die Frequenzkomponente für die Trägerfrequenz des Eingangssignals weiterzuleiten. Wie wohl bekannt ist, wird, wenn beim Durchführen eines Abtastvorgangs für den A/D-Wandler mit einer Frequenz, die niedriger ist als die Frequenz des Eingangssignals, das Eingangssignal mit einer Frequenzbandbreite, die unterhalb der Hälfte der Abtastfrequenz liegt, gefaltet. Wenn daher die Abtastfrequenz auf eine geeignete Frequenz eingestellt wird, die weniger als die zweifache Trägerfrequenz innerhalb des nicht gefalteten Bereichs der Seitenbandkomponente beträgt, wird die Frequenz des Eingangssignals in eine niedrigere Frequenz als die Aliaskomponente des A/D-Wandlers 108 gewandelt. Auf diese Weise wird im fünften Beispiel die Funktion des ersten Frequenzwandlers mit dem A/D-Wandler 108 verbunden und der erforderliche Hardwareumfang und die Kosten werden reduziert. Des Weiteren wird die Abtastfrequenz auf einen niedrigen Wert eingestellt und der Energieverbrauch wird ebenfalls reduziert.
13 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem sechsten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. Im Vergleich zu dem vierten Beispiel in 8 entfällt der zweite Frequenzwandler und der D/A-Wandler 109 enthält die Funktion des zweiten Frequenzwandlers. Im sechsten Beispiel wird das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 109 mittels Halteglied nullter Ordnung realisiert. Mit anderen Worten umfasst der Ausgabeabschnitt im Unterschied zu einem normalen D/A-Wandler keinen Tiefpassfilter. In diesem Fall ist das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 109 ein analoges Signal mit Rechteckwellen (treppenartig) und enthält Frequenzkomponenten, die ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz sind. Wenn folglich die Frequenzkomponente, die identisch mit der Frequenz des Eingangssignals ist, in dem Ausgangssignal von dem D/A-Wandler 109 als das Rückführsignal Sf verwendet wird, entfällt der zweite Frequenzwandler. Wird des Weiteren eine Pulsbreite des Ausgangssignals von dem D/A-Wandler 109 schmal eingestellt, ist die Energie der Oberschwingung groß und kann von dem D/A-Wandler 109 zur Übernahme der Funktion des zweiten Frequenzwandlers genutzt werden. Auf diese Weise wird in der siebten Ausführungsform die Funktion des zweiten Frequenzwandlers mit dem Ausgangsabschnitt des D/A-Wandlers 109 vereint und der erforderliche Hardwareumfang und die Kosten werden reduziert.
14 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem siebten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. In dem siebten Beispiel wird das fünfte Beispiel, das den ersten Frequenzwandler mit dem A/D-Wandler 108 in 12 vereint, mit dem sechsten Beispiel, das den zweiten Frequenzwandler mit dem D/A-Wandler 109 in 13 vereint, kombiniert. Folglich wird keine spezielle Hardware des ersten Frequenzwandlers und des zweiten Frequenzwandlers benötigt und der erforderliche Hardwareumfang wird erheblich reduziert.
15 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem achten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient. Im Vergleich zu dem ersten Beispiel in 2 werden der Referenzsignalgenerator 106 und der Referenzsignalgenerator 111 gemeinsam verwendet. Wenn in der ersten Ausführungsform und den Beispielen 1–7 die Ausgabefrequenz des Referenzsignalgenerators 106 nicht identisch ist mit der des Referenzsignalgenerators 111, stimmt die Frequenz des Rückführsignals Sf nicht mit der Frequenz des Eingangssignals Sin überein und eine Schleife ist oft instabil. Jedoch wird diese Situation im achten Beispiel vermieden, da der Referenzsignalgenerator 106 und der Referenzsignalgenerator 111 gemeinsam verwendet werden. Des Weiteren reduziert sich der erforderliche Hardwareumfang und der Energieverbrauch sinkt, da der Referenzsignalgenerator in einer Vorrichtung vereint ist.
16 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem neunten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient. In dem neunten Beispiel wird ein orthogonaler Frequenzwandler als der erste Wandler und als der zweite Wandler verwendet.
