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1. Bereich der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker mit Vorwärtsregelschleifen
(im Folgenden als FF-Schleifen bezeichnet) zum Unterdrücken von nichtlinearer
Verzerrung und eine Regelschaltung zum Optimieren von FF-Schleifen,
welche ein Verfahren zur Kompensation von Verzerrung anwendet, die
in einem Hauptverstärker
erzeugt wird. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere ein
Verfahren zum Kompensieren von Verzerrung, wie beispielsweise in
einem Hauptverstärker
erzeugte Intermodulationsverzerrung.
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2. Beschreibuag des zugehörigen Standes
der Technik
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Eine
Basisstation oder eine Relaisstation für mobile Kommunikationen führt eine
drahtlose Übertragung
eines Mehrträgersignals
einschließlich
einer Anzahl modulierter Träger
durch. Insbesondere moduliert eine Basisstation oder eine Relaisstation
jeden der Mehrzahl von Trägern
und ordnet diese Träger
auf einer Frequenzachse mit einer bestimmten Frequenztrennung an,
um ein Mehrträgersignal
zu erhalten. Die Basisstation oder die Relaisstation führt dann
eine Funkfrequenzverstärkung
(RF-Verstärkung)
des erhaltenen Mehrträgersignals
aus und führt
nach der RF-Verstärkung
eine drahtlose Übertragung
des Mehrträgersignals
durch. Dementsprechend benötigt
eine derartige Station einen Verstärker zum Ausführen der
RF-Verstärkung
eines Mehrträgersignals.
weiter benötigt
die Station, um vorteilhaft mit einer innerhalb eines abgedeckten
Gebiets oder einer Zelle befindlichen Mobilstation kommunizieren
zu können,
typischerweise einen RF-Verstärker,
der in der Lage ist, Hochleistungsverstärkung durchzuführen. Ein ähnlicher
Bedarf besteht an einem Spannungserhöher oder ähnlichen Vorrichtungen.
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In
einem Verstärker,
der zur Verstärkung
eines Mehrträgersignals
verwendet wird, ist ausgezeichnete Linearität über den gesamten Frequenzbereich
nötig,
dem das Mehrträgersignal
angehört,
da bei ungenügender
Linearität
des Verstärkers
normale und hochwertige Kommunikation durch im Verstärker erzeugte
Verzerrung gestört
würde.
Es existiert eine Vielzahl an Verzerrungen, die durch die Nicht-Linearität des Verstärkers verursacht
werden. Unter diesen Verzerrungen kann die Verzerrung, die bei einer
Frequenz erzeugt wird, welche identisch mit oder sehr nahe an der
eines Trägers
ist, wie beispielsweise IMD (Intermodulation distortion, Intermodulationsverzerrung),
gar nicht oder nur sehr schwierig durch eine Vorgehensweise wie
das Bereitstellen eines Filters nach dem Verstärker beseitigt werden. Nichtsdestotrotz
treten Verzerrungen derartiger Natur mit großer Wahrscheinlichkeit bei
der Verstärkung
eines Mehrträgersignals
auf.
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Eine
Vorgehensweise zur Bereitstellung eines Verstärkers mit extrem geringer Verzerrung,
der für
die Verstärkung
eines Mehrträgersignals
geeignet ist, besteht darin, die Linearität des Verstärkers durch Hinzufügen von
Schaltkreisanordnungen zu dem Verstärker zu verbessern. Eine bekannte
beispielhafte Technik einer derartigen Vorgehensweise ist das in der
Japanischen Offenlegungsschrift Hei 4-70203 offenbarte FF-Verstärkungsverfahren.
Ein Verstärker, der
das FF-Verstärkungsverfahren
anwen det, weist eine Verzerrungserfassungsschleife und eine Verzerrungsunterdrückungsschleife
auf.
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Der
Signalpfad vom Signaleingangsanschluss zum Signalausgangsanschluss,
der durch den Hauptverstärker
verläuft,
das heißt,
der Signalpfad für
die Übertragung
des Eingangssignals in den Hauptverstärker, um verstärkt zu werden,
und. des durch den Hauptverstärker
verstärkten
Signals, wird als dominanter Pfad bezeichnet. Zur Vereinfachung der
Bezeichnung in der vorliegenden Anmeldung wird das im dominanten
Pfad übertragene
Signal nachfolgend als dominantes Signal bezeichnet. Das Signal,
das den dominanten Pfad vor dem Hauptverstärker passiert, wird als Eingangssignal
bezeichnet. Das durch den dominanten Pfad vom Ausgangsanschluss
des Hauptverstärkers
zu dem Punkt verlaufende Signal, an dem es der Verzerrungskompensation
unterzogen wird, wird als Ausgangssignal bezeichnet. Das nach dem
Punkt der Verzerrungskompensation durch den dominanten Pfad verlaufende Signal
wird als verzerrungskompensiertes Ausgangssignal bezeichnet.
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Die
Verzerrungsdetektionsschleife liefert als Vorwärtskopplung ein erstes Zweigsignal,
das durch Abzweigung eines Teils des Eingangssignals an einem ersten
Abzweigungspunkt erhalten wird, an einen ersten, dahinter gelegenen
Kopplungspunkt. An einem hinter dem ersten Abzweigungspunkt und
einem Hauptverstärker
gelegenen zweiten Abzweigungspunkt wird ein Teil des Ausgangssignals
als zweites Zweigsignal abgezweigt. Das zweite Zweigsignal und das
als Vorwärtskopplung
gelieferte erste Zweigsignal werden am ersten Kopplungspunkt kombiniert.
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Das
Eingangssignal und das erste, davon abgezweigte Zweigsignal enthalten
eine Mehrzahl von Trägerkomponenten,
die das Mehrträgersignal ausmachen,
enthalten jedoch zu keinem Zeitpunkt im Hauptverstärker oder
der ihn umgebenden Schaltkreisanordnung (im Folgenden kollektiv
als "der Hauptverstärker" bezeichnet) erzeugte
Verzerrungskomponenten. Andererseits enthalten, wenn Verzerrungskomponenten
im Hauptverstärker
gerade erzeugt werden, das Ausgangssignal wie auch das zweite, davon
abgezweigte Zweig signal sowohl die Trägerkomponenten als auch die
Verzerrungskomponenten. Entsprechend kann bei der Kombination des
ersten und des zweiten Zweigsignals, falls das zu kombinierende
erste und zweite Zweigsignal eine derartige Beziehung zueinander
aufweisen, dass ihre jeweiligen Trägerkomponenten einander aufheben, ein
lediglich die Verzerrungskomponenten enthaltendes Signal erhalten
werden. Ein derart erhaltenes Signal wird nachfolgend als Verzerrungssignal
bezeichnet.
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Um
ein extrem reines Verzerrungssignal zu erhalten, welches nur die
Verzerrungskomponenten enthält,
müssen
das erste und das zweite Zweigsignal eine derartige Beziehung zueinander
aufweisen, dass ihre jeweiligen Trägerkomponenten einander vollständig aufheben.
Insbesondere besteht eine erste Anforderung an diese Beziehung darin,
dass die elektrische Wellenlänge
des Signalpfads von dem ersten Abzweigungspunkt zu dem ersten Kopplungspunkt,
der durch die Verzerrungsdetektionsschleife verläuft, identisch mit der elektrischen
Wellenlänge des
Signalpfads von dem ersten Abzweigungspunkt zu dem ersten Kopplungspunkt
sein muss, der durch den Hauptverstärker und den zweiten Abzweigungspunkt
verläuft.
Eine zweite Anforderung besteht darin, dass das erste und das zweite
Abzweigungssignal am ersten Kopplungspunkt eine identische Amplitude
und eine gegensätzliche
Phase aufweisen müssen.
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Die
Verzerrungsunterdrückungsschleife
liefert das Verzerrungssignal als Vorwärtskopplung, die an einem zweiten,
hinter dem ersten und dem zweiten Abzweigungspunkt liegenden Kopplungspunkt erneut
mit dem Ausgangssignal kombiniert werden soll. Wird die in der Verzerrungsunterdrückungschleife
auftretende Signalverzögerung
in dem dominanten Pfad kompensiert, und werden die Verzerrungskomponenten
in dem Ausgangssignal und dem Verzerrungssignal durch den Hilfsverstärker in
der Verzerrungsunterdrückungsschleife
oder in dem dominanten Pfad angemessen eingestellt, so dass ihre
Amplituden jeweils identisch und ihre Phasen gegensätzlich sind,
so unterdrückt
der Signalrekombinationsvorgang an dem zweiten Kopplungspunkt die
in dem Hauptverstärker erzeugten
Verzerrungskomponenten, um ein verzerrungskompensiertes Ausgangssignal
zu liefern, das gar keine oder eine verringerte Menge von Verzerrungskomponenten
aufweist.
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8 zeigt
eine beispielhafte Konfiguration eines herkömmlichen FF-Verstärkers. In
diesem Verstärker
werden drei Hybridschaltungen HYB1–HYB3 zur Bildung der Verzerrungsdetektionsschleife
L1 und der Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 verwendet. In der Abbildung ist der vom Signaleingangsanschluss
IN zum Signalausgangsanschluss OUT durch den Hauptverstärker A1
und die koaxiale Verzögerungsleitung
D2 verlaufende Signalpfad der dominante Pfad. Der Signalpfad vom
ersten Abzweigungspunkt im Inneren der Hybridschaltung HYB1 zum
ersten Kopplungspunkt im Inneren der Hybridschaltung HYB2, der durch
die koaxiale Verzögerungsleitung
D1 verläuft,
ist die Verzögerungsdetektionsschleife
L1. Der Signalpfad vom ersten Kopplungspunkt zum zweiten Kopplungspunkt
im Inneren der Hybridschaltung HYB3, der durch den Hilfsverstärker (Verzerrungsverstärker) A2
verläuft,
ist die Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2. Jeweilige Scheinlasten ZO in der Abbildung weisen eine Impedanz
auf, die der charakteristischen Impedanz der Übertragungsleitung entspricht,
und die als Endpunkt für
die Anschlüsse
der Hybridschaltungen HYB1 und HYB3 dient. Der zweite Abzweigungspunkt
befindet sich im Inneren der Hybridschaltung HYB2.
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Das
an den Signaleingangsanschluss IN angelegte Signal, also das Eingangssignal,
ist beispielsweise ein Mehrträgersignal.
Dieses Signal wird über
die Hybridschaltung HYB1 in den variablen Dämpfer ATT1 und den variablen
Phasenschieber PS1 eingegeben. Nachdem es darin einer Amplituden-
und Phaseneinstellung unterzogen wurde, wird das Eingangssignal
durch den Hauptverstärker
A1 verstärkt.