Ein erster orthogonaler Frequenzwandler besteht aus zwei Mischverstärkern 105a und 105b, um jeweils das Ausgangssignal von dem Filter 104 zuzuführen, dem Referenzsignalgenerator 106, um das Referenzsignal an die Mischverstärker 105a und 105b auszugeben, sowie dem π/2 Phasenschieber 118a, um das Referenzsignal um π/2 zu verschieben. Der erste orthogonale Frequenzwandler gibt zwei Signale zur Frequenzwandlung aus, die orthogonal zueinander sind.
In dem neunten Beispiel sind zwei A/D-Wandler und zwei D/A-Wandler vorbereitet. In 16 werden die Ausgangssignale von den beiden Mischverstärkern 105a und 105b den jeweiligen A/D-Wandlern 108a und 108b zugeführt. Die Ausgangssignale von den A/D-Wandlern 108a und 108b werden als A/D-Wandlerausgangssignal Sout1 bzw. Sout2 orthogonal zueinander extrahiert und den beiden D/A-Wandlern 109a bzw. 109b durch zwei Auswahlvorrichtungen 113a bzw. 113b zugeführt.
Der zweite Frequenzwandler besteht aus zwei Mischverstärkern 110a und 110b, um die Ausgangssignale von den D/A-Wandlern 109a bzw. 109b zuzuführen, dem Referenzsignalgenerator 111, um das Referenzsignal an die beiden Mischverstärker 110a und 11b auszugeben, dem π/2 Phasenschieber 118b, um das Referenzsignal als π/2 zu verschieben, sowie einer Additionseinrichtung 117, um die Ausgangssignale der beiden Mischverstärker 110a und 110b zu addieren. Ein Ausgangssignal von der Additionseinrichtung 117 wird der Subtrahiereinrichtung 103 als Rückführsignal Sf zugeführt.
In dem neunten Beispiel wird eine Effekt erzielt, der vergleichbar mit dem ersten Beispiel ist. Kurz gesagt, der erste Frequenzwandler, der aus den beiden Mischverstärkern 105a und 105b, dem Referenzsignalgenerator 106 und dem π/2 Phasenschieber 118a besteht, befindet sich im Hauptsignalweg der negativen Rückkopplungsschleife. Daraus folgt, dass der Effekt einer nicht perfekten Wirkungsweise der Mischverstärker 105a und 105b durch die Wirkungsweise der negativen Rückkopplung reduziert wird. Des Weiteren befinden sich die D/A-Wandler 109a und 109b in einem Rückführsignalweg der negativen Rückkopplungsschleife und ausgezeichnete Kennwerte einer geringen Verzerrung und geringen Rauschstörung sind für die beiden D/A-Wandler 109a sowie 109b erforderlich. In diesem Fall selektieren die Auswahlvorrichtungen 113a bzw. 113b die Wandlerelemente in den D/A-Wandlern 109a bzw. 109b und die durch die Streuung der Wandlerelemente generierte Verzerrung und Rauschstörung in der Bandbreite der festgelegten Frequenz werden reduziert. Deshalb werden die niedrige Verzerrung und die niedrige Rauschstörung einfach realisiert.
Des Weiteren werden im neunten Beispiel eine Frequenz des Referenzsignals, das von dem Referenzsignalgenerator 106 den Mischverstärkern 105a und 105b zugeführt wird, sowie eine Frequenz des Referenzsignals, das von dem Referenzsignalgenerator 111 den Mischverstärkern 110a und 11b zugeführt wird, willkürlich selektiert. Ist die Frequenz des Referenzsignals identisch mit der Trägerfrequenz des Eingangssignals, wird das Eingangssignal durch die Mischverstärker 105a und 105b in das Basisbandsignal umgewandelt. In dem in 2 gezeigten ersten Beispiel werden, wenn die Frequenz des Referenzsignals auf diese Weise gewählt wird, beide Seitenbänder des Eingangssignals durch den Mischverstärker 105 in das Basisband gefaltet, wobei eine der Amplitudenkomponenten und Phasenkomponenten des Eingangssignals nicht demoduliert wird. Jedoch wird in dem neunten Beispiel der orthogonale Frequenzwandler als der erste Frequenzwandler verwendet. Folglich werden sowohl die Amplitudenkomponente als auch die Phasenkomponente durch den orthogonalen Frequenzwandler umgewandelt und durch den A/D-Wandler 108 und den Demodulator 112 demoduliert.