Das durch den Hauptverstärker
A1 verstärkte
Signal, also das Ausgangssignal, wird über die Hybridschaltung HYB2
und die koaxiale Verzögerungsleitung
D2 in die Hybridschaltung HYB3 eingegeben. Weiter wird das verzerrungskompensierte Ausgangssignal
von der Hybridschaltung HYB3 über den
Signalausgangsanschluss OUT an eine nachfolgende Schaltkreisanordnung
ausgegeben. Die koaxiale Verzögerungsleitung
D2 ist die Verzögerungsleitung
zum Kompensieren der durch die Schaltkreisanordnungen, die die Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 ausmachen, einschließlich
des Hilfsverstärkers
A2, auf das Verzerrungssignal ausgeübten Verzögerung.
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Weiterhin
wird das Eingangssignal durch die Hybridschaltung HYB1 in zwei Signale
verzweigt. Die beiden abgezweigten Signale sind im Hinblick auf
die Frequenzstruktur ihrer Komponenten identische Signale. Eines
der beiden abgezweigten Signale, welches in dem dominanten Pfad
bereitzustellen ist, wird als Eingangssignal an den Hauptverstärker A1
geliefert und wird dadurch verstärkt.
Das andere der beiden abgezweigen Signale, welches in der Verzerrungsdetektionsschleife
L1 bereitzustellen ist, also das erste Zweigsignal, wird über die
koaxiale Verzögerungsleitung
D1 von der Hybridschaltung HYB1 an die Hybridschaltung HYB2 geliefert,
während
seine Amplitude im Großen
und Ganzen unverändert
beibehalten wird. Die koaxiale Verzögerungsleitung D1 ist die Verzögerungsleitung
für die
Kompensation der durch die Schaltkreisanordnung des dominanten Pfades,
insbesondere den Hauptverstärker
A1, auf das dominante Signal ausgeübten Verzögerung.
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Am
zweiten, in ihrem Inneren gelegenen Verzweigungspunkt verzweigt
die Hybridschaltung HYB2 das vom Hauptverstärker A1 ausgegebene Signal,
welches Verzerrungskomponenten aufweist, in zwei Signale. Die beiden
abgezweigten Signale sind im Hinblick auf die Frequenzstruktur der
Komponenten identische Signale. Eines der beiden abgezweigten Signale
wird als Ausgangssignal zu dem dominanten Pfad geleitet. Das andere
der beiden abgezweigten Signale, also das zweite Zweigsignal, wird mit
dem ersten Zweigsignal im ersten Kopplungspunkt im Inneren der Hybridschaltung
HYB2 kombiniert. Wird die Verzerrungsdetektionsschleife L1 wie nachstehend
beschrieben optimiert, so beseitigt dieser Kombinationsvorgang in
der Hybridschaltung HYB2 die Trägerkomponenten
im ersten und zweiten Zweigsignal, wodurch das Verzerrungssignal
entsteht, welches die Verzerrungskomponenten anzeigt, die im Hauptverstärker A1
erzeugt wurden.
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Das
so erhaltene Verzerrungssignal wird von der Hybridschaltung HYB2
sequentiell an den variablen Dämpfer
ATT2, den variablen Phasenschieber PS2, sowie den Hilfsverstärker A2
geleitet, welche die Verzerrungsunterdrückungsschleife L2 ausmachen.
Insbesondere wird das Verzerrungssignal im variablen Dämpfer ATT2
und dem variablen Phasenschieber PS2 einer Amplituden- und Phaseneinstellung
unterzogen, durch den Hilfsverstärker
A2 verstärkt
und in die Hybridschaltung HYB3 eingegeben. Das in die Hybridschaltung
HYB3 eingegebene Verzerrungssignal wird im zweiten Kopplungspunkt
im Inneren der Hybridschaltung HYB3 mit dem über die koaxiale Verzögerungsleitung
D2 übertragenen
dominanten Signal kombiniert. Werden sowohl die Verzerrungsdetektionsschleife
L1 als auch die Verzerrungsunterdrückungsschleife L2 wie nachstehend beschrieben
optimiert, so erzeugt dieser Kombinationsvorgang in der Hybridschaltung
HYB3 das verzerrungskompensierte Ausgangssignal, in welchem die Verzerrungskomponenten
beseitigt oder (durch Aufhebung) unterdrückt sind. Das verzerrungskompensierte
Ausgangssignal wird vom Signalausgangsanschluss OUT ausgegeben.
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Um
durch Kombinieren des ersten und zweiten Zweigsignals und Aufhebung
der Trägerkomponenten
ein extrem reines Verzerrungssignal zu erzeugen, muss eine vorgegebene
Anzahl von in jeweiligen des ersten und zweiten Zweigsignals enthaltenen
Trägerkomponenten
am ersten Kopplungspunkt eine identische zeitliche Abstimmung, eine
identische Amplitude und einander entgegengesetzte Phasen aufweisen.
Zur Erfüllung
dieser Anforderungen, das heißt,
zur Optimierung der Verzerrungsdetektionsschleife L1 ist der in 8 gezeigte
Schaltkreis mit der koaxialen Verzögerungsleitung D1 als Einrichtung
zur Bereitstellung einer identischen zeitlichen Abstimmung für die jeweiligen
Trägerkomponenten,
sowie dem variablen Dämpfer
ATT1, dem variablen Phasenschieber PS1 und dem Regelschaltkreis 10 als
Einrichtung zur Bereitstellung einer identischen Amplitude und einer
gegensätzlichen
Phase für
die jeweiligen Trägerkomponenten
versehen. Der Regelschaltkreis 10 ist die Vorrichtung zum
Einstellen des Aus gangssignals der Hybridschaltung HYB2 derart,
dass ein Verzerrungssignal, das in erster Linie lediglich die Verzerrungskomponenten
und keine Trägerkomponenten
enthält,
an den Hilfsverstärker A2
geliefert wird. Diese Einstellung wird im Regelschaltkreis 10 durch
Einstellen und Regeln der Signaldämpfung G1 und der Phasenverschiebung θ1 im variablen
Dämpfer
ATT1 und im variablen Phasenschieber PS1 auf ihre jeweils optimalen
Werte erreicht.
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Um
durch Kombinieren des Ausgangssignals und des Verzerrungssignals
ein günstiges
verzerrungskompensiertes Ausgangssignal zu erzeugen, ist es bevorzugt,
dass das über
den Hilsfverstärker
A2 übertragene
Verzerrungssignal in erster Linie keine Trägerkomponenten sondern lediglich
die Verzerrungskomponenten enthält.
Dies kann durch Optimierung der Verzerrungsdetektionsschleife L1
erfüllt werden,
da eine Erzeugung von Verzerrung im Hilfsverstärker A2 ignoriert werden kann,
so lange die Verzerrungsdetektionsschleife L1 normal arbeitet. Die
zweite Anforderung bei der Kompensation von im Hauptverstärker A1
erzeugter Verzerrung besteht darin, dass am zweiten Kopplungspunkt
die Verzerrungskomponenten in dem über die koaxiale Verzögerungsleitung
D2 übertragenen
Ausgangssignal und diejenigen in dem Verzerrungssignal über den Hilfsverstärker A2
eine identische zeitliche Abstimmung, eine identische Amplitude
und eine gegensätzliche
Phase aufweisen müssen.
Um diese zweite Anforderung zu erfüllen, das heißt, die
Verzerrungsunterdrückungsschleife.
L2 zu optimieren, ist der in 8 gezeigte
Schaltkreis mit der koaxialen Verzögerungsleitung D2 als Einrichtung
zur Bereitstellung einer identischen zeitlichen Regelung für die Verzerrungskomponenten
in jeweiligen Signalen, sowie dem variablen Dämpfer ATT2, dem variablen Phasenschieber
PS2 und dem Regelschaltkreis 10 als Einrichtungen zur Bereitstellung
einer identischen Amplitude und einer gegensätzlichen Phase für die Verzerrungskomponenten
in jeweiligen Signalen versehen. Der Regelschaltkreis 10 dient
zum Einstellen und Regeln der Signaldämpfung G2 und der Phasenverschiebung θ2 im variablen
Dämpfer
ATT2 und im variablen Phasenschieber PS2 auf ihre jeweils optimalen
Werte, um ein verzer rungskompensiertes Ausgangssignal zu erzeugen,
in dem die Verzerrungskomponenten beseitigt oder unterdrückt sind.
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Der
Regelschaltkreis 10 führt
die Einstellung und Regelung der oben genannten G1, θ1, G2 und θ2 auf ihre
optimalen Werte aus, die die Prozesse zum Optimieren der Verzerrungsdetektionsschleife L1
und der Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 darstellen. In 8 werden diese Optimierungsprozesse
durch den Regelschaltkreis 10 durch Einführung und
Erfassung zweier Arten von Pilotsignalen unter der Regelung der
Zentraleinheit ausgeführt.
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Der
Regelschaltkreis 10 weist die Oszillatoren OSC1 und OSC2
auf und ist mit den Richtungskopplern DC1–DC4 verbunden. Die Oszillatoren OSC1
bzw. OSC2 erzeugen die Pilotsignale für L1 bzw. L2.
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Der
mit dem Oszillator OSC1 verbundene Richtungskoppler DC1 ist vor
dem ersten Abzweigungspunkt angeordnet, welcher im Inneren der Hybridschaltung
HYB1 liegt, um das Pilotsignal für
L1 in das Eingangssignal und das davon abgezweigte erste Zweigsignal
einzubringen. Der Richtungskoppler DC2 ist entlang dem Pfad zwischen
dem ersten Kopplungspunkt im Inneren der Hybridschaltung HBY2 und
dem zweiten Kopplungspunkt im Inneren der Hybridschaltung HYB3 angeordnet,
welcher Pfad durch den. Hilfsverstärker A2 verläuft, um
die Anwesenheit des Pilotsignals für L1 und seinen Pegel im Verzerrungssignal
zu erfassen.
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Der
mit dem Oszillator OSC2 verbundene Richtungskoppler DC3 ist entlang
dem Pfad zwischen dem ersten Abzweigungspunkt im Inneren der Hybridschaltung
HYB1 und dem zweiten Abzweigungspunkt im Inneren der Hybridschaltung
HYB2 angeordnet, welcher Pfad durch den Hauptverstärker A1
verläuft
(möglicherweise
im Inneren des Hauptverstärkers
A1), um das Pilotsignal für
L2 in das Ausgangssignal und das davon abgezweigte zweite Zweigsignal
einzubringen. Der Richtungskoppler DC4 ist zwischen dem zweiten
Kopplungspunkt im Inneren der Hybridschaltung HYB3 und dem Signal ausgangsanschluss
OUT angeordnet, um die Anwesenheit des Pilotsignals für L2 und
seinen Pegel im verzerrungskompensierten Ausgangssignal zu erfassen.