17 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer zweiten Ausführungsform. In der zweiten Ausführungsform ist die in 9 gezeigte erste Ausführungsform orthogonal ausgeführt. Im Vergleich zu dem neunten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient, entsprechen die digitalen Mischverstärker 116a bzw. 116b dem Mischverstärker 110a und dem D/A-Wandler 109a, dem Mischverstärker 110b und dem D/A-Wandler 109b. Die Wandlerelemente in den digitalen Mischverstärkern 116a und 116b werden jeweils durch die Auswahlvorrichtung 113a bzw. 113b ausgewählt. In dem neunten Beispiel wählen die Auswahlvorrichtungen 113a bzw. 113b die Wandlerelemente in dem D/A-Wandler 109a bzw. 109b aus. Folglich sinkt die Leistungsfähigkeit aufgrund der Nichtidealität der Mischverstärker 110a und 11b. Jedoch wird in der zweiten Ausführungsform eine Abnahme der Umwandlungsgenauigkeit, die durch den Streuungseffekt von Elementen, die aus dem Mischverstärker bestehen, verursacht wird, ebenso verhindert und eine hohe Umwandlungsgenauigkeit kann erzielt werden.
18 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer dritten Ausführungsform. Im Vergleich zu der zweiten Ausführungsform in 17 befinden sich zwei Filter 107a und 107b jeweils an der Ausgangsseite der Mischverstärker 105a und 145b in dem ersten orthogonalen Frequenzwandler. In der dritten Ausführungsform wird eine unnötige Frequenzkomponente (Spiegelsignal), die durch die Mischverstärker 105a bzw. 105b generiert wird, mit Hilfe der Filter 107a und 107b eliminiert. Dadurch wird ein Absinken der Umwandlungsgenauigkeit verhindert.
19 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer vierten Ausführungsform. Im Vergleich zu der dritten Ausführungsform in 18 befindet sich ein Filter 114 an der Ausgangsseite der Additionseinrichtung 117. In der vierten Ausführungsform wird eine unnötige Frequenzkomponente, die durch den zweiten orthogonalen Frequenzwandler oder den D/A-Wandler erzeugt wird, mit Hilfe des Filters 114 eliminiert und die Umwandlungsgenauigkeit steigt. Des Weiteren wird bei Verwendung der Oberschwingung, wie zum Beispiel Rechteckwellen, als das Referenzsignal von dem Referenzsignalgenerator 111, das unnötige Signal, das von der Oberschwingung erzeugt wird, eliminiert und ein Absinken der Umwandlungsgenauigkeit wird verhindert.
20 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer fünften Ausführungsform. Im Vergleich zu der zweiten Ausführungsform in 16 entfällt der erste orthogonale Frequenzwandler und die Funktion des ersten orthogonalen Frequenzwandlers wird mit der Abtastfunktion der beiden A/D-Wandler 108a und 108b vereint.
Um die Wandlungsfunktion der orthogonalen Frequenz mittels der Abtastfunktion der beiden A/D-Wandler 108a und 108b zu realisieren, werden durch den Referenzsignalgenerator 106 und den Phasenschieber 118a Taktsignale mit einem 90° (π/2) Phasenunterschied erzeugt und der Abtastvorgang erfolgt mittels Taktsignalen. Damit die A/D-Wandler 108a und 108b die Funktion des ersten orthogonalen Frequenzwandlers vorbereiten können, wird des Weiteren die Abtastfrequenz der A/D-Wandler 108a und 108b auf weniger als die zweifache Trägerfrequenz des Eingangssignals eingestellt. Als Filter 104 wird der Bandpassfilter verwendet, um die Frequenzkomponente für die Trägerfrequenz des Eingangssignals weiterzuleiten. Auf diese Weise ist in der fünften Ausführungsform die Funktion des ersten orthogonalen Frequenzwandlers mit den A/D-Wandlern 108a und 108b vereint. Dadurch werden der erforderliche Hardwareumfang und die Kosten reduziert. Zusätzlich nimmt auch der Energieverbrauch ab, da die Abtastfrequenz auf einen niedrigen Wert eingestellt ist.
21 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem zehnten Beispiel, das zum Verständnis der vorliegenden Erfindung dient. Im Vergleich zu dem neunten Beispiel in 15 entfällt der zweite orthogonale Frequenzwandler und die Funktion des zweiten orthogonalen Frequenzwandlers wird mit den beiden D/A-Wandlern 109a und 109b vereint.