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Der
Regelschaltkreis 10 bringt das Pilotsignal für L1 mit
Hilfe des Richtungskopplers DC1 in das Eingangssignal ein oder überlagert
dieses damit und erfasst das Pilotsignal für L1 mit Hilfe des Richtungskopplers
DC2. Der Regelschaltkreis 10 regelt die Signaldämpfung G1
und die Phasenverschiebung θ1 derart,
dass der erfasste Pegel des Pilotsignals für L1 im Richtungskoppler DC2
niedriger wird, wodurch die Verzerrungsdetektionsschleife L1 optimiert
wird. Mit anderen Worten werden die Signaldämpfung G1 und die Phasenverschiebung θ1 derart
geregelt, dass das Pilotsignal für
L1 im Verzerrungssignal nicht erscheint.
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Weiter
gibt der Regelschaltkreis 10 das Pilotsignal für L2 mit
Hilfe des Richtungskopplers DC3 vor dem zweiten Abzweigungspunkt
in das Ausgangssignal ein oder überlagert
dieses damit und erfasst das Pilotsignal für L2 mit Hilfe des Richtungskopplers DC4.
Der Regelschaltkreis 10 regelt dann die Signaldämpfung G2
und die Phasenverschiebung 82 derart, dass der erfasste
Pegel des Pilotsignals für
L2 im Richtungskoppler DC4 niedriger wird, wodurch die Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 optimiert wird. Mit anderen Worten werden die Signaldämpfung G2
und die Phasenverschiebung θ2
derart geregelt, dass das Pilotsignal für L2 im verzerrungskompensierten
Ausgangssignal nicht erscheint.
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Prozesse
zur Bestimmung von G1, θ1,
G2 und θ2
werden hauptsächlich
durch die Zentraleinheit 12 und den Regelsignalerzeuger 14 im
Inneren des Regelschaltkreises 10 ausgeführt.
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Außerhalb
des Frequenzbandes liegende, unerwünschte Signale werden zunächst mit
Hilfe der Bandpassfilter BPF1 bzw. BPF2 aus den in den Richtungskopplern
DC2 bzw. DC4 erfassten Signalen entfernt. Um die Handhabung der
Signale weiter zu vereinfachen, werden diese Signale dann mit Hilfe der
Mischer MIX1 und MIX2 mit einem oszillierten Ausgangssignal des
lokalen Oszillators LOC gemischt. Aus den sich ergebenden Signalen
extrahieren die Tiefpassfilter LPF1 und LPF2 die Differenzfrequenzkomponenten,
also die auf eine niedrigere Frequenz als die ursprüngliche
gewandelten Signale. Die extrahierten Komponenten werden über Verstärker oder
Puffer B1 und B2 in den Regelsignalerzeuger 14 eingegeben.
Der Regelsignalerzeuger 14 erzeugt Regelsignale, die mit
G1, θ1,
G2 und θ2
in Beziehung stehen, unter der Regelung der Zentraleinheit 12,
wobei sie einer Einzelschritt-Logik und einem -Verfahren folgen.
Das Einzelschritt-Verfahren bezieht sich hierin auf eine wiederholte
sequentielle Ausführung
des Prozesses des leichten Verschiebens der Werte der Regelsignale
in eine willkürliche Richtung,
um nach der Änderungsrichtung
zu suchen, in der die Ausgangspegel der Verstärker oder Puffer B1 und B2
niedriger wären,
sowie des Änderns der
Regelsignalwerte in diese Richtung.
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Zwar
kann gemäß der vorstehend
beschriebenen Schaltkreisanordnung ein Verstärker mit einer äußerst geringen
Menge von Verzerrung gebildet werden, der für die Verstärkung eines Mehrträgersignals
geeignet ist, dennoch verbleiben aber nach wie vor einige Probleme.
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Treten
beispielsweise Änderungen
des Pegels des Eingangssignals, der Anzahl von Trägern und
des Temperaturpegels auf, so ändern
sich die Betriebsbedingungen im Hauptverstärker A1 und im Hilfsverstärker A2.
Werden die Regelsignale durch den Einzelschritt-Prozess wie oben beschrieben erzeugt,
so ist es schwierig, einer derartigen Änderung der Betriebsbedingungen
des Hauptverstärkers
A1 und des Hilfsverstärkers
A2 auf ihr Auftreten hin zu folgen. Mit anderen Worten wird die
Zeit, die es dauert, bis die Schleifen unter den neuen Betriebsbedingungen
nach Änderungen
ein Gleichgewicht gefunden haben und bis die erfassten Pegel des
Pilotsignals sich dementsprechend nahe Null eingependelt haben,
also die Einstellzeit der Schleifen im Hinblick auf Änderungen
der Betriebsbedingungen, lang, so dass dies in der Praxis nicht
ignoriert werden kann.
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Insbesondere
wenn die oben beschriebene herkömmliche
Technik im oben erwähnten
Bereich von RF-Verstärkern
für die Übertragung
in einer Basisstation für
Mobilkommunikationsvorgänge
verwendet wird, kann beispielsweise die Einstellzeit der Schleifen
im Hinblick auf Änderungen
der Betriebsbedingungen ganze 3 bis 10 Sekunden dauern. Darüber hinaus
kann der Hilfsverstärker
A2 während
der Zeitperiode zwischen dem Auftreten einer Änderung einer Betriebsbedingung
und dem Ausbalancieren der Verzerrungsdetektionsschleife L1 einen übermäßigen Signaleingang
empfangen, und wenn ein derartiger Zustand bemerkbar ist, kann der
Hilfsverstärker
A2 beschädigt
werden.
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Da
das Pilotsignal für
L1 in dem über
die koaxiale Verzögerungsleitung
D2 übertragenen
Ausgangssignal enthalten ist, verbleibt das Pilotsignal für L1 unerwünschter
Weise in dem verzerrungskompensierten Ausgangssignal. Der Pilotsignalrest
für L1 kann
ein Betriebshindernis in der nachfolgenden Schaltkreisanordnung
darstellen. Beispielsweise wird bei der Verwendung eines RF-Verstärkers für die Übertragung
in einer Basisstation für
Mobilkommunikationsvorgänge
eine unerwünschte
Störwirkung verursacht,
wenn das verzerrungskompensierte Ausgangssignal mit dem Pilotsignalrest
für L1
in unverändertem
Zustand an eine Antenne geleitet wird.
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Um
durch Verwendung von zusätzlichen Schaltkreisanordnungen
in dem Schaltkreis aus 8 derartige unerwünschte Wirkungen
zu verhindern, kann beispielsweise ein Kerbfilter zum Blockieren
des Pilotsignals für
L1 in einem Abschnitt hinter dem zweiten Abzweigungspunkt im Inneren
der Hybridschaltung HYB2 entlang dem dominanten Pfad angeordnet
sein. Alternativ kann ein Schaltkreis bereitgestellt werden, um
in den dominanten Pfad ein Signal einzubringen, das das Pilotsignal
für L1
aufhebt. Da das Kerbfilter jedoch das durch den Hauptverstärker A1
mit hoher Energie verstärkte
Signal filtern würde,
müsste
ein großes
und teures Kerbfilter verwendet werden. Zusätzlich würde die Anordnung eines Kerbfilters
eine Verschlechterung der Phasenlinearität des gesamten Schaltkreises
verursachen. Die Erzeugung eines Einbrin gungsverlustes durch das Kerbfilter
würde ebenfalls
die Betriebseffizienz des gesamten Schaltkreises senken. Ein Schaltkreis
für die
Einbringung eines Signals, das das Pilotsignal für L1 aufhebt, in den dominanten
Pfad ist andererseits nicht praktisch, da sein Aufbau komplex wäre und die Regelung
der Temperaturkompensation oder Ähnlichem
schwierig wäre.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Ein
Ziel der Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ist es, die Notwendigkeit des Pilotsignals
für L1
zu beseitigen. Durch Beseitigung des Pilotsignals für L1 können ohne
Verwendung eines Kerbfilters oder eines Schaltkreises für die Aufhebung
des Pilotsignals für
L1 unerwünschte
Störwirkungen
verhindert werden. Entsprechend kann ein FF-Verstärker geschaffen
werden, der weniger Störstrahlung
erzeugt, eine geringere Größe aufweist und
im Vergleich zu herkömmlichen
Arten weniger kostspielig ist. In Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung wird dieses Ziel dadurch erreicht, dass neu ein Synchronisationsdetektor
für die
Regelung der Verzerrungsdetektionsschleife, wie in den Ansprüchen 1 und
5 beschrieben, verwendet wird.
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Ein
weiteres Ziel von Ausführungsformen
ist es, den durch die Zentraleinheit durchgeführten Einzelschrittprozess
zu beseitigen und dadurch einen höchst zuverlässigen FF-Verstärker zu
schaffen, wobei dessen Schleifen eine verringertere Einstellzeit aufweisen.
In erfindungsgemäßen Ausführungeformen
wird dieses Ziel erreicht durch die Bereitstellung eines Synchronisationsdetektors
für die
Regelung der Verzerrungsdetektionsschleife und der Verzerrungsunterdrückungsschleife.
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Wenn
ein Eingangssignal, das eine Vielzahl von Trägern aufweist, von denen jeder
eine von den anderen verschiedene Frequenz aufweist, durch einen
Hauptverstärker
verstärkt
und ausgegeben wird, kompensieren erfindungsgemäße Ausführungsformen die in dem Ausgangssignal
aus dem Hauptverstärker
enthaltenen Verzerrungskomponenten.
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Die
vorliegende Erfindung kann wie folgt realisiert werden. Zunächst wird
durch Kombination des ersten Zweigsignals, das von dem Eingangssignal am
ersten Abzweigungspunkt abgezweigt wurde, mit dem zweiten Zweigsignal,
das von dem Ausgangssignal am zweiten Abzweigungspunkt abgezweigt
wurde, am ersten Kopplungspunkt ein Verzerrungssignal erzeugt. Da
das erste Zweigsignal ein vom Eingangssignal abgezweigtes Signal
ist, weist das erste Zweigsignal eine Vielzahl von Trägern auf,
weist aber keinerlei im Hauptverstärker erzeugte Verzerrung auf.
Das zweite Zweigsignal ist ein vom Ausgangssignal abgezweigtes Signal,
wobei das Ausgangssignal durch Verstärkung des Eingangssignals im Hauptverstärker erhalten
wird. Das zweite Zweigsignal enthält daher nicht nur die oben
erwähnte
Vielzahl von Trägern,
sondern auch die im Hauptverstärker
erzeugte Verzerrung. In erfindungsgemäßen Ausführungsformen werden Amplituden-
und Phaseneinstellung in jedem beliebigen der Vielzahl von Signalpfaden
zwischen dem ersten Abzweigungspunkt und dem ersten Kopplungspunkt
gemäß einem Regelsignal
durchgeführt,
um zu verhindern, dass die in dem ersten und zweiten Zweigsignal
enthaltenen Trägerkomponenten
bei der Kombination dieser Zweigsignale in das Verzerrungssignal übergehen. Dies
bewirkt, dass die Trägerkomponenten
sich gegenseitig aufheben und ein Verzerrungssignal erhalten werden
kann, in dem in erster Linie lediglich die Verzerrungskomponenten
verbleiben. Durch Verwendung des so erhaltenen Verzerrungssignals
können
die in dem Ausgangssignal des Hauptverstärkers enthaltenen Verzerrungskomponenten
kompensiert werden, wodurch ein verzerrungskompensiertes Ausgangssignal
erzeugt wird.