In dem zehnten Beispiel ist das Ausgangssignal von den D/A-Wandlern 109a und 109b als Halteglied nullter Ordnung realisiert. Mit anderen Worten umfasst der Ausgabeabschnitt im Unterschied zu einem normalen D/A-Wandler keinen Tiefpassfilter zur Glättung. In diesem Fall ist das Ausgangssignal von den D/A-Wandlern 109a und 109b ein analoges Signal mit Rechteckwellen (treppenartig) und enthält die Oberschwingung, d.h. Frequenzkomponenten, die ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz sind. Wenn folglich eine Frequenzkomponente, die identisch ist mit der Frequenz des Eingangssignals, als das Rückführsignal Sf in dem Ausgangssignal der D/A-Wandler 109a und 109b verwendet wird, kann der zweite orthogonale Frequenzwandler entfallen. Um des Weiteren das orthogonale Signal von den beiden A/D-Wandlern 108a und 108b umzuwandeln, beinhalten die beiden Taktsignale der beiden D/A-Wandler 109a und 109b den Phasenunterschied "90°" durch den Referenzsignalgenerator 111 und den Phasenschieber 118b. Ist des Weiteren eine Pulsbreite des Ausgangssignals der D/A-Wandler 109a und 109b schmal, ist die Energie der Oberschwingung hoch. Es ist daher vorteilhaft, dass die D/A-Wandler 109a und 109b die Funktion des zweiten Frequenzwandlers vorbereiten. Auf diese Weise ist in dem zehnten Beispiel die Funktion des zweiten orthogonalen Frequenzwandlers mit dem Ausgangsabschnitt der D/A-Wandler 109a und 109b vereint. Dies führt zu einer Reduzierung des erforderlichen Hardwareumfangs sowie der Kosten.
22 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einem elften Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient. In dem elften Beispiel ist die fünfte Ausführungsform, die die Funktion des ersten Frequenzwandlers mit den A/D-Wandlern 108a und 108b in 20 vereint, kombiniert mit dem zehnten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient, und die Funktion des zweiten Frequenzwandlers mit den D/A-Wandlern 109a und 109b in 21 vereint. In diesem Fall wird keine spezielle Hardware, wie die des ersten Frequenzwandlers und des zweiten Frequenzwandlers benötigt und der erforderliche Hardwareumfang wird erheblich reduziert.
23 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer sechsten Ausführungsform. Im Vergleich zu dem in 16 gezeigten Beispiel, das zum Verständnis der Erfindung dient, sind zwei D/A-Wandler 109a und 109b in einem D/A-Wandler 129 vereint und zwei Auswahlvorrichtungen 113a und 113b sind in einer Auswahlvorrichtung 123 vereint. In der in 16 gezeigten neunten Ausführungsform, sind die Verzerrung und die Rauschstörung, die durch die Streuung der Kennwerte der beiden D/A-Wandler 109a und 109b erzeugt werden, reduziert. Jedoch stimmen die Kennwerte von zwei orthogonalen Signalen nicht überein. Zum Beispiel nehmen bei einer unterschiedlichen Verstärkung der beiden orthogonalen Signale die Wandlungskennwerte ab. In der siebzehnten Ausführungsform werden zwei Auswahlvorrichtungen 113a und 113b gemeinsam von der Auswahlvorrichtung 123 verwendet und die Wandlerelemente in den beiden D/A-Wandlern 109a und 109b werden gemeinsam von dem D/A-Wandler 129 verwendet. Folglich sind die Kennwerte der beiden D/A-Wandler 109a und 109b identisch und die Wandlungskennwerte steigen.
24 zeigt ein Blockschaltbild der Auswahlvorrichtung 123 und des D/A-Wandlers 129. Der D/A-Wandler 129 in 24 besteht aus n Schalteinheiten 204 und n Stromquelleneinheiten mit einem identischen Stromwert. Jede Quelle 205 ist mit jedem Schalter 204 in Reihe geschaltet. In diesem Fall ist die Stromquelle 205 das Wandlerelement. Gegenüberliegende Klemmen der Schalter 204 für die Stromquellen 205 sind an n Knoten gemeinsam miteinander verbunden und ein Ausgangsstrom, der der Ausgabe von zwei D/A-Wandlern 109a und 109b entspricht, wird von diesen beiden gemeinsamen Anschlussknoten 221 und 222 gespeist.