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Ein
Merkmal von Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung ist es, dass das Verzerrungssignal einer
Synchronisationsdetektion unter Verwendung eines regulierten Referenzsignals
unterzogen wird, welches die oben erwähnte Vielzahl von Trägerkomponenten
aufweist. Dieses Referenzsignal wird erzeugt durch Abzweigen eines
dritten Zweigsignals aus entweder dem Eingangssignal, dem Ausgangssignal
oder dem verzerrungskompensierten Ausgangssignal, und durch Regulieren
des Pegels des dritten Zweigsignals derart, dass die Durchschnittsenergie
des Referenzsignals sich nicht ändert,
selbst wenn eine Gesamtdurchschnittsenergie der entsprechenden Träger, welche
das Signal bilden, sich ändert.
Das dritte Zweigsignal kann auch aus dem ersten oder dem zweiten
Zweigsignal abgezweigt werden. In erfindungsgemäßen Ausführungsformen wird das als ein
Ergebnis der Synchronisationsdetektion erhaltene Signal als Regelsignal
für die Regelung
der Amplituden- und Phaseneinstellungsvorgänge zum Zeitpunkt der Verzerrungssignalerzeugung
verwendet.
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Auf
diese Weise wird in erfindungsgemäßen Ausführungsformen das Regelsignal
durch Durchführung
von Synchronisationsdetektion des Verzerrungssignals erzeugt. Entsprechend
wird kein Pilotsignal für
die Verzerrungsdetektion benötigt,
und die Erzeugung durch derartige Pilotsignale verursachter unerwünschter
Störwirkungen
kann verhindert werden. Es ist daher nicht mehr nötig, Schaltkreise
oder Vorrichtungen, wie beispielsweise Kerbfilter, zur Verhinderung
der Abstrahlung derartiger unerwünschter Störwirkungen
vorzusehen, wodurch eine geringere Größe und niedrigere Kosten möglich sind.
Weiter kann, da das Regelsignal durch die Synchronisationsdetektion
erzeugt wird, die herkömmliche
Einzelschrittüberwachung
und der Regelprozess vermieden werden, wodurch eine sehr schnelle
Einstellung möglich
ist. Darüber
hinaus kann der Betrieb eines Synchronisationsdetektors für die Synchronisationsdetektion über einen
relativ breiten Bereich von Betriebspegeln stabil und zuverlässig sein,
da das als Referenzsignal für
die Synchronisationsdetektion erzeugte Signal durch Regulieren des
Signalpegels, beispielsweise durch Automatische Pegelregelung (APR),
des Eingangssignals oder eines Signals, welches auf ähnliche
Weise die Vielzahl von Trägerkomponenten
enthält,
erzeugt wird. Die Betriebsstabilisierung des Synchronisationsdetektors
gilt auch für den
Synchronisationsdetektor auf der Seite der Verzerrungsunterdrückungsschleife,
welche später
beschrieben wird.
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Der
die vorliegende Erfindung verkörpernde FF-Verstärker weist
eine Verzerrungsdetektionsvorrichtung und eine Verzerrungsunterdrückungsvorrichtung
auf.
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Die
Verzerrungsdetektionsvorrichtung kann beispielsweise einen Hauptverstärker, eine
Verzerrungsdetektionsschleife sowie erste Amplituden- und Phaseneinstellungsvorrichtungen
aufweisen. Die Verzerrungsdetektionsschleife ist ein Schaltkreis,
der das Verzerrungssignal durch Kombination des ersten Zweigsignals
und des zweiten Zweigsignals erzeugt. Die ersten Amplituden- und
Phaseneinstellungsvorrichtungen führen eine Amplituden- und Phaseneinstellung
an einem Signal im Zusammenhang mit dem Hauptverstärker basierend
auf einem ersten Regelsignal durch, so dass lediglich die in dem
Ausgangssignal des Hauptverstärkers
enthaltenen Verzerrungskomponenten während des Signalkombinationsvorgangs
in der Verzerrungsdetektionsschleife extrahiert werden. Das erste
Regelsignal ist ein Signal für die
Regelung der Amplituden- und Phaseneinstellungsvorgänge, die
an dem Signal im Zusammenhang mit dem Hauptverstärker zum Zeitpunkt des Signalkombinationsprozesses
in der Verzerrungsdetektionsschleife durchgeführt werden.
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Die
Verzerrungkompensationsvorrichtung ist die Vorrichtung zum Erzeugen
eines verzerrungskompensierten Ausgangssignals. Die Verzerrungskompensationsvorrichtung
kann beispielsweise einen Hilfsverstärker, eine Verzerrungsunterdrückungsschleife
und zweite Amplituden- und Phaseneinstellungsvorrichtungen aufweisen.
Die Verzerrungsunterdrückungsschleife
erzeugt ein verzerrungskompensiertes Ausgangssignal durch erneute Kombination
des Verzerrungssignals mit dem Ausgangssignal des Hauptverstärkers. Die
zweiten Amplituden- und Phaseneinstellungsvorrichtungen führen Amplituden-
und Phaseneinstellung an einem Signal mit Bezug zum Hilfsverstärker basierend
auf einem zweiten Regelsignal durch, so dass die Verzerrungskomponenten
während
des Signalneukombinationsprozesses in der Verzerrungsunterdrückungsschleife nicht
von dem Ausgangssignal oder dem Verzerrungssignal in das verzerrungskompensierte
Ausgangssignal übergehen.
Das zweite Regelsignal ist ein Signal für die Regelung der an dem Signal
mit Bezug zum Hilfsverstärker
zum Zeitpunkt des Signalneukombinationsprozesses in der Verzerrungsunterdrückungsschleife
durchgeführten
Amplituden- und Phaseneinstellungsvorgänge.
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Für die Erzeugung
des ersten Regelsignals weist der Regelschaltkreis einen APR-Schaltkreis und
einen ersten Synchronisationsdetektor auf. Der APR-Schaltkreis erzeugt
ein Referenzsignal durch Regulierung des Pegels des Eingangssignals
oder eines Signals, das auf ähnliche
Weise die Vielzahl von Trägerkomponenten
aufweist, derart, dass die Durchschnittsenergie des Referenzsignals
sich nicht ändert,
selbst wenn sich die Gesamtdurchschnittsenergie der jeweiligen Träger, die
das Signal ausmachen, ändert.
Der erste Synchronationsdetektor verwendet dieses Referenzsignal,
um eine Synchronationsdetektion des Verzerrungssignals durchzuführen. Das
oben beschriebene erste Regelsignal wird auf diese Weise in erfindungsgemäßen Ausführungsformen
erzeugt.
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Für die Erzeugung
des zweiten Regelsignals weist der Regelschaltkreis eine Pilotsignaleinbringungsvorrichtung,
eine Signalabzweigungsvorrichtung und einen zweiten Synchronationsdetektor
auf. Die Pilotsignaleinbringungsvorrichtung bringt vor dem zweiten
Abzweigungspunkt ein Pilotsignal in das Ausgangssignal ein. Das
Pilotsignal ist daher sowohl in dem zweiten Zweigsignal als auch
dem Verzerrungssignal vorhanden. Entsprechend tritt das Pilotsignal,
wenn die Verzerrungsunterdrückungsschleife
nicht optimiert ist, in dem verzerrungskompensierten Ausgangssignal
auf. Die Signalabzweigungsvorrichtung verzweigt das verzerrungskompensierte
Ausgangssignal, um ein viertes Zweigsignal zu erzeugen. Das dritte
Zweigsignal und das vierte Zweigsignal können das selbe Signal sein.
Der zweite Synchronisationsdetektor führt eine Synchronisationsdetektion
des vierten Zweigsignals unter Verwendung des Pilotsignals als Referenz
durch. Auf diese Weise kann die verbleibende Menge des Pilotsignals in
dem verzerrungskompensierten Ausgangssignal bestimmt werden, und
das zweite Regelsignal kann entsprechend erzeugt werden.
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Wie
vorstehend beschrieben kann die vorliegende Erfindung als ein Verzerrungskompensationsverfahren
ausgedrückt
werden, das geeignet ist für die
Kompensation von Verzerrung in einem FF-Verstärker, ein Regelschaltkreis,
der für
einen FF-Verstärker
verwendet werden kann, und auch als ein FF-Verstärker. weiterhin kann die vorliegende
Erfindung in unterschiedlichen Ausführungsformen praktiziert werden.
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Die
Amplituden- und Phaseneinstellung in jeder der Schleifen kann durch
Vektormodulation der entsprechenden Signale ausgeführt werden.
Ein Vektormodulator für
diesen Zweck kann mit Hilfe eines Mischers oder ähnlicher Vorrichtungen implementiert
werden.
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Bezüglich des
Verzerrungssignals, das der Synchronisationsdetektion unterzogen
werden soll, kann es erwünscht
sein, dieses Signal vor der Synchronisationsdetektion in ein Signal
mit einer niedrigeren Frequenz umzuwandeln.
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Das
Pilotsignal zur Optimierung der Verzerrungsunterdrückungsschleife
wird bevorzugt vor seiner Einbringung einer Spektralspreizung unterzogen. In
diesem Fall wird das vierte Zweigsignal vor der Synchronisationsdetektion
einer Spektralentspreizung unterzogen. Durch diese Abläufe wird
eine Interferenz zwischen dem Pilotsignal und den Trägerkomponenten
verhindert.
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Das
Pilotsignal kann insbesondere bevorzugt auf einer nierigen Frequenz
oszilliert werden und vor seiner Einbringung auf eine Frequenz innerhalb
des Betriebsfrequenzbandes des Hauptverstärkers gewandelt werden. Weiter
wird vor der Synchronisationsdetektion unter Verwendung des Pilotsignals
als Referenz das vierte Zweigsignal auf die selbe Frequenz gewandelt
wie die des Pilotsignals. Eine Oszillation auf einer niedrigen Frequenz
erleichtert die Handhabung von Signalen.
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Auch
kann im Hinblick auf das Pilotsignal bevorzugt eine Spektralspreizung
der Umwandlung auf eine Frequenz innerhalb des Betriebsfrequenzbandes
des Hauptverstärkers
vorangehen. Das vierte Zweigsignal wird auf die selbe Frequenz wie
die des Pilotsignals gewandelt und wird anschließend spektralentspreizt.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Diagramm, das eine Schaltkreiskonfiguration gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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2 ist
ein Diagramm, das eine Konfiguration eines Synchronisationsdetektors
in der vorliegenden Ausführungsform
zeigt;
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3 ist
ein Diagramm, das eine Konfiguration eines APR-Schaltkreises in der vorliegenden Ausführungsform
zeigt;
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4 ist
ein Diagramm, das ein Variationsbeispiel eines Bauteils für die Amplituden-
und Phaseneinstellung in der vorliegenden Ausführungsform zeigt;
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5 ist
ein Diagramm, das einen beispielhaften Vektormodulator darstellt;
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6 ist
ein Diagramm, das ein Variationsbeispiel eines Regelschaltkreises
in der vorliegenden Ausführungsform
zeigt;
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7 ist
ein Diagramm, das ein Variationsbeispiel des Regelschaltkreises,
insbesondere eines mit seiner Verzerrungsunterdrückungsschleife in Verbindung
stehenden Abschnitts, in der vorliegenden Ausführungsform zeigt;
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8 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines herkömmlichen
FF-Verstärkers
zeigt; und
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9 ist
ein Diagramm, das als Referenzbeispiel eine Variationskonfiguration
des in 8 gezeigten FF-Verstärkers basierend auf der Technik des
US-Patents Nr. 5,528,196 darstellt.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORM
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Eine
bevorzugte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird nun mit Bezug auf die anliegenden
Zeichnungen beschrieben. Bauteile, die den in dem in 8 gezeigten
herkömmlichen
Schaltkreis und dem in 9 gezeigten Referenzschaltkreis
vorhandenen ähneln
oder entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet,
um überflüssige Ausführungen
zu vermeiden, werden Erläuterungen
dieser Bauteile nicht wiederholt.
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(1) Ausführungsform
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1 stellt
eine Schaltkreiskonfiguration gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung dar. Der in dieser Figur gezeigte Schaltkreis weist
einen Regelschaltkreis 10B mit Synchronisationsdetektoren 36, 38 und
einen APR-Schaltkreis 40 auf. Die Synchronisationsdetektoren 36 und 38 sind jeweils
entsprechend der Verzerrungsdetektionsschleife L1 bzw. der Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 angeordnet. Jeder der Synchronisationsdetektoren 36 und 38 führt Synchronisationsdetektion
des in der Figur als ERR bezeichneten Fehlersignals durch, wobei
das als REF bezeichnete Signal als Referenzsignal verwendet wird
(d. h. die Fehlersignalkomponente in Synchronisation im Bezug auf
das Referenzsignal wird erfasst). Unter den durch die Synchronisationsdetektion
erhaltenen Signalen ist das Verstärkungsgrad-Regelsignal G das
Signal für die
Regelung des entsprechenden variablen Dämpfers, und das Phasenregelsignal θ ist das
Signal für die
Regelung des entsprechenden variablen Phasenschiebers.
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Ein
Beispiel für
die Synchronisationsdetektoren 36 und 38 ist in 2 gezeigt.
In diesem Beispiel wandelt die Hybridschaltung HYB5 das Fehlersignal ERR
in Signale (ERRI, ERRQ)
um, die im Phasenraum zueinander orthogonal sind, und gibt diese
Signale aus. Ein Gleichphasenverteiler 42 führt Gleichphasen-Zweiwegeteilung
des Referenzsignals REF durch. Das Beispiel beinhaltet weiter die
Mischer MIX7 und MIX8, bevorzugt in Form von Gegentaktmischern,
die Differentialverstärker
IC1 und IC2, bevorzugt in Form von Verstärkern mit einer integrierten Schaltkreisstruktur,
sowie die Offset-Einstellungsschaltkreise 44 und 46 für die Einstellung
der Offsetspannungen der Mischer MIX7 und MIX8.
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Der
Mischer MIX7 mischt das Signal ERRI (0[rad])
von der Hybridschaltung HYB5 und das Referenzsignal REF von dem
Gleichphasenverteiler 42 und legt das erhaltene Signal
an den Eingangsanschluss (in der Figur ein nicht-invertierter Eingangsanschluss)
des Differentialverstärkers
IC1 an. Der Mischer MIX8 mischt das Signal ERRQ (-π/2[rad]) von
der Hybridschaltung HYB5 und das Referenzsignal REF vom Gleichphasenverteiler 42 und
legt das erhaltene Signal an den Eingangsanschluss des Differentialverstärkers IC2
an. Die Differentialverstärker IC1
und IC2 verstärken
diese Signale und geben sie aus. Die am Ausgangsanschluss des Differentialverstärkers IC1
auftretende Spannung wird als Verstärkungsgrad-Regelsignal G verwendet,
das zum variablen Dämpfer
ATT1 oder ATT2 geleitet wird. Die am Ausgangsanschluss des Differentialverstärkers IC2 auftretende
Spannung wird als Phasenregelsignal θ verwendet, das zum variablen
Phasenschieber PS1 oder PS2 geleitet wird.
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Verbunden
mit einem weiteren Eingangsanschluss (in der Figur ein invertierter
Eingangsanschluss) an jedem der Differentialverstärker IC1
und IC2 sind ein Kondensator C, dessen eines Ende mit dem Ausgangsanschluss
verbunden ist, ein Widerstand R, dessen eines Ende geerdet ist,
sowie ein Offset-Einstellungsschaltkreis 44 oder 46.
Die Offset-Einstellungsschaltkreise 44 und 46 sind
Schaltkreise zum Beseitigen von Offsetspannungen, die in Höhe einiger
mV jeweils in den Mischern MIX7 und MIX8 erzeugt werden. Die Offset-Einstellungsschaltkreise 44 und 46 erzeugen
für dieses
Ziel erforderliche Einstellungsspannungen und legen die Spannungen
als Referenzspannungen an die Differentialverstärker IC1 und IC2 an. Es versteht
sich, dass die Ausgangssignale der Mischer MIX7 und MIX8, nachdem
sie einer Differentialverstärkung
in den Differentialverstärkern
IC1 und IC2 unterzogen worden sind, eine Polarität aufweisen müssen, die
ein negatives Rückkopplungssignal
an die FF-Schleife anlegt. Entsprechend wird in Abhängigkeit
von den Betriebseigenschaften jedes der variablen Dämpfer und
der variablen Phasenschieber bestimmt, an welchen der Eingangsanschlüsse, den
invertierten oder den nicht invertierten, die Ausganssignale der
Mischer MIX7 und MIX8 angelegt werden. Dann ist offensichtlich, an
welchen der Eingangsanschlüsse
der Differentialverstärker
IC1 und IC2 die Referenzspannungen angelegt würden.
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Der
in 1 gezeigte Regelschaltkreis 10B weist
die oben beschriebenen Synchronisationsdetektoren 36 und 38,
den APR-Schaltkreis 40 zum
Liefern eines Referenzsignals an den Synchronisationsdetektor 36,
den Oszillator OSC2 zum Oszillieren des Pilotsignals für L2 sowie
den Gleichphasenverteiler 28 zum Durchführen von Gleichphasen-Zweiwegeteilung
des Pilotsignals für
L2 auf. Weiter ist der Regelschaltkreis 10B mit dem Richtungskoppler
DC2 verbunden, der innerhalb des Pfades von dem ersten Kopplungspunkt
in der Hybridschaltung HYB2 zum zweiten Kopplungspunkt in der Hybridschaltung HYB3,
der durch den Hilfsverstärker
A2 verläuft,
positioniert ist. Der Regelschaltkreis 10B ist auch mit dem
Richtungskoppler DC3 verbunden, der innerhalb des Pfades von dem
ersten Abzweigungspunkt in der Hybridschaltung HYB1 zum zweiten
Abzweigungspunkt in der Hybridschaltung HYB2, der durch den Hauptverstärker A1
verläuft,
positioniert ist (DC3 kann im Inneren des Hauptverstärkers A1
angeordnet sein). Der Regelschaltkreis 10B ist weiter mit
den Richtungskopplern DC4 und DC9 verbunden, die zwischen dem zweiten
Kopplungspunkt in der Hybridschaltung HYB3 und dem Signalausgangsanschluss
OUT positioniert ist. Zusätzlich
weist der Regelschaltkreis 10B ein Bandpassfilter BPF3
zum Beseitigen von Störungen
außerhalb
des Bandes in den Ausgangssignalen des Richtungskopplers DC4 auf. Der
Richtungskoppler DC9 kann an jeder beliebigen Position angeordnet
sein, so lange er ein Signal mit der gleichen Trägeranordnung wie der des Eingangssignals
erfassen kann.
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Der
Synchronisationsdetektor 36 empfängt das Fehlersignal ERR, welches
das Verzerrungssignal ist, vom Richtungskoppler DC2 über die
koaxiale Verzögerungsleitung
D4, und das Referenzsignal REF, welches das dritte Zweigsignal ist,
vom Richtungskoppler DC9 über
die koaxiale Verzögerungsleitung
D3 und den APR-Schaltkreis 40. Die koaxialen Verzögerungsleitungen
D3 und D4 kompensieren die Differenz der elektrischen Wellenlänge zwischen den
Signalpfaden von den jeweiligen Richtungskopplern zum Synchronisationsdetektor 36.
Der APR-Schaltkreis 40 regelt automatisch den Pegel des
durch die koaxiale Verzögerungsleitung
D3 übertragenen
Signals, um das Referenzsignal selbst dann auf einem festen Pegel
zu halten, wenn die Durchschnittsenergie der Träger sich ändert. Dies verhindert die Änderung
des DC-Offset in den Mischern MIX7 und MIX8 im Inneren des Synchronisationsdetektors 36 (wie
nachfolgend noch beschrieben wird).
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Der
Synchronisationsdetektor 38 empfängt das Fehlersignal ERR, welches
das vierte Zweigsignal ist, vom Richtungskoppler DC4 über das
Bandpassfilter BPF3, sowie das vom Gleichphasenverteiler 28 verteilte
Referenzsignal REF. Das andere verbleibende Signal des geteilten
Ausgangssignals des Gleichphasenverteilers 28 wird in das
Signal in dem dominanten Pfad als Pilotsignal für L2 unter Verwendung des Richtungskopplers
DC3 eingebracht.
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In
der vorliegenden Anordnung sind die Offsetspannnungen in den oben
beschriebenen Mischern MIX7 und MIX8 den jeweiligen Mischern inhärent und
schwanken zusätzlich
je nach dem lokalen Pegel der Mischer. Die inhärenten Unterschiede zwischen
den Offsetspannungen der einzelnen Mischer können im Allgemeinen durch die
oben beschriebenen Offset-Einstellungsschaltkreise 44 und 46 kompensiert
werden. Jedoch können
die Offset-Einstellungsschaltkreise 44 und 46 nicht Änderungen
der Offsetspannungen aufgrund von Änderungen des Pegels des Referenzsignals
REF, also Änderun gen
des lokalen Pegels, kompensieren. Folgt auf eine Änderung
des lokalen Pegels eine Änderung
der Offsetspannung, so weicht der Wert des Regelsignals G oder θ vom optimalen
Wert für
den variablen Dämpfer
ATT1 oder ATT2 und den variablen Phasenschieber PS1 oder PS2 ab,
was zu einem Verlust des ausgeglichenen Zustands der Verzerrungsdetektionsschleife
L1 oder der verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 führt.