Die Auswahlvorrichtung 123 umfasst eine Auswahlvorrichtung 212 und einen Filterkreis 220. Die digitalen Signale 211a und 211b werden jeweils von den A/D-Wandlern 108a bzw. 108b ausgegeben und der Auswahlvorrichtung 212 zugeführt. Diese digitalen Eingangssignale 211a und 211b werden jeweils als ein Signal, das für die Anzahl IN1 und IN2 steht, ausgegeben, um die Wandlerelemente (die Stromquelle 205) in den D/A-Wandlern 109a und 109b auszuwählen. Als Reaktion auf das digitale Eingangssignal 211a bestimmt die Auswahlvorrichtung 212 IN1 Einheiten aus n Einheiten des Auswahlsignalwegs Xi (X1⁓Xn) und gibt ein Auswahlsignal "1" an IN1 Einheiten des Signalwegs und ein Nicht-Auswahlsignal "0" an den anderen Signalweg aus. Auf die gleiche Weise und als Reaktion auf das digitale Eingangssignal 211b bestimmt die Auswahlvorrichtung 212 IN2 Einheiten aus n Einheiten des Auswahlsignalwegs Yi (Y1⁓Yn) und gibt ein Auswahlsignal "1" an die IN2 Einheiten des Signalwegs und ein Nicht-Auswahlsignal "0" an den anderen Signalweg aus. Die Auswahlsignale Xi und Yi werden ebenfalls dem Filterkreis 220 zugeführt.
Die Ausgangssignale Intl_i (i=1⁓n) und Int2_i (i=1⁓n) von dem Filterkreis 220 werden der Auswahlvorrichtung 212 zugeführt (zurückgeführt). Die Auswahlvorrichtung 212 wählt IN1 Einheiten aus, um das Auswahlsignal "1" von dem Auswahlsignalweg Xi (X1⁓Xn) der Niedrigkeit des Wertes von Intl_i (i=1⁓n) nach auszugeben und wählt IN2 Einheiten aus, um das Auswahlsignal "1" von dem Auswahlsignalweg Yi (Y1⁓Yn) der Niedrigkeit des Wertes von Int_2i (i=1⁓n) nach auszugeben. Diese Auswahlsignale Xi und Yi werden dem D/A-Wandler 129 zugeführt. Die IN1 Einleiten von den Schaltern 204 des D/A-Wandlers 109a, die "Xi=1" entsprechen, werden eingeschaltet und die IN2 Einheiten von den Schaltern 204 des D/A-Wandlers 109b, die "Yi=1" entsprechen, werden eingeschaltet. Die anderen Schalter 204 werden ausgeschaltet.
Der Filterkreis 220, der aus einer Vielzahl von Filtern 213 besteht, errechnet eine Einsatzhäufigkeit Intl_i (i=1⁓n) jeder Stromquelle 205 entsprechend dem D/A-Wandler 109a durch Filterung des Auswahlsignals Xi (zum Beispiel Integration) und errechnet eine Einsatzhäufigkeit Int2_i (i=1⁓n) jeder Stromquelle 205 entsprechend dem D/A-Wandler 109b durch Filterung des Auswahlsignals Yi. Kurz gesagt, die Auswahlsignale Xi und Yi von der Auswahlvorrichtung 212 werden jeweils dem entsprechenden Filter 213 zugeführt. Jedes Filter 213 gibt die Einsatzhäufigkeit der entsprechenden Stromquelle als das Eingangssignal Intl_i (i=1⁓n) oder Int2_i (i=1⁓n) an die Auswahlvorrichtung 202 aus. Wird "F(Z)=1/(1-Z^–1)" als Kennwert für jedes Filter 213 verwendet, so reduziert sich die an die Niederfrequenz des Ausgangssignals des D/A-Wandlers 129 angrenzende Rauschstörung.
In dem D/A-Wandler 129 wird eine Stromsumme von den Stromquellen 205 gemäß dem Auswahlsignal "Xi=1" bzw. "Yi=1" als Ausgangsstrom von den gemeinsamen Anschlussknoten 221 und 222 ausgegeben. Kurz gesagt wird jeder Ausgangsstrom durch die Anzahl IN1 des Auswahlsignals "Xi=1" bzw. die Anzahl IN2 des Auswahlsignals "Yi=1" bestimmt. Wird der D/A-Wandler 129 unter Anwendung der LSI-Technologie realisiert, so wird die Stromquelle 205 durch einen Transistor erzielt. In diesem Fall sind die Ausgangsströme der einzelnen Stromquellen 205 aufgrund der Streuung der Transistorkennwerte nicht absolut identisch und der Ausgangsstrom von dem D/A-Wandler 129 enthält einen Wandlungsfehler. Jedoch ist in der siebzehnten Ausführungsform die Auswirkung des Wandlungsfehlers für eine festgelegte Frequenzbandbreite reduziert.