In der vorliegenden Ausführungsform
wird, um die lokalen Pegel der Mischer MIX7 und MIX8 auf festen
Pegeln zu halten, ein Signal vom Oszillator OSC2, also ein Signal
mit stabilem Pegel, an den Synchronisationsdetektor 38 geliefert,
und das Ausgangssignal des APR-Schaltkreises 40,
also ein einer Pegelstabilisierungs-Verarbeitung unterzogenes Signal,
wird an den Synchronisationsdetektor 36 geliefert, um in
den jeweiligen Synchronisationsdetektoren als Referenzsignal REF zu
dienen.
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Wie
in 3 gezeigt, weist der APR-Schaltkreis 40 die
folgenden Bauelemente auf. Der variable Dämpfer ATT3 stellt die Amplitude
des Signals vom Richtungskoppler DC9, der innerhalb des dominanten
Pfades angeordnet ist, ein. Die Hybridverzweigung HYB6 führt eine
Zweiwegeteilung des dieser Amplitudeneinstellung unterzogenen Signals
durch. Der Verstärker
oder Puffer B3 ist zwischen dem variablen Dämpfer ATT3 und der Hybridschaltung
HYB6 angeordnet. Weiter erfasst im APR-Schaltkreis 40 ein Detektor
DET eines der abgezweigten Ausgangssignale der Hybridschaltung HYB6
und gibt die sich ergebende erfasste Spannung aus. Der APR-Schaltkreis 40 weist
weiter den Differentialverstärker
IC3, der bevorzugt unter Verwendung eines integrierten Schaltkreises
realisiert wird, zur Verstärkung
der erfassten Spannung auf.
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Das
Signal vom Richtungskoppler DC9 wird in die Hybridschaltung HYB6 über den
variablen Dämpfer
ATT3 und den Verstärker
oder Puffer B3 eingegeben. Eines der abgezweigen Ausgangssignale
der Hybridschaltung HYB6 wird durch den Detektor DET mit einem Aufbau,
der eine Detektionsdiode in einem Quadratdetektionsbereich aktiviert,
erfasst. Die erfasste Spannung wird als Dämpfungsverhältnis-Regelsignal über den
Differentialverstärker IC3
an den vor der Hybridschaltung HYB6 positionierten variablen Dämpfer ATT3
geliefert. Durch Dämpfungsverhältnis-Regelung
durch den variablen Dämpfer
ATT3 wird das andere abgezweigte Ausgangssignal der Hybridschaltung
HYB6 auf einem festen Ausgangspegel innerhalb eines ausreichend breiten
dynamischen Bereichs gehalten.
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Der
Detektor DET kann beispielsweise so konfiguriert sein, wie es durch
die Anmelderin in der japanischen Patentanmeldung Hei 10-119292
und Hei 10-250582 offenbart wird. In dieser Konfiguration ist eine
Temperaturkompensationsdiode parallel zu einer Detektionsdiode angeordnet.
Diese Dioden sind unter identischen Bedingungen in Durchlassrichtung
gepolt, und eine Temperaturkompensation wird entsprechend der Durchlassspannung
der Temperaturkompensationsdiode durchgeführt. Wenn die den Detektor
DET darstellende Detektionsdiode in einem Quadratdetektions-Bereich
aktiviert ist, arbeitet der Detektor DET im Durchschnittsdetektionsmodus. Entsprechend
wird verhindert, dass sich der Pegel des vom APR-Schaltkreis 40 an
den Synchronisationsdetektor 36 gelieferten Referenzsignals
REF lediglich durch Änderungen
der Anzahl von Trägern, der
Anwesenheit oder Abwesenheit von Modulation und Variationen der
Modulationsverfahren ändert.
Im Allgemeinen treten, wenn eine Detektionsdiode in einem Quadratdetektionsbereich
aktiviert wird, Probleme wie Fluktuationen der Durchlassspannung
aufgrund von Temperaturänderungen,
Erzeugung nichtlinearer Verzerrung aufgrund solcher Fluktuationen der
Durchlassspannung und Ungleichmäßigkeit
der Detektionseffizienz auf. Diese Probleme werden jedoch durch
die Verwendung des Detektors DET mit der Konfiguration der oben
erwähnten
Patentanmeldung unterdrückt.
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(2) Vorteile und Beispiele
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Gemäß der oben
beschriebenen Ausführungsform
muss die Zentraleinheit, da die Regelung im Zusammenhang mit der
Optimierung der Verzerrungsdetektionsschleife L1 und der Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 mit Hilfe der Synchronisationsdetektoren 36 und 38 durchgeführt wird,
nicht zur Ausführung
der Einzelschrittprozedur vorgesehen sein, wodurch eine Beschleunigung
des Ansprechens der Schleifen auf Änderungen der Betriebsbedingungen
ermöglicht
wird. Beisielsweise wird, während
die Einstellzeit in einem in 8 gezeigten
herkömmlichen
Beispiel 3 bis 10 Sekunden beträgt,
die Einstellzeit in der vorliegenden Ausführungsform annähernd auf
einige hundert Mikrosekunden in der Verzerrungsdetektionsschleife
und einige zehn Millisekunden in der Verzerrungsunterdrückungsschleife reduziert.
Daher ist das Auftreten eines übermäßigen Signaleingangs
in den Hilfsverstärker
A2 weniger wahrscheinlich.
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In
der vorliegenden Ausführungsform
kann auf das Pilotsignal für
L1 verzichtet werden, da der Synchronisationsdetektor 36 zur
direkten Durchführung
von Synchronisationsverarbeitung des dominanten Signals vorgesehen
ist und die Verzerrungsdetektionsschleife L1 in Übereinstimmung mit dem Ausgangssignal
des Synchronisationsdetektors 36 geregelt wird. Dies führt zu den
Vorteilen der Vereinfachung der Schaltkreiskonfiguration und Kostenreduktion,
da es nicht mehr nötig
ist, Strukturen wie ein Kerbfilter, um einen Übergang des Pilotsignals für L1 aus
dem Ausgangsanschluss OUT zu verhindern, und eine Schaltkreisanordnung
für die
Erzeugung des Pilotsignals für
L1 vorzusehen.
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Weiterhin
kann die Verzerrungsdetektionsschleife L1 ungeachtet der Änderungen
der Anzahl von Trägern
oder anderen Faktoren stabil betrieben werden, da das Referenzsignal
REF, das an den Synchronisationsdetektor 36 geliefert wird,
mit Hilfe der Schritte des Extrahierens eines Abschnitts des dominanten
Signals und Erhaltens eines stabilisierten Signals durch Durchschnittsenergiedetektion
des extrahierten Abschnitts erzeugt wird.
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Zusätzlich kann
die vorliegende Ausführungsform
durch Anwendung des vorstehend in der vorliegenden Anmeldung als
Detektor DET vorgeschlagenen Detektors selbst bei Änderungen
der Betriebsbedingungen, wie beispielsweise Temperaturänderungen,
problemlos arbeiten.
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Obwohl
die vorliegende Ausführungsform Hybridschaltungen
zum Extrahieren und Vorwärtsleiten
eines Abschnitts eines Signals verwendet, können alternativ Signalabzweigungsvorrichtungen
und Signalextraktionsvorrichtungen anderer Art anstelle von Hybridschaltungen
verwendet werden. Verstärker
mit einstellbarem Verstärkungsgrad
können
an Stelle der variablen Dämpfer
verwendet werden. Richtungskoppler zum Extrahieren und Anlegen eines
Signals an den Regelschaltkreis oder zum Einbringen eines Signals
aus dem Regelschaltkreis in geeignete Bereiche der Schaltkreisanordnung
können
an anderen Stellen als in den Figuren angegeben positioniert werden,
so lange die Vorteile der vorliegenden Erfindung unverändert bleiben.
Jeder der Mischer kann von aktiver oder passiver Art sein. Differentialverstärker können entweder
als invertierte oder nicht invertierte Art verwendet werden, so
lange die Beziehung der negativen Rückkopplung im Hinblick auf
die FF-Schleife erhalten bleibt.
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Weiter
können
anstelle der Kombinationen von variablen Dämpfern und variablen Phasenschiebern
Vektormodulatoren verwendet werden, wie in 4 gezeigt.
In 4 ist der Vektormodulator M1 anstelle des variablen
Dämpfers
ATT1 und des variablen Phasenschiebers PS1 vorgesehen, während der
Vektormodulator M2 anstelle des variablen Dämpfers ATT2 und des variablen
Phasenschiebers PS2 angeordnet ist.
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Jeder
der Vektormodulatoren M1 und M2 weist die folgenden Bauteile auf.
Der Quadraturverteiler 48 führt eine orthogonale Zweiwegeteilung
eines Eingangssignals durch. Der Mischer MIXI mischt eines der Ausgangssignale,
I (0 [rad])-Komponente, des Quadraturverteilers 48 mit
dem Verstärkungsgrad-Regelsignal
G und gibt das resultierende Signal aus. Der Mischer MIXQ mischt
das andere Ausgangssignal, Q (-π/2
[rad])-Komponente, des Quadraturverteilers 48 mit dem Phasenregelsignal θ und gibt
das resultierende Signal aus. Der Gleichphasenkombinator 50 kombiniert
die Ausgangssignale der Mischer MIXI und MIXQ gleichphasig. Gemäß dieser Anordnung
können
Amplitude und Phase des Ausgangssignals des Gleichphasenkombinators 50 durch
entsprechende Änderung
der Amplitude des Verstärkungsgrad-Regelsingals
G und des Phasenregelsignals θ geändert werden.
Die Mischer MIXI und MIXQ können
mit Hilfe von Gegentaktmischern oder ähnlicher Vorrichtungen implementiert
werden.
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Darüber hinaus
können,
wie in 6 dargestellt, die Eingangssignale in die Synchronisationsdetektoren 36 und 38 ähnlich wie
in einer in 8 gezeigten herkömmlichen
Technik auf eine niedrigere Frequenz gewandelt werden. In 6 sind
BPF1 bis BPF4 Bandpassfilter für
die Beseitigung von Rauschen außerhalb
des Bandes. MIX1, MIX2, MIX9 und MIX10 sind Mischer für die Frequenzumwandlung. LPF1
bis LPF4 sind Tiefpassfilter für
die Extraktion niedrigerer Frequenzkomponenten des Mischer-Ausgangssignals,
also des Signals nach der Frequenzumwandlung. B1 bis B4 sind Puffer
oder Verstärker zum
Liefern dieser Signale an den Synchronisationsdetektor 36 oder 38.