Des Weiteren ist in der sechsten Ausführungsform die Stromquelle 205 des D/A-Wandlers 129 eine gemeinsame Stromquelle für die beiden D/A-Wandler 109a und 109b. Die Stromquellen 205 werden so ausgewählt, dass die Anzahl der Stromquellen als der D/A-Wandler 109a identisch ist mit der Anzahl der Stromquellen als der D/A-Wandler 109b. Folglich sind Rauschkomponenten und Steigerungen der festgelegten Frequenz zweier Ausgangssignale von dem D/A-Wandler 129 identisch.
25 zeigt ein Blockschaltbild des A/D-Wandlers in dem Empfänger des Radiogeräts gemäß einer siebten Ausführungsform Der D/A-Wandler 129, zwei Mischverstärker 110a und 110b, der Referenzsignalgenerator 111, π/2 Phasenschieber 118b und die Additionseinrichtung 117 in 24 werden alle durch einen in 25 gezeigten digitalen Mischverstärker 126 ersetzt. In der siebten Ausführungsform wird ein Verstärkungsfehler des Mischverstärkers reduziert und die Umwandlungsgenauigkeit nimmt weiter zu.

Claims

A/D-Wandler, der die folgenden Merkmale umfasst: ein Subtraktionsmittel (103) zum Subtrahieren eines ersten Signals von einem zweiten Signal sowie zum Ausgeben eines dritten Signals als ein Subtraktionsergebnis; ein erstes Wandlermittel (105, 106, 108) zur Durchführung einer Abwärtswandlung der Frequenz und einer A/D-Wandlung auf das dritte Signal sowie zur Ausgabe eines digitalen Signals; ein Mischverstärker (116) mit einer Vielzahl von Wandlerelementen zur Durchführung einer D/A-Wandlung und einer Aufwärtswandlung der Frequenz auf das digitale Signal, zur Ausgabe eines analogen Signals als ein Ausgangssignal mit einer Frequenz, die nahezu gleich einer Frequenz des zweiten Signals ist, sowie zur Bereitstellung des analogen Signals als erstes Signal an das Subtraktionsmittel; und ein Auswahlmittel (113) zur Berechnung der Einsatzhäufigkeit von jedem Element aus der Vielzahl von Wandlerelementen sowie zur Auswahl der Wandlerelemente mit einem niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit, wobei eine Anzahl von ausgewählten Wandlerelementen einem Wert des digitalen Signals entspricht; dadurch gekennzeichnet, dass der Mischverstärker (116) folgende Merkmale umfasst: eine Vielzahl von Vervielfachern (301), die vom Auswahlmittel als die Vielzahl von Wandlerelementen ausgewählt werden können; ein Referenzsignalgenerator (111) zur Bereitstellung eines Referenzsignals an die Vielzahl von Vervielfachern (301) als Trägersignal für die Aufwärtswandlung der Frequenz; und eine Additionseinrichtung (302) zur Addition von Ausgangssignalen von den ausgewählten Vervielfachern (301), wobei ein Additionssignal das erste Signal ist.
A/D-Wandler nach Anspruch 1, wobei das erste Wandlermittel (105, 106, 108) ein erstes Mittel zur Frequenzwandlung (105, 106) zur Erzeugung des dritten Signals mit einer vorbestimmten Frequenz, welche von der Frequenz des zweiten Signals abweicht, beinhaltet, sowie ein A/D-Wandlermittel (108) zur Umwandlung eines Ausgangssignals aus dem ersten Mittel zur Frequenzwandlung in das digitale Signal.
A/D-Wandler nach Anspruch 2, wobei das Auswahlmittel (113) eine Vielzahl von Filtern beinhaltet, die an jede Signalleitung angeschlossen sind, welche jeden der Vervielfacher aus der Vielzahl von Vervielfachern einschalten, wobei jedes der Filter aus der Vielzahl von Filtern einen Integrationswert als die Einsatzhäufigkeit in Reaktion auf die Ausgabe eines Auswahlsignals vom Auswahlmittel berechnet.
A/D-Wandler nach Anspruch 3, wobei das Auswahlmittel (113) die Signalleitungen auswählt, die einen niedrigeren Integrationswert haben, welcher der Reihe nach anfangend mit dem niedrigsten Integrationswert von der Vielzahl von Filtern ermittelt wird, wobei eine Anzahl von ausgewählten Signalleitungen dem Wert des digitalen Signals entspricht, und das Auswahlsignal an die ausgewählten Signalleitungen ausgibt.
A/D-Wandler nach Anspruch 2, wobei das A/D-Wandlermittel (108) das dritte Signal bei einer Abfragefrequenz abfragt, die unter der doppelten Frequenz des zweiten Signals liegt.
A/D-Wandler nach Anspruch 1, wobei das erste Wandlermittel (105a, 105b, 106, 108a, 108b, 118a) zur Ausgabe eines ersten digitalen Signals und eines zweiten digitalen Signals, deren Frequenzen orthogonal sind; der ferner ein zweites Wandlermittel (129, 110a, 110b, 111, 117, 118b) umfasst, um jeweils eine D/A-Wandlung und eine Aufwärtswandlung der Frequenz in das erste digitale Signal und das zweite digitale Signal durchzuführen, um ein erstes analoges Signal und ein zweites analoges Signal als das erste Signal mit einer Frequenz, die nahezu gleich der Frequenz des zweiten Signals ist, zu addieren, und um das erste Signal an das Subtraktionsmittel bereitszustellen; wobei das zweite Wandlermittel (129, 110a, 110b, 111, 117, 118b) folgende Merkmale umfasst: einen D/A-Wandler (129) einschließlich einer Vielzahl von Stromquellen (205), wovon jede einen analogen Strom bereitstellt, eine erste Gruppe von Schaltern (109a), die alle mit jeder Quelle aus der Vielzahl von Stromquellen in Reihe geschaltet sind, sowie eine zweite Gruppe von Schaltern (109b), die alle mit jeder Quelle aus der Vielzahl von Stromquellen in Reihe geschaltet sind; wobei das Auswahlmittel (123) folgende Merkmale umfasst: eine Auswahlvorrichtung (212) einschließlich einer ersten Gruppe von Signalleitungen, wovon alle jeweils mit allen aus der ersten Gruppe von Schaltern verbunden sind, und eine zweite Gruppe von Signalleitungen, wovon alle jeweils mit allen aus der zweiten Gruppe von Schaltern verbunden sind; und einen Filterkreis (220) einschließlich einer ersten Gruppe von Filtern, wovon alle jeweils mit allen aus der ersten Gruppe von Signalleitungen verbunden sind, und einer zweiten Gruppe von Filtern, wovon alle jeweils mit allen aus der zweiten Gruppe von Signalleitungen verbunden sind, wobei jedes Filter in Reaktion auf ein Signal von der Signalleitung eine Einsatzhäufgkeit für jede Stromquelle ermittelt, die mittels einer Signalleitung an das Filter angebunden ist; und wobei die Auswahlvorrichtung (212) wahlweise das Signal durch die erste Gruppe von Signalleitungen an die erste Gruppe von Schaltern ausgibt, um die Vielzahl von Stromquellen auszuwählen, die einen niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit haben, wobei eine Anzahl von ausgewählten Stromquellen einem Wert des ersten digitalen Signals entspricht, und wahlweise das Signal durch die zweite Gruppe von Signalleitungen an die zweite Gruppe von Schaltern ausgibt, um die Vielzahl von Stromquellen auszuwählen, die einen niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit haben, wobei eine Anzahl von ausgewählten Stromquellen einem Wert des zweiten digitalen Signals entspricht.
A/D-Wandler nach Anspruch 6, wobei das erste Wandlermittel ein erstes Wandlermittel für orthogonale Frequenzen (105a, 105b, 106, 118a) zur Umwandlung des dritten Signals als zwei Frequenzsignale, deren Frequenzen orthogonal und von der Frequenz des zweiten Signals verschieden sind, beinhaltet, ein erstes A/D-Wandlermittel (108a) zur Umwandlung eines der beiden Frequenzsignale in das erste digitale Signal, sowie ein zweites A/D-Wandlermittel (108b) zur Umwandlung der anderen der beiden Frequenzsignale in das zweite digitale Signal.
A/D-Wandler nach Anspruch 7, wobei das zweite Wandlermittel ein zweites Wandlermittel für orthogonale Frequenzen (110a, 110b, 111, 118b) zur Umwandlung des ersten analogen Signals und des zweiten analogen Signals in zwei Frequenzsignale, deren Frequenzen orthogonal sind, beinhaltet, sowie eine Additionseinrichtung (117) zum Addieren der beiden Frequenzsignale als das erste Signal, dessen Frequenz nahezu gleich der Frequenz des zweiten Signals ist.