LOC ist der lokale Oszillator für die
Frequenzumwandlung. Durch Verwendung dieser Konfiguration, bei der
die Synchronisationsdetektion nach der Wandlung der Signale auf
eine niedrige Frequenz durchgeführt
wird, ist die Handhabung der Signale in den Synchronisationsdetektoren 36 und 38 vereinfacht.
Besteht ein Unterschied zwischen den elektrischen Wellenlängen der
Signalpfade, die idealerweise identische Längen aufweisen sollten, eine
Frequenzeigenschaft von Verzögerungszeitflächen, so
reduziert sich die Frequenzbandbreite, in der Verzerrung kompensiert
werden kann, also die Beseitigungs-Bandbreite. Durch die Durchführung der
Synchronisationsdetektion nach der Wandlung der Signale auf eine
niedrige Frequenz kann eine derartige Bandreduktion jedoch verhindert
werden. Weiter ist es einfach, für
ein niedriges Frequenzband ein Filter mit guten Unterdrückungseigenschaften
bezüglich
außerhalb
des Bandes liegender Signale bereitzustellen. Durch Verwendung eines
derartigen Filters als Tiefpassfilter LPF1 und andere kann eine Konfiguration
mit hoher Widerstandsfähigkeit
gegenüber
Störungen
gebildet werden. Bandpassfilter können anstelle der Tiefpassfilter
LPF1 bis LPF4 verwendet werden.
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Weiterhin
kann das Pilotsignal für
L2, wie in 7 gezeigt, einer Spreizspektrumsmodulation
unterzogen werden. In der Figur wird das oszillierte Ausgangssignal
des Oszillators OSC2 einer Gleichphasen-Zweiwegeteilung durch den
Gleichphasenverteiler 28 unterzogen und an den Synchronisationsdetektor 38 und
den Mischer MIX11 verteilt. Das dem Mischer MIX11 zugeteilte Signal
wird durch einen durch den Spreizcodegenerator 56 erzeugten Spreizcode
in ein Direktfolge-Spreizspektrum moduliert. Das resultierende Signal
wird dann im Mischer MIX12 mit Hilfe des Ausgangssignals des lokalen
Oszillators LOC auf eine höhere
Frequenz gewandelt und schließlich
an den Richtungskoppler DC3 geliefert. Ein Signal vom Richtungskoppler
DC4 wird im Mischer MIX13 mit Hilfe des Ausgangssignals von dem
lokalen Oszillator LOC auf die Frequenz des Oszillators OSC2 gewandelt.
Dieses Signal wird dann im Mischer MIX14 durch einen im Spreizcodegenerator 56 erzeugten
Spreizcode entspreizt, um in das ursprüngliche Signal zurück demoduliert
zu werden. Anschließend
wird dieses Signal als Fehlersignal ERR über das Bandpassfilter BPF3
in den Synchronisationsdetektor 38 eingegeben.
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In 1 und
in der in 8 gezeigten herkömmlichen
Technik wird eine kontinuierliche welle (CW), also ein unmoduliertes
Signal, als Pilotsignal für
L2 verwendet. Dementsprechend trat, wenn die Frequenz des Pilotsignals
für L2
in der Nähe
oder innerhalb des Betriebsbandes des Verstärkers, also des Frequenzbandes,
in dem eine Reihe von Trägern dicht
angeordnet sind, eingestellt wurde, eine gegenseitige Interferenz
zwischen dem Pilotsignal für
L2 und den Trägerkomponenten
(oder den Störkomponenten
des Trägers)
auf. Daher ist es erfoderlich, die Frequenz des Pilotsignals für L2 auf
eine Frequenz einzstellen, die ausreichend vom Betriebsband des Verstärkers entfernt
ist, um eine gegenseitige Interferenz zu vermeiden. Bei einer derartigen
Einstellung kann jedoch zwar eine optimale Verzerrungsbeseitigungs-
und -unterdrückungsleistung
auf der Frequenz des Pilotsignals für L2 erreicht werden, 4 die Verzerrungsbeseitigungs-
und -unterdrückungsleistung
innerhalb des Bandes, auf dem der Verstärker tatsächlich betrieben wird, wird
aber nicht notwendigerweise optimal.
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Das
Pilotsignal für
L2 mit einem Spreizspektrum agiert andererseits als Pseudorauschen
im Bezug auf die Trägerkomponenten.
Entsprechend tritt die oben beschriebene gegenseitige Interferenz selbst
dann nicht auf, wenn die Basisfrequenz des Pilotsignals für L2 innerhalb
des Betriebsbandes des Verstärkers
eingestellt wird. Es ist daher möglich,
ein Pilotsignal für
L2 mit der Basisfrequenz innerhalb des Betriebsbandes des Verstärkers zu
verwenden. Dies bedeutet, dass die Verzerrungsbeseitigungs- und -unterdrückungsleistung
innerhalb des Bandes, auf dem der Verstärker tatsächlich betrieben wird, optimiert
werden kann. Was hier als "Basisfrequenz" des Pilotsignals
für L2
bezeichnet wird, ist definiert als die Summe der Oszillationsfrequenz
des Oszillators OSC2 und der Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillators
LOC. Wenn keine Frequenzumwandlung nach oben und unten mit Hilfe
eines lokalen Oszillators LOC ausgeführt wird, oder wenn Frequenzumwandlungen über mehrere
Stufen erfolgen, ändert sich
die Definition des Begriffs "Basisfrequenz" entsprechend.
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Bei
einer geringfügigen Änderung
des Betriebsbandes des Verstärkers
während
einer Verwendung des Spreizspektrum-Pilotsignals für L2 ist
es lediglich erforderlich, die Oszillationsfrequenz des lokalen
Oszillators LOC zu ändern.
Die Frequenz des Pilotsignals für
L2 muss nicht geändert
werden. Entsprechend vereinfacht die Verwendung des Spreizspektrum-Pilotsignals
für L2
in vorteilhafter Weise die Änderung
der Frequenz des Pilotsignals auf eine Änderung des Betriebsbandes
hin.
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Wird
die Frequenz des Spreizspektrum-Pilotsignals für L2 vor der Einbringung in
den dominanten Pfad, wie in 7 gezeigt,
nach oben gewandelt, so kann die Frequenz des zu spreizenden/zu
entspreizenden Signals im Vergleich zu einem Fall, in dem die Einbringung
in den dominanten Pfad ohne Aufwärtswandlung
durchgeführt
wird, niedriger sein. Mit anderen Worten kann die Wandlung nach
oben verhindern, dass der Synchronisationsdetektor 38 unter kritischen
Bedingungen arbeitet, ein breiteres Band für den Betrieb der Vorrichtung
bereitstellen und einen derartigen Betrieb relativ stabil machen.
Weiter kann eine Verbesserung der Vorrichtungseigenschaften erzielt
werden, da ein Bandpassfilter BPF3 mit ausgezeichneten Interferenzbeseitigungs-
und -unterdrückungseigenschaften
einfach zu geringen Kosten bereitgestellt werden kann.
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Natürlich ist
die Anwendung der vorliegenden Erfindung nicht auf Übertragungsvorrichtungen für Mobilkommunikation
beschränkt.
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(3) Referenzbeispiel
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Der
im US-Patent 5,528,196 offenbarte FF-Verstärker ähnelt der oben beschriebenen
Ausführungsform
insofern, als das Pilotsignal für
L1 beseitigt wird und die Einzelschrittprozedur unter Regelung durch
die Zentraleinheit nicht mehr erforderlich ist. Zum Vergleich dieser
Technik mit der in 1 gezeigten Vorrichtung wird,
wie in 9 dargestellt, eine Schaltkreiskonfiguration durch
Modifikation des in 8 gezeigten herkömmlichen
Schaltkreises durch Anwendung der in dem obigen US-Patent offenbarten
Technik geschaffen. Es sollte sich verstehen, dass die dargestellte
Konfiguration selbst nicht die Erfindung des oben erwähnten US-Patents
darstellt und, streng gesehen, der Schaltkreis aus 9 einen
neuartigen Aufbau darstellt, der in dem obigen Patent weder offenbart
noch nahegelegt wird. Der in 9 gezeigte
Regelschaltkreis 10A weist einen Differenzvergleicher 16 für die Optimierung
der Verzerrungsdetektionsschleife L1 und eine L2-Regeleinheit 18 für die Optimierung
der Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 auf.
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Ein
erster Unterschied zwischen dem in 1 und dem
in 9 gezeigten Schaltkreis betrifft die Weise, wie
die Schaltkreise im Hinblick auf ein Signal mit geringerer Korrelation
mit dem vom Signaleingangsanschluss IN angelegten Eingangssignal arbeiten.
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In
dem Schaltkreis aus 1 werden die in dem in der Verzerrungsdetektionsschleife
L1 verwendeten Fehlersignal ERR ständig vorhandenen Trägerkomponenten
einer Synchronisationsdetektion unterzogen. Diese Synchronisationsdetektion
wird unter Verwendung eines durch Regulierung des Pegels eines Signals
von dem dominanten Pfad erhaltenen Signals als Referenzsignal durchgeführt. Entsprechend
ist das durch den Synchronisationsdetektor 36 zur Verwendung
als Regelsignal für
den variablen Dämpfer
ATT1 und den variablen Phasenschieber PS1 extrahierte Signal ein
Signal mit einer Korrelation mit dem an den Signaleingangsanschluss IN
angelegten Eingangssignal, und zwar die Vielzahl von Trägerkomponenten
innerhalb des Fehlersignals. Dadurch wird vermieden, dass Signale
mit geringerer Korrelation mit dem dominanten Signal, wie beispielsweise
willkürliches
Rauschen, auf ähnliche Weise
wie die im Hauptverstärker
A1 erzeugten Verzerrungskomponenten extrahiert werden.
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In
dem Schaltkreis aus 9 wird andererseits der folgende
Ablauf ausgeführt.
Das Signal vom Richtungskoppler DC5 wird mittels Gleichphasenverteilung
durch den Gleichphasenverteiler 20 zum Amplitudendetektor 24 und
dem Phasendetektor 26 verteilt. Das Signal vom Richtungskoppler
DC6 wird mittels Gleichphasenteilung durch den Gleichphasenverteiler 22 zum
Amplitudendetektor 24 und dem Phasendetektor 26 verteilt.
Diese Signale werden an den im Inneren des Amplitudendetektors 24 und
des Phasendetektors 26 angeordneten Widerstandsbrücken eingegeben.
Durch Quadratdetektion der Ausgangssignale dieser Widerstandsbrücken wird
ein Gleichstromverstärker
differentiell betrieben. Gemäß diesem
Ablauf erfolgt ein Differentialvergleich für die Extraktion sogar von
Moduskomponenten, und jede beliebige Signalkomponente kann das Objekt
von Detektion sein, ungeachtet dessen, ob sie eine Korrelation mit
dem dominanten Signal aufweist. Daher kann willkürliches Rauschen zur Verwendung
als Regelsignal für
den variablen Dämpfer
ATT1 und den variablen Phasenschieber PS1 extrahiert werden.
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Auf
die oben beschriebene Weise weist der erstere Schaltkreis, also
die Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, theoretisch verglichen mit dem letzteren
Schaltkreis, also der einfachen Kombination herkömmlicher Techniken, einen höheren Widerstand
gegenüber
Rauschen auf.
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Ein
zweiter Unterschied zwischen dem in 1 und dem
in 9 gezeigten Schaltkeis betrifft die Extraktion
von Positionen der in den Regelschaltkreis einzubringenden Signale.
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In
dem Schaltkreis aus 1 werden das Signal innerhalb
des Pfades von der Hybridschaltung HYB2 zur Hybridschaltung HYB3,
der durch den Hilfsverstärker
A2 verläuft,
und das Signal vom Signalausgangsanschluss OUT als Signale ERR und REF
in den Synchronisationsdetektor 36 eingegeben. Der dargestellte
Extraktionspunkt jedes dieser Signale ist nur ein Beispiel. Bei
der Ausführung
der vorliegenden Erfindung kann, solange die elektrischen Wellenlängen von
den jeweiligen Eingangsanschlüssen
von ERR und REF am Synchronisationsdetektor 36 zum Signalkopplungspunkt
in der Hybridschaltung HYB2 miteinander identisch sind, der Extraktionspunkt
des Fehlersignals ERR jeder beliebige Punkt innerhalb des Pfades
von der Hybridschaltung HYB2 zur Hybridschaltung HYB3, der durch
den Hilfsverstärker
A2 verläuft,
sein, und der Extraktionspunkt des Referenzsignals REF kann jeder
beliebige Punkt innerhalb des dominanten Pfades sein. Ein derart
hoher Grad an Flexibilität
und Freiheit bei der Konstruktion wird dadurch möglich, dass der Schaltkreis
aus 1 die Synchronisationsdetektion eines Fehlersignals
wie oben beschrieben basierend auf dem dominanten Signal durchführt.
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In
dem Schaltkreis aus 9 werden andererseits zwei separate
Signale aus Positionen in unmittelbarer Nähe der Eingangsanschlüsse der
Hybridschaltung HYB2 für
die Einbringung in den Differenzvergleicher 16 extrahiert.
Da in diesem Schaltkreis der Differenzvergleich stattfindet, können die Extraktionspunkte
dieser Signale nicht wesentlich verändert werden. Entsprechend
weist der Schaltkreis aus 1 einen
höheren
Grad an Konstruk tionsfreiheit auf. In 9 ist der
Richtungskoppler DC5 zum Zweck der besseren Veranschaulichung neben
dem Eingangsanschluss der Hybridschaltung HYB2 gezeigt. Tatsächlich ist
es jedoch unerwünscht,
den Richtungskoppler DC5 neben dem Eingangsanschluss der Hybridschaltung
HYB2 auf der Seite des dominanten Pfades anzuordnen, da die Amplitude
der Träger
am Eingangsanschluss der Hybridschaltung HYB2 auf der Seite des
dominanten Pfades extrem groß ist,
während
sie am Eingangsanschluss der Hybridschaltung HYB2 auf der Seite
der koaxialen Verzögerungsleitung
D1 klein ist. Für
einen bevorzugten Betrieb des Differenzvergleichers 16 sollte
der Richtungskoppler DC5 dort angeordnet sein, wo die Trägeramplitude
kleiner ist. Im Inneren der Hybridschaltung HYB2 befinden sich ein
Schaltkreisabschnitt für
das Verzweigen des dominanten Signals in zwei Signale und ein anderer
Schaltkreisabschnitt für
die Kombination eines der abgezweigten Signale mit dem über die
koaxiale Verzögerungsleitung
D1 übermittelten
Signal. Da die Trägeramplitude
in dem Pfad, der die beiden Schaltkreisabschnitte verbindet, klein
ist, ist es erwünscht,
den Richtungskoppler DC5 in diesem Pfad zu positionieren.
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Ein
dritter Unterschied zwischen dem in 1 und dem
in 9 gezeigten Schaltkreis ist das Vorhandensein
oder Nichtvorhandensein des APR-Schaltkreises 40.
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In
dem Schaltkreis aus 1 wird ein Abschnitt des dominanten
Signals über
den APR-Schaltkreis 40 als Referenzsignal REF in den Synchronisationsdetektor 36 eingegeben.
Der Schaltkreis aus 1 führt dann eine Synchronisationsdetektion
des Signals ERR basierend auf diesem Referenzsignal REF durch. Insbesondere
werden zur Durchführung
von Synchronisationsdetektion des Fehlersignals der Pegel eines
Signals von dem dominanten Pfad reguliert und das erhaltene Signal
als Referenzsignal verwendet, um den Einfluss einer Offsetspannung
zu beseitigen.
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Die
effektive dynamische Reichweite des Synchronisationsdetektors 36 wird
durch die dynamische Reichweite des APR-Schaltkreises 40 bestimmt,
während
die dynamische Reichweite des APR- Schaltkreises 40 durch die Änderungsmenge im
Verstärkungsgrad
des Verstärkers
oder Puffers B3 und dem Dämpfungsgrad
des variablen Dämpfers ATT3
bestimmt wird. Entsprechend kann durch Vergrößerung der Änderungsreichweite von Verstärkungs-
und Dämpfungsgrad
die effektive dynamische Reichweite des Synchronisationsdetektors 36 auf einfache
Weise ausgedehnt werden. Andererseits wird ein derartiger APR-Schaltkreis
in dem Schaltkreis aus 9 nicht verwendet.
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Ein
vierter Unterschied zwischen dem in 1 und dem
in 9 gezeigten Schaltkreis betrifft das Verfahren
für die
Erzeugung des Regelsignals für die
Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2. Insbesondere moduliert der Schaltkreis aus 9 das
Pilotsignal für
L2 mit einem niederfrequenten Oszillationsausgangssignal, ehe er
es als Referenzsignal verwendet, während der Schaltkreis aus 1 das Pilotsignal
für L2
ohne Durchführung
von Modulation als Referenzsignal für den Synchronisationsdetektor 38 verwendet.
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Weiter
wird insbesondere im Schaltkreis aus 9 das Oszillationsausgangssignal
des lokalen Oszillators LOC zunächst
einer Gleichphasen-Zweiwegeteilung durch den Gleichphasenverteiler 28 unterzogen
und zu der Hybridschaltung HYB4 und dem Gleichphasenverteiler 32 geliefert.
Mit Hilfe dieses Signals erzeugt die Hybridschaltung HYB4 ein Orthogonalsignal,
also ein Signal, das die I-Komponente (0) und die Q-Komponente (π/2) aufweist.
Dieses Orthogonalsignal und das Orthogonaloszillations-Ausgangssignal
des Niederfrequenzoszillators OSC2 werden durch die Mischer MIX3
und MIX4 gemischt. Der Gleichphasenkombinator 37 führt eine
Gleichphasenkombination des resultierenden Signals durch, wodurch
das Pilotsignal für
L2 mit Bezug zu einem der Seitenbänder erzeugt wird. Weiter mischen im
Schaltkreis aus 9 die Mischer MIX5 und MIX6 die
durch die Gleichphasen-Zweiwegeteilung des Gleichphasenverteilers 32 gelieferten
Signale jeweils mit den Signalen von den Richtungskopplern DC7 und
DC8. Der Synchronisationsdetektor führt dann Synchronisationsdetektion
des Ausgangssignals des Mischers MIX6 unter Verwendung des Ausgangssig nals
des Mischers MIX5 als Referenz durch, wodurch das Regelsignal für den variablen
Dämpfer
ATT2 und den variablen Phasenschieber PS2 erzeugt wird.
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Entsprechend
weist der Schaltkreis aus 9, obwohl
er die Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 durch Synchronisationsdetektion wie in dem in 1 gezeigten
Schaltkreis regelt, den Nachteil der Komplexität der Schaltkreiskonfiguration
auf. Die Komplexität
wird verursacht durch Faktoren wie die Notwendigkeit der Modulation
des lokalen Oszillationssignals durch das niederfrequente Oszillationsausgangssignal
und der Extraktion eines Seitenbandes bei der Erzeugung des Pilotsignals
für L2.
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Wie
aus den vorstehend beschriebenen Unterschieden hervorgeht, würde eine
Modifizierung des in 8 gezeigten herkömmlichen
Schaltkreises basierend auf der Offenbarung des oben erwähnten US-Patents
nicht den in 1 gezeigten Schaltkreis ergeben.
Insbesondere wird in der in 1 gezeigten Vorrichtung
und anderen Beispielen der APR-Schaltkreis 40 in Verbindung
mit Durchschnittsdetektion verwendet, so dass das dominante Signal
als Referenzsignal REF für
den Synchronisationsdetektor 36 verwendet werden kann.
Dieser Gedanke kann nicht aus dem oben erwähnten US-Patent abgeleitet
werden.
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Zusätzlich zu
dem oben erwähnten
US-Patent bestehen noch andere herkömmliche Techniken, die in den
japanischen Patentveröffentlichungen
Hei 6-244647 und Hei 6-85548 offenbart sind. In den Schaltkreisen
dieser Veröffentlichungen
wird das Pilotsignal für
L2 einer Sprektrumsspreizung unterzogen und dann in den dominanten
Pfad eingebracht, während
ein in dem dominanten Pfad erfasstes Signal einer Sprektrumsentspreizung
unterzogen wird. Basierend auf den aus diesem Ablauf erhaltenen
Ergebnissen wird der Betrieb der Verzerrungsunterdrückungsschleife
L2 eingestellt und geregelt. Jedoch lässt sich aus keiner Stelle
dieser Veröffentlichungen die
Verwendung des Synchronisationsdetektors 36, die Verwendung
des APR-Schaltkreises 40, der eine effektive Nutzung des
Synchronisationsdetektors 36 erlaubt, oder die Beseitigung des
Pilotsignals für
L1 ersehen oder schließen.
Weiter kann, da diese Veröffentlichungen
die Durchführung
von Spektrumsspreizung des Pilotsignals für L1 lehren, behauptet werden,
dass die in diesen Veröffentlichungen
offenbarten Techniken von dem grundlegenden Konzept der vorliegenden
Erfindung, das Pilotsignal für
L1 zu beseitigen, abweichen. Entsprechend besteht kein Anlass für Fachleute,
die in diesen Veröffentlichungen offenbarten
Techniken mit dem in 8 der vorliegenden Erfindung
gezeigten Stand der Technik oder mit dem oben erwähnten US-Patent
zu kombinieren. Selbst bei einer Kombination würden zwischen dem daraus resultierenden
Aufbau und dem Aufbau der vorliegenden Erfindung nach wie vor ähnliche
Unterschiede bestehen wie sie zwischen dem Aufbau von 9 und
dem Aufbau der vorliegenden Erfindung bestehen.