A/D-Wandler nach Anspruch 8, wobei jede Klemme aus der ersten Gruppe von Schaltern (109a) im Allgemeinen mit einem ersten Ausgabeknoten (221) verbunden ist, und jede Klemme aus der zweiten Gruppe von Schaltern (109b) im Allgemeinen mit einem zweiten Ausgabeknoten (222) verbunden ist.
A/D-Wandler nach Anspruch 7, wobei die Auswahlvorrichtung (212) wahlweise die erste Gruppe von Schaltern (109a) einschaltet, um den analogen Strom auszugeben, der von den ausgewählten Stromquellen bereitgestellt wird, und wahlweise die zweite Gruppe von Schaltern (109b) einschaltet, um den analogen Strom auszugeben, der von den ausgewählten Stromquellen bereitgestellt wird.
A/D-Wandler nach Anspruch 7, wobei jedes Filter einen Integrationswert als die Einsatzhäufigkeit der durch die Signalleitung mit dem Filter verbundenen Stromquelle in Reaktion auf das Signal von der Auswahlvorrichtung (212) durch die Signalleitung errechnet.
A/D-Wandler nach Anspruch 11, wobei die Auswahlvorrichtung (212) die erste Gruppe von Signalleitungen auswählt, deren Auswahlanzahl gleich dem Wert des ersten digitalen Signals in niedriger Ordnung des durch die erste Gruppe von Filtern ermittelten Integrationswerts ist, die zweite Gruppe von Signalleitungen auswählt, deren Auswahlanzahl gleich dem Wert des zweiten digitalen Signals in niedriger Ordnung des durch die zweite Gruppe von Filtern ermittelten Integrationswerts ist, und das Signal an die ausgewählten Signalleitungen ausgibt.
A/D-Wandler nach Anspruch 7, wobei das erste A/D-Wandlermittel (108a) das dritte Signal durch ein erstes Taktsignal abtastet, und wobei das zweite A/D-Wandlermittel (108b) das dritte Signal durch ein zweites Taktsignal abtastet, bei dem der Phasenunterschied zum ersten Taktsignal 90° beträgt.
A/D-Wandler nach einem der Ansprüche 1 oder 6, welcher ferner die folgenden Merkmale umfasst: Empfangsmittel (101, 102) zum Empfangen eines harmonischen Signals als das zweite Signal; und Demodulationsmittel (112) zum Demodulieren der Ausgabe des digitalen Signals vom Wandlermittel.
A/D-Wandler nach Anspruch 14, wobei der A/D-Wandler eine Empfangseinheit eines Radiogeräts ist.
A/D-Wandler nach Anspruch 1, wobei das erste Wandlermittel (105a, 105b, 106, 108a, 108b, 118a) ein erstes digitales Signal und ein zweites digitales Signal ausgibt, deren Frequenzen orthogonal sind; wobei der Mischverstäker (126), der über eine Vielzahl von Wandlerelementen verfügt, jeweils eine D/A-Wandlung sowie eine Aufwärtswandlung der Frequenz in das erste digitale Signal und das zweite digitale Signal durchführt, ein erstes analoges Signal und ein zweites analoges Signal als das erste Signal mit einer Frequenz addiert, die nahezu gleich einer Frequenz des zweiten Signals ist, und das erste Signal dem Subtraktionsmittel bereitstellt; wobei das Auswahlmittel (123) eine Einsatzhäufigkeit für jedes Element der Vielzahl von Wandlerelementen ermittelt, die Wandlerelemente auswählt, die einen niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit haben, wobei eine Anzahl von ausgewählten Wandlerelementen einem Wert des ersten digitalen Signals entspricht, und die Wandlerelemente mit einem niedrigeren Wert für die Einsatzhäufigkeit auswählt, wobei eine Anzahl von ausgewählten Wandlerelement einem Wert des zweiten digitalen Signals entspricht; und wobei die Additionseinrichtung (302) Ausgangssignale von den ausgewählten Vervielfachern (301) addiert, wobei Additionssignale das erste analoge Signal und das zweite analoge Signal sind, und das erste analoge Signal und das zweite analoge Signal addiert, wobei ein Additionssignal das erste Signal ist.